JPH0516763Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案はテレビジヨン受像機やデイスプレイ機
器等の水平偏向回路の改良に関するものである。

（従来の技術） 第３図は本考案が係わる水平偏向回路の従来例
の要部を示す図である。

ここで、１は図示されない前段からの水平同期
信号パルスＰに同期した発振波形Voscを出力す
る水平発振回路である。

次いで、２はパルス整形回路、３，４は分圧抵
抗、５は励振npnトランジスタであつて、そのコ
レクタ端子は励振トランス６の一次巻線６ａの一
端に接続され、励振トランス６の二次巻線６ｂは
水平出力回路７に加えられる。そして、この水平
出力回路７の内部では、先ず励振トランジスタ５
のコレクタ端子に生じた励振波形Vcdが、励振ト
ランス６の二次巻線６ｂから同相で水平出力npn
トランジスタ８のベース電極（端子）に加えられ
る。

また、９はダンパーダイオード、１０は帰線共
振コンデンサ、１１は水平偏向コイル、１２はＳ
字補正コンデンサである。

この様にすると周知の原理に基づいて、水平出
力トランジスタ８とダンパーダイオード９の水平
偏向周期thのスイツチイング作用により、水平偏
向コイル１１にはノコギリ波電流Iyが流れて、こ
こには図示しない受像管の電子ビームを左右に偏
向すると共に、水平出力トランジスタ８のコレク
タ端子には正弦波パルス（正弦半波パルス）Vc
を生じる。この正弦波パルスVcは、フライバツ
クトランス１３の一次巻線１３ａに加えられ、更
に、その二次巻線１３ｂで昇圧された高圧パルス
Vhvを得る。この高圧パルスVhvは、ここでは図
示されない高圧整流回路によつて整流されて直流
電圧となり、前述受像管の陽極電圧として使用さ
れる。

また、１３ｃはフライバツクトランス１３の三
次巻線であつて、ここで得た帰線パルスV_pを水
平発振回路１に帰還して、自動周波数制御ループ
を形成する。また、＋Ｅ及び＋Ebは回路を動作さ
せる為の直流電源電圧である。

この第３図の各部の波形を特に位相関係を中心
に説明したのが第４図である。

ここで、同図のVoscは、繰り返し周期が水平
偏向周期thである水平発振回路１の発振波形であ
るが、この発振波形Voscの立ち上がり部分の時
刻Ｔでパルス整形回路２をトリガして、その出力
に矩形波Vosc′を得る。この矩形波Vosc′の正の
部分で分圧抵抗３，４によつて次段の励振トラン
ジスタ５のベース電流が流れコレクタ・エミツタ
間が導通する。励振トランジスタ５が導通する
と、そのコレクタ電位はほゞゼロとなり、結局、
そのコレクタ端子に生じる励振波形Vcdは、第４
図に示す様に、矩形波Vosc′と逆位相の矩形波に
なるが、その導通期間Tonは励振トランジスタ５
の蓄積時間ts1だけ延びたものになる。

次に、水平出力トランジスタ８のベース電流
は、第４図のIbに示す様に、励振波形Vcdの正の
部分でやはり正方向に流れる様、励振トランス６
の巻線６ａ，６ｂの極性が定められている。そし
て、この励振波形Vcdの立ち下がり部分から、ベ
ース電流Ibは負方向に転じ、この負電流は水平出
力トランジスタ８のベース層の余剰キヤリアが一
掃されるまで続き、この時間が水平出力トランジ
スタ８の蓄積時間ts2になり、この蓄積時間ts2が
終了する時点までコレクタ電流Icは流れ続ける。
更に、この蓄積時間ts2が終り、水平出力トラン
ジスタ８のコレクタ電流Icがゼロになつた時点か
ら、第４図のVcに示す様に、コレクタ電圧が正
弦波で半サイクル分だけ発生する。

この正弦波パルスVcは、回路の共振周期によ
つてその半サイクル長、即ち帰線時間trが定まる
が、これが終了した時点T₁から第４図の破線で
示すダンパー電流Idが流れ始め、次に水平出力ト
ランジスタ８のベース電流Ibが正方向に流れ出す
時点T₀からコレクタ電流Icが流れ出し、ダンパ
ー電流Idとつながつて水平走査期間tsの間、直線
的に増加する波形を形成する。そして、このId＋
Icと、帰線共振コンデンサ１０の充放電電流とに
よつて第４図のIyに示す水平偏向の為のノコギリ
波電流が生成される。

この第４図において、コレクタ電流Icがゼロレ
べルをクロスする時点をT₂とすると、時点（時
間位置）T₀は必ず時点T₁とT₂との間に入つてい
なければならない。もし、この条件が満足出来な
いと、水平出力トランジスタ８の損失が急増して
破損につながる事がある。

通常の場合は、時間位置T₀を時点T₁とT₂の間
に入れる事はそれ程困難な事ではない。ところ
が、近年受像管をコンピユータ装置のデイスプレ
イとして使用する場合、画像の高精細度化の傾向
に従つてその水平偏向周波数も高くなる場合が多
い。この様な場合は、時点T₁とT₂との時間間隔
が非常に狭くなり、各要素のバラツキやドリフト
を考えると、時間位置T₀をこの間に入れるのは
困難になつてくる。

第３図のパルス整形回路２は、この問題を解決
する為に設けられたもので、水平偏向周波数が低
い時にはなくとも済む回路である。即ち、発振波
形Voscのパルス幅toscに関係なく、このパルス
整形回路２の出力矩形波Vosc′のパルス幅tosc′を
手動または自動的に調整する事により、時点T₀
の位置を微細に動かし、水平偏向周波数が高い時
でも、必ず時点T₀がT₁とT₂との間に入る様にし
たものであつて、単安定マルチバイブレータ素子
等が使用される。

（考案が解決しようとする課題） ところで、この第３図の回路で電源を切断した
場合、回路の直流電源電圧は、例えば第５図のａ
に示す様に、切断時点Toffより＋Ｅからゼロに
向けて減衰して行く。従つて、これを回路の直流
電源電圧とする水平発振回路１の発振波形Vosc
は、第５図のｂに示す様に、やはり直流電源電圧
の減衰に合わせて矩形波のままゼロに減衰して行
く。

もし、水平偏向周波数が通常のテレビジヨンシ
ステムの様に低い場合は、パルス整形回路２を必
要とせず、水平発振回路の出力（発振波形）
Voscが直接抵抗３につながつて励振トランジス
タ５を動作させる。従つて、この様な例での電源
切断時は第５図のｂの様な形で励振トランジスタ
５のベース電流も減衰し、動作上は問題を生じな
い。

しかし、水平偏向周波数が高く、前述の様にパ
ルス整形回路２を通すと、その出力Vosc′は第５
図のｃの様にToff時点で電源切断後減衰途中で
急激にゼロに落ちる事がある。これはパルス整形
回路２として、入出力共ハイレべルかローレべル
かの二値で取り扱うロジツク回路、例えば前述し
た様な単安定マルチバイブレータを使用する事が
多いからである。即ち、パルス整形回路２の入力
としての発振波形Voscが減衰して、第５図のｂ
の様に時刻Toff′でパルス整形回路２の閾値Eth
を割り込むと、途端にその出力は同図のｃの様に
ゼロになる。

この様に、時刻Toff′で急激に矩形波Vosc′が
ゼロになつた場合の励振トランジスタ５や水平出
力トランジスタ８の動作を、先の第４図と照らし
合わせて明らかにしたのが第６図である。

ここで、矩形波Vosc′が第６図に示す様に減衰
しつつ、時刻Toff′でゼロになつたまま再度パル
スを生じないとすると、これに対応して励振波形
Vcdは最後に電圧が上昇したまま後は直流電源電
圧＋Ebの低下と共に低下して行く。すると、水
平出力トランジスタ８のベース電流Ibは、図の様
に時刻Toff′以降電流は減衰しつつしばらくは継
続して流れる。

ベース電流Ibが流れている限り水平出力トラン
ジスタ８は導通状態になるから、そのコレクタ電
流Icは第６図の様に時刻Toff′以降は増加し続け
る。勿論、回路の直流電源電圧＋Ebも減少する
から途中から減少に転じ、最後はゼロになるが、
一時的にコレクタ電流Icが急増するのは避けられ
ない。

この様に、時刻Toff′で矩形波Vosc′が急に途
絶えると、水平出力トランジスタ８のコレクタ電
流Icが一時的に増加するので、この為、破損につ
ながる例が多く、問題となつていた。

（課題を解決するための手段） 本考案は以上の様な課題を解決する為になされ
たものであつて、水平発振回路と、この水平発振
回路の出力を二値的入出力条件で取り扱うパルス
整形回路と、このパルス整形回路の出力によつて
動作する水平励振回路と、この水平励振回路の出
力によつて動作する水平出力回路とからなる水平
偏向回路において、前記パルス整形回路と前記水
平励振回路との間に、前記パルス整形回路の出力
パルスの電圧レべルをシフトする電圧シフト回路
を設けた事によつて、電源切断時における水平出
力トランジスタの破損を防止する様にしたもので
ある。

（実施例） 第１図は本考案による水平偏向回路の要部を示
す回路図である。ここで、番号１，２及び５から
13までは先の第３図の同一番号の部分と同一の働
きをするものとし、その詳しい説明は省略する。

ここで、パルス整形回路２と励振トランジスタ
５との間は、第３図の分圧抵抗３，４の代りに、
ツエナーダイオード１５、抵抗１６，１７で構成
される電圧シフト回路１４が挿入されている。

この様にすると、抵抗１６の両端に発生する電
圧（矩形波）Vosc″は矩形波Vosc′からツエナー
ダイオード１５のツエナー電圧Vzだけ差し引い
たものになる。

即ち、第２図に示す様に、矩形波Vosc′が時刻
Toffより減衰して、時刻Toff′で急にゼロになる
直前の矩形波波高値に前述ツエナー電圧Vzを合
わせる。すると、抵抗１６の電圧は第２図下部の
Vosc″に示す様に、減衰した結果が時刻Toff′で
丁度ゼロになる様な形になる。そして、この電圧
Vosc″をベース電流制限用の抵抗１７を通して励
振トランジスタ５のベース端子に加えれば良い。

この様に、矩形波Vosc″がゼロまで徐々に低下
して行く様にすると、励振波形Vcd、水平出力ト
ランジスタ８のベース電流Ib共、時刻Toff′では
殆んどゼロになつており、先の第６図の水平出力
トランジスタ８のコレクタ電流Icの様に、ここか
ら電流が急増してしまう様な事はなく、破損の危
険がなくなる。

また、第２図において、矩形波Vosc′に比べ
て、本考案に適応する矩形波Vosc″はツエナー電
圧Vz分だけその波高値が小さくなり大略半減し
ている。しかし、パルス整形回路２に、例えば
CMOS素子を使用した場合は、出力矩形波
Vosc′の波高値はほゞ直流電源電圧＋Ｅに達する
ので、従来回路でも励振トランジスタ５のベース
電流を供給する為には充分過ぎ、抵抗３，４で分
圧して供給する程なので、本考案の矩形波
Vosc″の波高値（＋Ｅ−Vz）でも問題はない。

（考案の効果） 以上詳細に説明した所から明らかな様に、本考
案の水平偏向回路によれば、電源切断時において
水平出力トランジスタに過大電流が流れる事がな
くなり、水平出力トランジスタの信頼性向上に利
する所が大きいといつた特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の水平偏向回路の概要を示す回
路図、第２図はその波形説明図、第３図は従来の
回路の一例を示す回路図、第４図，第５図及び第
６図はその波形説明図である。 １……水平発振回路、２……パルス整形回路、
３，４……分圧抵抗、５……励振npnトランジス
タ、６……励振トランス、７……水平出力回路、
８……水平出力npnトランジスタ、９……ダンパ
ーダイオード、１０……帰線共振コンデンサ、１
１……水平偏向コイル、１２……Ｓ字補正コンデ
ンサ、１３……フライバツクトランス、１４……
電圧シフト回路、１５……ツエナーダイオード、
１６，１７……抵抗、＋Ｅ，＋Eb……直流電源電
圧、Eth……閾値電圧、Ib……ベース電流、Id…
…ダンパー電流、Iy……ノコギリ波電流、Ｐ……
水平同期信号パルス、th……水平偏向周期、ton
……導通期間、tosc，tosc′……パルス幅、tr……
帰線時間、ts……水平走査期間、ts１，ts２……
蓄積時間、T₁，T₂，T₀……時点、Toff，
Toff′……時刻、Vc……コレクタパルス（正弦波
パルス）、Vcd……励振波形、Vhv……高圧パル
ス、Vosc……発振波形、Vosc′，Vosc″……矩形
波、V₀……帰線パルス、Vz……ツエナー電圧。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 水平発振回路と、この水平発振回路の出力を二
   値的入出力条件で取り扱うパルス整形回路と、こ
   のパルス整形回路の出力によつて動作する水平励
   振回路と、この水平励振回路の出力によつて動作
   する水平出力回路とからなる水平偏向回路におい
   て、 前記パルス整形回路と前記水平励振回路との間
   に、前記パルス整形回路の出力パルスの電圧レべ
   ルをシフトする電圧シフト回路を設けた事を特徴
   とする水平偏向回路。