JPS5910840Y2 - 水平偏向励振回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は水平励振トランスを使用しないテレビジョン受
信機等の水平偏向励振回路に関するものである。

テレビジョン受像機等の画像表示機器の偏向方式はほと
んど電磁偏向に限られ、偏向コイルに鋸歯状波電流を流
すことにより動作する。

このため水平偏向回路としては、偏向コイルのインダク
タンスを利用してスイッチング方式により偏向コイルに
鋸歯状波電流を流すように構威されるものがほとんどで
ある。

すなわち水平同期がとられている水平発振回路からの水
平励振パルスを水平偏向励振回路に供給してパルス増幅
をして、水平出力トランジスタをオン・オフ駆動させる
ことにより、水平偏向コイルに鋸歯状波電流を流して水
平偏向動作を行わせる構戊となっている。

このような水平偏向回路において、水平偏向励振回路は
、パルス増幅をした励振パルスをドライブトランスを介
して水平出力トランジスタに加え、これを駆動する回路
方式が従来より広く使用されている。

この方式による水平偏向励振回路は回路構戊が比較的簡
単であるうえ、インピーダンスを任意に選んで゛水平出
力トランジスタの駆動条件をかなり望ましい状態に保つ
ことができるので、動作が確実で故障が少ないという利
点があり、広く採用されているものである。

しかしながら受像機の小形化やトランジスタ化、ＩＣ化
が進むにつれて、励振トランスによる価格の増加や重量
の増加、さらには基板実装上の難点などが問題視され、
水平出力トランジスタの駆動に大きな電力を必要としな
い小形受像機等を中心として励振トランスを使用しない
水平偏向励振回路が提案された。

第１図に、このような励振トランスを使用しない方式の
従来の水平偏向励振回路の一例を示す。

第１図の回路は、いわゆる抵抗ドライブ方式と呼ばれる
ものであり、図中１は水平励振トランジスタ９に所定量
のベース電流を供給するためのベース抵抗、２はトラン
ジスタ９のコレクタ抵抗であり、水平出力トランジスタ
１０のベース電流を所定量に設定、供給するための抵抗
である。

３は結合コンデンサ、４はダイオードで、結合コンテ゛
ンサ３の放電経路を形或すると共に水平出力トランジス
タ１０のベース・エミツタ間に加わる逆電圧に対する保
護を行うものである。

５はダンパーダイオード、６は共振コンデンサ、７は水
平偏向コイル、８はＳ字コンデンサで、画面の両端で偏
向電流の増加を抑えて画面の直線性を補正するほか、水
平出力回路の等価的な電源として動作をするものである
。

また、１１はパルス電圧入力端子で水平同期のとれた方
形波パルス電圧を加える端子である。

また１２は電源端子、１３は水平出力端子で、図には省
略してあるがフライバックトランスの１次巻線を介して
電源に接続されている。

また１４は直流電源で、水平出力トランジスタ１０を駆
動するための電源である。

次に第１図の抵抗ドライブ方式による従来の水平偏向励
振回路の基本的動作について説明する。

パルス電圧入力端子１１には、水平発振回路より水平同
期のとれた方形波パルス電圧が供給されている。

このパルス電圧は、くり返し周期がＴの方形波電圧であ
り、第２図に示す期間Ｔ１に高い電圧レベルとなり、期
間Ｔ２に零電圧となる。

このため、水平励振トランジスタ９は、Ｔ１の期間は、
抵抗１を通してベース電流が供給されるのでオンの状態
になり、Ｔ２の期間はベース電流の供給を断たれるため
オフの状態となる。

すなわち、トランジスタ９は人カパルス電圧の電圧レベ
ル変化に従ってオン・オフを繰り返すスイッチング動作
を行う。

まずトランジスタ９がオフとなるＴ２の期間、電流電源
１４からコレクタ抵抗２、結合コンデンサ３を介して水
平出力トランジスタ１０のベースにはベース電流が流れ
、出力トランジスタ１０はこの期間オンとなる。

このベース電流は結合コンデンサ３を充電しながら流れ
るため、この期間のベース電流波形は第２図ｂのＴ２期
間に示すようにわずかな減少傾向をもつ電流波形となる
。

このようにして、Ｔ２の期間に出力トランジスタ１０が
オンになると、Ｓ字コンデンサ８より水平偏向コイル７
、水平出力トランジスタ１０のコレクタ・エミツタ間を
通して水平偏向コイル７には時間の経過と共に直線的に
増加する偏向電流が供紹される。

次に、Ｔ１の期間に水平励振トランジスタ９がオンにな
ると、直流電源１４から抵抗２を通して流れる電流は、
全てトランジスタ９のコレクタ・エミツタ間を通して流
れてしまう。

このため、出力トランジスタ１０に対するベース電流の
供給が断たれる。

また結合コンデンサ３に充電されていた電荷がトランジ
スタ９のコレクタ・エミツタ間、ダイオード４を通して
放電し、出力トランジスタ１０のベース・エミツタ間を
ダイオード４の順方向電圧だけ逆バイアスするため、出
力トランジスタ１０はオフになろうとする。

しかしながら、前述のＴ２の期間、出力トランジスタ１
０にはオンになるために十分に大きなベース電流が供給
されているため、ベース内に蓄積された少数キャリアが
、第２図ｂに示すように、Ｔｓｔｇ期間に逆方向ベース
電流として排除されるまでの間、出力トランジスタ１０
はオン状態を継続し、この後、前述の理由によりオフ状
態となる。

出力トランジスタ１０がオフになると、水平偏向コイル
７に流れていた偏向電流は共振コンデンサ６に流れ込み
、偏向コイル７のインダクタンスと共振コンデンサ６の
静電容量とで共振した余弦波状の共振電流となる。

（詳細には図示していないが、フライバックトランスの
１次巻線のインダクタンス、２次巻線の分布容量を１次
側に変換した静電容量などを含む共振となる。

）この共振電流は、余弦波状の電流であるためｈ周期に
て電流の方向が逆になり、さらに易周期にて逆方向の最
大電流となり、さらに共振を継続しようとするところで
ダンパーダイオード５がオンになり、共振が停止する。

それ故に、水平出力端子１３には、第２図ａに示すよう
なフライバックパルス■が生じる。

また、水平偏向コイル７を流れる電流は、水平出力トラ
ンジスタ１０がオンに状態変化するまでの期間はダンパ
ーダイオード５に流れ、この期間以降はダンパーダイオ
ード５と水平出力トランジスタ１０とに分流して流れ、
さらには出力トランジスタ１０のみに流れ、時間の経過
と共に直線的に増加する電流となって周知の水平偏向動
作が行なわれる。

以上に述べたように、第１図に示す抵抗ドライブ方式に
よる従来の水平偏向励振回路の動作は、水平励振トラン
ジスタ９がオフである間に抵抗２を介して水平出力トラ
ンジスタ１０にベース電流を供給し、励振トランジスタ
９がオンになっている間に、結合コンデンサ３の電荷を
ダイオード４を通して放電することにより、水平出力ト
ランジスタ１０を逆バイアスしてオフにするという、比
較的単純な動作および簡易な回路構戊により所望の水平
偏向動作が行える長所がある。

しかしながら、その反面、励振トランジスタとしては最
大許容コレクタ電流の大きなトランジスタが必要であり
、さらに期間Ｔ１中に偏向電流の一部であるスパイク状
の電流が水平励振トランジスタに流れ、このスパイク状
電流の高調波戒分が受像機に妨害を与えるという欠点が
ある。

以下この理由を第１図および第２図を用いて説明する。

第２図は第１図の従来の水平偏向励振回路の各部の動作
波形を示すもので、ａは水平出力端子１３に生じる電圧
■、ｂは水平出力トランジスタ１０のベース電流ｉＢ，
Ｃは励振トランジスタ９のコレクタ電流ｉｃをそれぞれ
示す。

同図の期間Ｔ１において、水平励振トランジスタ９はオ
ンとなるので゛、期間Ｔ２に出力トランジスタ１０のベ
ース電流ｉＢによって充電されていた結合コンデンサ３
は、トランジスタ９のコレクタ・エミツタ間およびダイ
オード４を通して放電する。

この放電経路には、放電電流の値を制限する素子が特に
設けられていないため、放電電流の最大値は、コレクタ
抵抗２と結合コンデンサ３の値が定まっていれば、励振
トランジスタ９のオン時のコレクタ・エミツタ間飽和抵
抗およびダイオード４の順方向抵抗によって定まる。

ここで、トランジスタ９のコレクタ・エミツタ間飽和抵
抗、ダイオード４の順方向抵抗は数オーム程度の低抵抗
である。

このため、コンテツサ３の放電電流は、期間Ｔ１の開始
時点で大きな値をとり、この後は徐々に減少する指数関
数的な電流となる。

期間Ｔ１における励振トランジスタ９のコレクタ電流ｉ
ｃは、前述したコンデンサ３の放電電流に、直流電源１
４からコレクタ抵抗２を通して流れる電流、およびＴｓ
ｔｇ期間の出力トランジスタ１０のベース内少数キャリ
アを排除するための逆方向ベース電流を加えたものとな
る。

第２図Ｃの電流波形がこれをあらわしている。

以上の説明から明らかなように、トランジスタ９がオン
となる期間Ｔ１の開始時点においては、結合コンデンサ
３の放電電流の最大値以上の大きな電流が励振トランジ
スタ９に流れることになる。

したがって、この電流に対して十分安全に動作を行わせ
るためには、最大許容コレクタ電流の大きなトランジス
タを使用する必要がある。

このようなトランジスタは、形状が大きく、高価でもあ
るため、基板実装上の問題、価格の増加などの問題があ
る。

また第１図に示す従来の抵抗ドライブ方式の水平偏向励
振回路においては、第２図ｂ，Ｃに示すように、同図ａ
のフライバックパルス電圧■の終了端に同期して、スパ
イク状のパルス電流が流れる。

以下、このスパイク状電流の発生機構について説明する
。

期間Ｔ１において水平出力Ｉ・ランジスタ１０がオフに
なると、この時点から、偏向コイル７のインダクタンス
と共振コンデンサ６の静電容量とが共振して、この共振
回路には余弦波状の電流が流れる。

この共振電流は、本来は、水平出力端子１３のフライバ
ックパルス電圧■がダンパーダイオード５の順方向電圧
Ｖ，分だけ負電圧になった時点で、同ダイオードがオン
することにより終了するべきものである。

しかし、実際には、ダンパーダイオー・ド５に順方向電
圧が加わってから電流が流れるまでに遅れ時間があるた
め、Ｖｆ分以上に端子１３の電圧が下がった後にはじめ
てダンパーダイオード５がオンとなるように動作をする
。

ダンパーダイオードに使用するダイオードは大電流容量
のものであるため、一般に周波数特性が悪く、前述した
遅れ時間、すなわちダイオードのターンオン時間が比較
的長い。

一方、出力トランジスタ１０のベース・エミツタ間に並
列に接続したダイオード４は、ダンパーダイオードに使
用するダイオードよりも小電流容量のダイオードである
ため、ダンパーダイオードよりターンオン時間が短いの
が一般的である。

また期間Ｔ１において、水平励振トランジスタ９はオン
状態にあるため、ダンパーダイオード５がオンする以前
に逆方向トランジスタとして電流を流し得る機能を有し
ている。

したがって、第１図の回路においては、偏向コイル７と
共振コンデンサ６を流れる余弦波状の共振電流が、易周
期をこえてＴｄ１の時間経過した時点で、まずダイオー
ド４がオンする。

その結果、水平励振トランジスタ９が逆方向トランジス
タとして動作し、水平出力トランジスタ１０のベース・
コレクタ間のダイオードがオーンとなり、共振動作をダ
ンピングして水平偏向電流を流す。

この後Ｔｄ２の時間が経過したとき、ダンパーダイオー
ド５がオンして偏向電流を流すように動作が行われる。

ダンパーダイオード５がオンすると、この順方向電圧は
、ダイオード４と水平出力トランジスタ１０のベース・
コレクタ間ダイオードの各順方向電圧の和、および励振
トランジスタ９のエミツタ・コレクタ電圧と結合コンデ
ンサ３の端子電圧、水平出力トランジスタ１０のベース
・コレクタ間ダイオードの順方向電圧の和の、いずれの
電圧よりも小さくなる。

このため、偏向電流は全てダンパーダイオード５に流れ
、ダイオード４および励振トランジスタ９に流れる偏向
電流は零になる。

したがって、ダイオード４、水平励振トランジスタ９が
オンを開始してからダンパーダイオード５がオンするま
での間、水平出力トランジスタ１０のベースには、第２
図ｂに示すような電流が流れ、励振トランジスタ９には
同図Ｃに示すようなスパイク状の電流が流れる。

また、出力トランジスタ１０のベース・コレクタ間を流
れる順方向電流が零になると、この順方向電流によって
出力トランジスタ１０のベース内に蓄積されていた少数
キャリアが、逆方向回復電流となって流れる。

このため、出力トランジスタ１０のベース、ダイオード
４、励振トランジスタ９のコレクタには、前述したスパ
イク状電流と逆方向のスパイク状電流が流れる。

以上に述べたスパイク状電流は、電流値が大きく、しか
も電流の変化が急峻であるため、特に周波数特性の優れ
た励振トランジスタ９のエミツタ・コレクタ間を流れる
場合、高い周波数領域までにわたってスパイク状電流の
高調波戊分を輻射して高調波妨害を発生する。

また、水平出力トランジスタ１０のベースに流れるスパ
イク状電流は、励振トランジスタ９とダイオード４のス
パイク状電流を加えたものであるため電流値が大きく、
同様に高調波妨害を発生しやすい。

この高調波妨害は、テレビジョン受像機においては受信
周波数帯にまで達するため、画面に縦線状の黒すじ妨害
となってあらわれる。

のみならず、その程度が大きい場合は、受像機のＡＧＣ
回路の動作に影響を与えて、弱電界入力信号時の受像機
の最大感度を低下させたり、中弱電界入力信号時にＡＧ
Ｃ電圧を変動させて画面上に不要な濃淡縞を生じさせた
りする。

以上述べたように、第１図に示す従来の抵抗トライブ方
式の水平偏向励振回路は、回路構或が簡易であるという
長所がある反面、励振トランジスタがオンした場合のコ
レクタ電流の最大値が大きくなるので最大許容コレクタ
電流の大きなトランジスタが必要であり、形状の大きな
トランジスタを使用しなければならず、このために基板
に部品を高密度で実装するのに極めて不利であるばかり
でなく高価なトランジスタを使用するために価格的にも
不利であるという問題がある。

さらには、水平励振トランジスタおよび水平出力トラン
ジスタに大きなスパイク状の電流が流れるため、これに
よって高調波妨害を発生し、画面に不要な妨害症状を与
えるという欠点がある。

本考案の目的は、上記した従来技術の欠点を除去し、簡
易な構戒で励振トランジスタのコレクタ電流の最大値を
小さくし、さらに励振トランジスタや水平出力トランジ
スタに流れるスパイク状電流を除去または軽減すること
により高調波妨害を除去して、小形で安価なトランジス
タを使用でき、しかも画面上に不要な高調波による妨害
を与えない水平偏向励振回路を提供することにある。

この目的を達或するために、本考案においては励振トラ
ンジスタのコレクタ電流となる結合コンデンサの放電電
流が流れる経路と、水平励振トランジスタに流れるスパ
イク状電流の経路の共通の経路にインピーダンス素子を
挿入して励振トランジスタのコレクタ電流の最大値を抑
制し、さらに励振トランジスタのスパイク状電流を抑制
し、同時に水平出力トランジスタのベース電流のスパイ
ク状電流を抑制して最大許容電流定格の小さなトランジ
スタを励振トランジスタとして使用できるようにすると
共に不要な高調波妨害を除去するように構威している。

以下、本考案を図示の実施例に基づいて説明する。

第３図は本考案の一実施例による水平偏向励振回路の回
路結線図を示すものである。

尚、図中第１図と同一部分については同一符号を以って
示す。

第３図に示す考案の一実施例回路において、第１図示の
従米回路と異る点は、水平励振トランジスタ９のコレク
タに直列に電流制限用抵抗１５を接続した点にある。

すなわち抵抗１５の働きにより励振トランジスタ９のコ
レクタ電流の最大値およびスパイク状電流を抑制しよう
とするものである。

以下第３図の回路の動作につき説明を行う。

第３図の実施例回路の動作は、第１図に関して前述した
基本的動作とほぼ同じである。

すなわち、励振トランジスタ９がオフとなる期間Ｔ２に
、直流電源１４から抵抗２、結合コンデンサ３を介して
、水平出力トランジスタ１０のベースにベース電流を供
給し、この期間中出力トランジスタ１０をオンとする。

次に、期間Ｔ２においてトランジスタ９がオンになると
、結合コンデンサ３に充電されている電荷を電流制限抵
抗１５、励振トランジスタ９のコレクタ・エミツタ間お
よびダイオード４の経路を通して放電することにより、
水平出力トランジスタ１０をオフにする動作を行う。

第１図の従来の回路においては、励振トランジスタ９が
オンになった場合に、結合コンデンサ３の放電による電
流は、特に電流を制限する素子を設けていなかったため
、トランジスタ９のコレクタ・エミツタ間飽和抵抗、ダ
イオード４の順方向抵抗によって定まる大きな電流とな
っていた。

しかしながら、第３図に示す実施例回路においては、こ
の放電電流は、抵抗１５によって電流制限されるため期
間Ｔ１を通じてほぼ一定値の制限された電流が流れる。

このため励振トランジスタ９のコレクタ電流も、第４図
Ｃに示すごとく、値の制限された一定値に近い電流波形
となり、コレクタ電流波形の最大値を小さくできる。

それ故に、最大許容コレクタ電流の小さなトランジスタ
が使用可能となる。

次に、フライバックパルス■の終了端に同期して発生す
る励振トランジスタ９を流れるスパイク状電流の除去に
ついて説明をする。

このスパイク状電流の除去も、前記電流制限抵抗１５の
働きによって行われるものである。

すなわち、水平偏向コイル７と共振コンデンサ６の共振
が麹周期を経過し、ダンパーダイオード５がオンとなる
よりも早く、励振トランジスタ９が逆トランジスタとし
て動作をする。

その結果、水平出力トランジスタ１０のベース・コレク
タ間ダイオードがオンになって偏向電流を流そうとする
と、電流制限抵抗１５に電圧降下を生ずる。

この電圧降下は、結合コンデンサ３、水平出力トランジ
スタ１０のベース・コレクタ間を介してダンパーダイオ
ード５のカソードが負電圧となるように伝わる。

したがって、励振トランジスタ９にスパイク状の電流が
流れようとすると、ダンパーダイオード５がオンとなる
ように作用が働く。

ここで、抵抗１５の値を適宜に選定して励振トランジス
タ９にスパイク状電流が流れようとしたとき、ダンパー
ダイオード５のターンオン時間を早めるに足る十分な電
圧降下が抵抗１５に生ずるようにすれば、この結果とし
て励振トランジスタ９を流れようとするスパイク状のパ
ルス電流は、第４図Ｃに示すように大きく抑制または除
去されることになる。

また、本実施例においては、前述のように、電流制限抵
抗１５の働きによって、結合コンデンサ３の放電電流が
ほぼ一定値に制限され、励振トランジスタ９のコレクタ
電流の最大値が小さくなるばかりで゛なく、同トランジ
スタ９がオンになった場合に直流電源１４から抵抗２を
通して励振トランジスタ９に流れる電流も小さくなるた
め、励振トランジスタ９には最大許容コレクタ電流の小
さなトランジスタを使用することが可能となる。

尚、第３図に示した実施例回路においては、電流制限用
素子として抵抗を使用する例を示したが、電流制限用素
子としてはこれに限ることなくインダクタンス、インダ
クタンスと抵抗の直列回路、ダイオード（カソード例を
励振トランジスタ９のコレクタ側に接続する。

）、あるいはこれらを組み合わせたインピーダンス素子
等を用いても同様の効果を得ることができる。

また、インピーダンス素子の値を適宜に選定することに
より、水平励振トランジスタ９のコレクタ電流の最大値
および同トランジスタ９に流れようとするスパイク状電
流の値、さらには水平出力トランジスタ１０のベースに
流れるスパイク状電流の値を任意に抑制することができ
る。

また、この抵抗１５の挿入経路は水平励振トランジスタ
９のエミツタ電流経路でもなく、さらに水平出力トラン
ジスタ１０のベース電流経路でもないので、この電流制
限用の抵抗１５を接続したことによる副作用もなく、水
平励振トランジスタ９および水平出力トランジスタ１０
のオン・オフ駆動条件は従来回路と同様に安定した条件
に保つことができる。

以上述べたように本考案によれば、励振トランジスタ９
のコレクタ電流となる結合コンデンサ３の放電電流が流
れる経路と、同トランジスタ９に流れるスパイク状電流
の共通経路にインピーダンス素子を挿入して励振トラン
ジスタ９のコレクタ電流の最大値およびスパイク状のパ
ルス電流を抑制したので、最大許容コレクタ電流の小さ
なトランジスタを励振トランジスタ９として使用できる
ようになり、部品の小形化が可能になって基板の高密度
化が可能になるばがってなく、スパイク状電流による高
調波妨害もなく、しかもＩＣ化にも適した簡易で安価な
水平偏向励振回路を実現することができるなどの効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は励振トランスを使用しない従来の水平偏向励振
回路の回路結線図、第２図は第１図の回路の各部の動作
波形図、第３図は本考案の風実施例の回路結線図、第４
図は第３図の回路の各部の動作波形図である。 ２・・・コレクタ抵抗、３・・・結合コンデンサ、４・
・・ダイオード、５・・・ダンパーダイオード、６・・
・共振コンデンサ、７・・・水平偏向コイル、９・・・
水平励振トランジスタ、１０・・・水平出力トランジス
タ、１２・・・電源端子、１３・・・水平出力端子、１
４・・・直流電源、１５・・・電流制限抵抗。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 入力励振パルスによりオン・オフする第１のトランジス
   タと、その出力に結合コンテ゛ンサを介して接続された
   水平出力トランジスタと、該結合コンデンサの放電電流
   を流すためのダイオードと、前記水平出力トランジスタ
   に前記結合コンテ゛ンサを介してベース電流を供給する
   ための抵抗および電源とを備えた水平偏向励振回路にお
   いて、第１のトランジスタおよび水平出力トランジスタ
   を共通エミツタ接続とし、前記抵抗と結合コンデンサの
   接続点にインピーダンス素子の一端を接続し、この他端
   を前記第１のトランジスタのコレクタに接続し、水平出
   力トランジスタのベース・エミツタ間に並列に、前記ダ
   イオードを、その導通方向が水平出力トランジスタのベ
   ース・エミツタ間導通方向と逆極性となるように接続し
   たことを特徴とする水平偏向励振回路。