JPH05136759A

JPH05136759A - スペクトル拡散復調器

Info

Publication number: JPH05136759A
Application number: JP3299251A
Authority: JP
Inventors: Naoki Okamoto; 直樹岡本; Takeshi Okamoto; 猛岡本; Masashi Higashimoto; 雅至東本
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1991-11-14
Filing date: 1991-11-14
Publication date: 1993-06-01

Abstract

(57)【要約】【目的】スペクトル拡散通信において、ＣＷその他の
妨害波を除去する。【構成】受信信号を分波器１により２つに分け、一方
は可変移相器２を通し、他方はそのままあるいは可変移
相器２の損失分に相当する回路を通し、その後合波器３
において合波する。合波器３により合波した信号を検波
器４で検波し、その出力をコントローラ５を介して可変
移相器２にフィードバックし、検波器４の出力が最小と
なるようにコントロールする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直接スペクトル拡散通
信に使用される復調器の妨害波除去に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、スペクトル拡散を用いた通信は、
その種々の特徴すなわち対マルチパス特性、対持続波
（ＣＷ）妨害、ランダムアクセス、秘匿性等から種々の
応用が考えられている。

【０００３】直接スペクトル拡散通信方式においては、
ある特定の周期をもつ拡散符号（チップ数でその周期を
表わす）を用いて、被変調波と拡散符号を乗ずること
で、広い周波数帯域に拡散（スペクトル拡散）し、伝送
する。図５（ａ）、（ｂ）はそれぞれスペクトル拡散通
信における送信機および受信機のブロック図である。

【０００４】図５（ａ）の送信機において、情報の伝送
レートをＢ_{0 bps}、拡散符号を１２７チップとし、情報
１ビットを１２７チップで直接拡散し、ＢＰＳＫ変調す
ると仮定する。送信機において、情報発生部１２ではＢ
_{0 bps}の信号を発生し、スペクトル拡散部１３に送る。
ここでは情報１ビットに対して各々拡散符号１２７チッ
プを乗じる。具体的には、排他的ＯＲ等を用いて処理す
る。このとき生成される伝送信号は、１２７×Ｂ_{0 bps}
の情報量となる。

【０００５】この信号は、次段のＢＰＳＫ変調器１４に
おいて、キャリア発生源１８からのキャリアをＢＰＳＫ
変調する。そして、２×１２７×Ｂ₀（Ｈｚ）の帯域を
占める信号となり、この帯域を有する帯域通過フィルタ
（ＢＰＦ）１５、出力アンプ１６とを通じて、送信アン
テナ１７から無線伝送される。

【０００６】図５（ｂ）の受信機では、受信アンテナ１
９で受信し、受信アンプ２０で増幅し、ＢＰＦ２１を経
由した後、スペクトル逆拡散部２２において、ディレイ
ロックループ（ＤＬＬ）やマッチドフィルタ等の手段を
用いて逆拡散を行ない、その後ＢＰＳＫ復調部２３にお
いて復調され、情報復号部２４において復号され情報信
号を得る。

【０００７】このように、本来、情報を伝送するのに必
要である帯域２×Ｂ₀（Ｈｚ）を１２７倍して２×１２
７×Ｂ₀（Ｈｚ）に広げることで、広帯域にわたって信
号を伝送するため、周波数に依存するマルチパスや、特
定の周波数に現われる持続波（ＣＷ）妨害に耐性を持つ
ことになる。また、受信機においては、同一の拡散符号
をもつ受信者にしか逆拡散して復調できないため、ラン
ダムアクセスが可能となり、また秘匿性を持つことにな
る。

【０００８】一般に、この逆拡散によって得られる利得
を処理利得と呼び、１２７チップの場合、電力にして１
０ｌｏｇ１２７＝２１ｄＢの拡散利得が得られることに
なる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このようなスペクトル
拡散通信においては、送受信時にはその使用帯域は極め
て広く、たとえば通常のＢＰＳＫ変調の１２７倍であ
り、そのため、時折その帯域内に、外部からのＣＷノイ
ズが混入することがある。従来に比べ、単純計算では１
２７倍の確率となる。そのため、往々にしてＣＷノイズ
が問題となる。

【００１０】ＣＷノイズが単一スペクトルで、その電力
がＷ_cwとし、また、スペクトル拡散通信の信号は、帯域
がＢ_ssでその電力はＷ_sとする。

【００１１】一般のディジタル変調の場合、信号帯域内
のノイズＷ_cwは、そのままノイズとなるが、スペクトル
拡散においては、逆拡散後のエネルギーが２×１２７×
Ｂ₀（Ｈｚ）に均等に分散されたと仮定して、約１／１
２７Ｗ_cwがノイズとなる。

【００１２】したがって、仮にＷ_cw＝１０Ｗ_sの電力を
もつＣＷノイズが存在する場合、スペクトル逆拡散部２
２通過後のノイズは１０／１２７Ｗ_s程度となり、搬送
波対雑音比Ｃ／Ｎ上、ＣＷノイズに強いということにな
る。

【００１３】しかしながら、このＣＷノイズが遙かに強
い場合、たとえばＷ_cw≧１２７Ｗ_s等の場合には、スペ
クトル逆拡散部２２通過後のノイズは、Ｗ_sと同等以上
となり、Ｃ／Ｎが極めて悪くなり、通信できない状況に
陥る。

【００１４】これを回避する実用的な手段はほとんどな
く、１つの提案例が、１９８５年超音波シンポジウムプ
ロシーディングズＰ１０８〜１１３に述べられている。
以下これを簡単に説明する。

【００１５】入力した信号は、２つの信号、つまりスペ
クトル拡散通信波とＣＷの２つの信号が重畳された形に
なっていると考えられ、２信号の和で表わされる。

【００１６】前記の提案例では、これを高速フーリエ変
換して、入力信号を時間軸上から、周波数軸上へ変換
し、その後ＣＷ妨害となっている周波数成分を急峻なノ
ッチフィルタ（ＢＲＦ：バンドリジェクションフィル
タ）で落として、ＣＷ妨害を防ぐ方法である。

【００１７】この場合、フーリエ変換を行なうことによ
り、ＣＷノイズの周波数を確実に把握でき、そのため、
Ｗ_cw≪Ｗ_sであっても、ＣＷノイズを検出除去できるた
め、理想的なＣＷ妨害除去方法と考えられる。

【００１８】しかしながら、現実には、高速フーリエ変
換を行なうことは困難であり、適応できる伝送レート
は、極めて低速のものに限られる。また、その場合にお
いても、フーリエ変換に必要なハードウェアおよびソフ
トウェアは大きなものになる。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明の復調器において
は、受信した直接スペクトル拡散信号から一方は可変移
相器を経由するチャンネルと他方は位相を変化させない
チャンネルとに分波し、両チャンネルの信号を合波しそ
の合計出力が最小となるように、前記の可変移相器の移
相量を制御するようにした。

【００２０】

【作用】受信した信号を２つに分配して、一方を位相を
変換する手段を通して、他方をそのままであるいは必要
な処理を施した後、両者を合波した場合、可変移相器の
移相量に応じて特定の周波数において、位相を１８０°
ずらし、その合成出力をゼロとすることができる。特定
の周波数の前後においても、その合成出力を減少させ
る。ＣＷノイズがＣ／Ｎに大きく影響を及ぼす場合、そ
のＣＷ信号は遙かに電力的に大きいため、トータルの電
力を最小にすることは、ＣＷノイズに対して、位相を１
８０°ずらしていることになる。その結果、ＣＷノイズ
を減少し全体のＣ／Ｎを大きく改善できる。その他の妨
害波も軽減できる。

【００２１】

【実施例】図１は、スペクトル拡散復調器に設けられる
本発明の一実施例のブロック図である。

【００２２】図１において、入力端子６から入力された
信号は、信号成分（スペクトル拡散された変調波）と、
ＣＷノイズ（単一スペクトル）の２波の重畳波とし、そ
の他のノイズ（ホワイトノイズ等）は考慮しないものと
する。

【００２３】この入力信号は、分波器１において２分配
され、一方は可変移相器２において位相が変化され、合
波器３に送られる。他方はそのままあるいは位相器２の
損失分に相当する回路を経た後、合波器３に送られる。
この両信号は、合波器３において合成され、その出力は
検波器４において検波されコントローラ５を介して可変
移相器２にフィードバックされ、検波出力は最小となる
ように可変移相器２をコントロールする。合波器３にお
いて合波された信号は端子７を介して、スペクトル逆拡
散部２２に送られる。

【００２４】さて、ここで可変移相器２の特性について
検討する。可変移相器とは電気長を変えるもので、ここ
では周波数依存性をもたない可変移相器について考え
る。したがって、電気長を一定としたときの周波数対位
相遅れの関係は、図２に示すように単調増加となる。こ
の可変移相器に、Ｓ₀＝ｓｉｎωｔの信号が入力された
場合、この出力信号はｓｉｎω（ｔ−ｔ′）で表わされ
る（ｔ′：電気長による遅延分）。

【００２５】前述の説明のように２分配して一方を可変
移相器に、他方をそのまま出力して再び合波した場合、
その出力は、下記のように和で表わされる。

【００２６】

【数１】

【００２７】この様子を出力される電力から考える。負
荷をＲとした場合、出力される電力Ｗ_outは以下のよう
に表わされる。

【００２８】

【数２】

【００２９】この様子を図３に示す。ωの変化に伴い、
出力電圧は正弦波状に変化し、破線で示した値が、最大
値つまり可変移相器がない場合の出力電圧となる。

【００３０】また、ある単一周波数に対しては電力はゼ
ロになる点があるが、広帯域信号の場合、長周期的に見
ると、この正弦波状の平均した電力となり、その電力は
約６３．７％に減衰することになる。

【００３１】さて、本発明において可変移相器を用いる
ことによりＣＷ妨害を除去できる理由を以下に説明す
る。

【００３２】仮に入力端子６から入力される信号が、帯
域幅がＢ_ss、１２７チップに拡散したスペクトル拡散信
号で、入力電力はＷ_sと仮定する。また、本来ＢＰＳＫ
変調波等は、帯域内において一様な電力スペクトル分布
とはならないが、ここでは簡単なため一様にＢ_ss帯域に
広がっていると仮定する。

【００３３】一方、ＣＷ妨害波は、Ｂ_ss帯域内で、単一
の周波数のもので、その電力はＷ_cwとする。このとき、
逆拡散後の信号電力はＷ_s、ＣＷ妨害電力はＷ_cw／１２
７となり、それをＣ／Ｎとして表わすことができる。し
たがって、Ｃ／Ｎ＝１２７Ｗ _s／Ｗ_cwとなる。

【００３４】ゆえに、Ｗ_s≒Ｗ_cwのとき、ＣＷ妨害波は
問題とならないが、Ｗ_cw≫Ｗ_sのとき、ノイズ成分が大
きくなり問題となる。

【００３５】ところで、このときの入力電力は、Ｗ_sと
Ｗ_cwが独立であるため、Ｗ_s＋Ｗ_cwで表わされる。

【００３６】さて、本発明において、可変移相器の移相
量を任意においた場合、Ｗ_s波は、広帯域信号であるの
で、移相量にかかわらずその合成波の出力はＷ_{s out}＝
０．６３７Ｗ_sとなる。一方、Ｗ_cw波は、前述のよう
に、単一周波数信号であると仮定したので、移相量に応
じて出力は変化し、０〜Ｗ_cwの間を変化する。そこでそ
の合成波の出力はＷ_cwout＝ｆ（ｔ′）で示すことがで
きる。

【００３７】したがって、合波器３の出力電力は、Ｗ
_{s out}＋Ｗ_{cw out}＝０．６３７Ｗ_s＋ｆ（ｔ′）とな
る。ゆえに、この出力電力を検波器４によって検波した
場合、その検波出力は、ｆ（ｔ′）の関数となり、ＣＷ
妨害波のみに依存するようになる。

【００３８】したがって、検波器４の出力を最小にする
ように、検波器４から可変移相器２へのフィードバック
をコントローラ５でコントロールする。具体的には、移
相量がＣＷ妨害波に対して（２ｎ＋１）πの関係となる
ところで最小電力となり、この場合、理想的には完全に
ＣＷノイズを除去できる。

【００３９】この場合、Ｃ／Ｎは、Ｎがなくなるため、
理想的には無限大となる。このように、本発明では検波
器４の出力を最小にするようにコントロールすること
で、狭帯域のＣＷノイズは１００％除去し、広帯域のス
ペクトル拡散波は、一律に６３．７％に減るだけである
ので、その結果、Ｃ／Ｎは従来例に比較して遙かに改善
される。

【００４０】また、従来のフーリエ変換等で演算してい
た場合に比べ、検波器の出力を最小になるようにコント
ロールするだけであるので、高速の信号にも対応でき、
かつ、ハードウェア，ソフトウェアも遙かに簡単とな
る。

【００４１】なお、本実施例では、ＣＷ妨害波は単一周
波数としたが、これは、一般の通信波のような狭帯域信
号であっても、可変移相器の効果は期待でき、そのよう
な応用についても本発明は一般性を失なわない。

【００４２】図４は、本発明の他の実施例のブロック図
である。図１と異なるところは、可変移相器２の前後に
スイッチ８および９を設け、必要により可変移相器２を
回路から切り離すようにしたことである。

【００４３】可変移相器２の位相を変化させて予想され
る全位相をとっても、ある任意の値を下回らないとき
は、スイッチ８および９を切換え、可変移相器２を通さ
ないようにできる。

【００４４】以下この実施例について詳細に説明する。
前述のように、出力電力は、Ｗ_{s out}＋Ｗ_{cw out}＝０．
６７３Ｗ_s＋ｆ（ｔ′）である。仮に、Ｗ_{s out}≦Ｗ
_{cw out}のとき、可変移相器２を変化させることにより、
その電力は大きく変化し出力を小さくすることができ
る。一方、可変移相器２をコントロールしても、その出
力電力がそれほど変化しない場合、ｆ（ｔ′）はほとん
ど寄与していないと考えられ、Ｗ_{s out}≫Ｗ_{cw out}と考
えられる。

【００４５】したがって、その場合、ＣＷ妨害波は、そ
れほど問題ないレベルと推定でき、あえて、可変移相器
を通す必要がないことから、切換スイッチ８，９によっ
て可変移相器２の働きを止めても問題ない。実際の通信
においては、ＣＷ妨害波以外の熱雑音、ＢＰＳＫ波のス
ペクトル電力密度が、仮定したように一律でないこと、
マルチパス等により、信号波のスペクトルも一様分布で
ないことなどから、ＣＷ妨害波がないときには、可変移
相器２がないほうがＣ／Ｎが良くなる場合がある。した
がって、回線設計により、この任意の値を計算やシミュ
レーション，実験等で決めることで、ＣＷ妨害波が強い
ときには可変移相器２を用いてそれを除去し、ＣＷ妨害
波が弱いときあるいはないときには、可変移相器２を用
いないことにし、良いＣ／Ｎを確保できるようになる。

【００４６】このようにして本発明を用いることによ
り、ＣＷ妨害波があるときにもないときにも、良いＣ／
Ｎ状態で通信できるようになる。

【００４７】なお、前記の他の実施例において、可変移
相器２を通さないようにするために切換スイッチを用い
たが、他にも可変移相器の移相量をゼロにする、あるい
は、帯域に影響のない移相量にする等、可変移相器の働
きを等価的になくするような方法であればよい。

【００４８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、スペクト
ル拡散通信で往々にして問題となったＣＷ妨害波その他
の妨害波を除去することができ、その結果、Ｃ／Ｎの良
い状態でいつも受信できるようになる。

【００４９】また、従来考えられているようなフーリエ
変換を行なってＣＷ妨害を除去する方法に比べて、高速
のデータ通信にも応用でき、かつ、そのハードウェアお
よびソフトウェアは遙かに小さいもので実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のブロック図である。

【図２】可変移相器の周波数対位相遅れの関係を示すグ
ラフである。

【図３】ωと出力電力の関係を示すグラフである。

【図４】本発明の他の実施例のブロック図である。

【図５】（ａ）は送信機、（ｂ）は受信機のブロック図
である。

【符号の説明】

１分波器２可変移相器３合波器４検波器５コントローラ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信した直接スペクトル拡散信号から一
方は可変移相器を経由するチャンネルと他方は位相を変
化させないチャンネルとに分波する手段と、両チャンネ
ルの信号を合波しその合計出力が最小となるように前記
の可変移相器の移相量を制御する手段とを有することを
特徴とするスペクトル拡散復調器。
【請求項２】両チャンネルの合波出力を検波して、そ
の出力値がある所定の値以下になる移相量が存在すると
きは可変移相器を動作させる手段を有する請求項１記載
のスペクトル拡散復調器。