JPH05183343A - Ｆｍ検波回路 - Google Patents
Ｆｍ検波回路Info
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- JPH05183343A JPH05183343A JP3360276A JP36027691A JPH05183343A JP H05183343 A JPH05183343 A JP H05183343A JP 3360276 A JP3360276 A JP 3360276A JP 36027691 A JP36027691 A JP 36027691A JP H05183343 A JPH05183343 A JP H05183343A
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
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- H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ検波回路の移相回路が無調整であって、
半導体集積回路化が容易な移相回路からなるＦＭ検波回
路を提供するものである。 【構成】 トランス・コンダクタンス増幅器とコンデン
サからなる積分回路で構成され、中心周波数でリミッタ
信号の位相を９０度位相シフトさせる移相回路と、該リ
ミッタ回路と移相回路と該移相回路の出力が夫々供給さ
れ、リミッタ信号を位相検波する掛算回路と、該掛算回
路から検波出力を導出すると共に、該検波出力が平滑さ
れて供給される誤差増幅器とからなり、該誤差増幅器の
出力が該移相回路を構成するトランス・コンダクタンス
増幅器に供給するようになされている。
半導体集積回路化が容易な移相回路からなるＦＭ検波回
路を提供するものである。 【構成】 トランス・コンダクタンス増幅器とコンデン
サからなる積分回路で構成され、中心周波数でリミッタ
信号の位相を９０度位相シフトさせる移相回路と、該リ
ミッタ回路と移相回路と該移相回路の出力が夫々供給さ
れ、リミッタ信号を位相検波する掛算回路と、該掛算回
路から検波出力を導出すると共に、該検波出力が平滑さ
れて供給される誤差増幅器とからなり、該誤差増幅器の
出力が該移相回路を構成するトランス・コンダクタンス
増幅器に供給するようになされている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体集積回路化が容
易な無調整化された移相回路が用いられたＦＭ検波回路
に関するものである。
易な無調整化された移相回路が用いられたＦＭ検波回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１０は、従来のクオドラチュア検波回
路からなるＦＭ検波回路の一例を示す回路図である。リ
ミッタ信号（ＩＦ信号）の位相を中心周波数で９０度シ
フトさせる移相回路２０と、リミッタ信号を位相検波す
る掛算回路２１とから構成されている。掛算回路２１の
一方の入力端子には、リミッタ回路から直接リミッタ信
号が供給され、他方の入力端子には、移相回路２０から
の信号が供給され、リミッタ信号が掛算回路２１によっ
て位相検波されてＦＭ検波出力が得られる。クオドラチ
ュア検波回路は、半導体集積回路化には比較的適したＦ
Ｍ検波回路であるが、移相回路２０は、コンデンサとコ
イル等から構成されており、掛算回路２０は、半導体集
積回路化されているが、この移相回路は、外付け部品と
なっており、プリント基板に実装されている。又、移相
回路２０のコイルの磁気コアを可動させてインダクタン
ス値を変えて移相回路２０の共振周波数を調整すること
よって移相特性を調整する調整作業が行われている。
路からなるＦＭ検波回路の一例を示す回路図である。リ
ミッタ信号（ＩＦ信号）の位相を中心周波数で９０度シ
フトさせる移相回路２０と、リミッタ信号を位相検波す
る掛算回路２１とから構成されている。掛算回路２１の
一方の入力端子には、リミッタ回路から直接リミッタ信
号が供給され、他方の入力端子には、移相回路２０から
の信号が供給され、リミッタ信号が掛算回路２１によっ
て位相検波されてＦＭ検波出力が得られる。クオドラチ
ュア検波回路は、半導体集積回路化には比較的適したＦ
Ｍ検波回路であるが、移相回路２０は、コンデンサとコ
イル等から構成されており、掛算回路２０は、半導体集
積回路化されているが、この移相回路は、外付け部品と
なっており、プリント基板に実装されている。又、移相
回路２０のコイルの磁気コアを可動させてインダクタン
ス値を変えて移相回路２０の共振周波数を調整すること
よって移相特性を調整する調整作業が行われている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図１０のＦＭ検波回路
では、掛算回路２１が半導体集積回路化されているが、
移相回路２０は、コンデンサとコイル等から構成されて
おり、プリント基板に実装される外付けの部品となる為
に、部品点数が多くなり、製造コストを上昇させる欠点
がある。更に、移相回路２０では、コイルの磁気コアを
可動させてインダクタンス値を変えることによって、所
定の同調周波数に調整する調整作業が行われており、煩
わしいものである。本発明は、上述のごとき欠点を解消
しようとするものであって無調整であって、半導体集積
回路化が容易な移相回路からなるＦＭ検波回路を提供す
ることを目的とするものである。
では、掛算回路２１が半導体集積回路化されているが、
移相回路２０は、コンデンサとコイル等から構成されて
おり、プリント基板に実装される外付けの部品となる為
に、部品点数が多くなり、製造コストを上昇させる欠点
がある。更に、移相回路２０では、コイルの磁気コアを
可動させてインダクタンス値を変えることによって、所
定の同調周波数に調整する調整作業が行われており、煩
わしいものである。本発明は、上述のごとき欠点を解消
しようとするものであって無調整であって、半導体集積
回路化が容易な移相回路からなるＦＭ検波回路を提供す
ることを目的とするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ検波回路
は、リミッタ回路からのリミッタ信号が供給され、トラ
ンス・コンダクタンス増幅器とコンデンサからなる積分
器で構成され、リミッタ信号の位相を中心周波数で９０
度シフトさせる移相回路と、該リミッタ回路と該移相回
路を介して得られる信号が夫々供給され、リミッタ信号
を位相検波する掛算回路と、該掛算回路の検波出力が平
滑されて供給される誤差増幅器とからなり、該誤差増幅
器の出力が該移相回路を構成するトランス・コンダクタ
ンス増幅器に供給されるようになされたものである。
は、リミッタ回路からのリミッタ信号が供給され、トラ
ンス・コンダクタンス増幅器とコンデンサからなる積分
器で構成され、リミッタ信号の位相を中心周波数で９０
度シフトさせる移相回路と、該リミッタ回路と該移相回
路を介して得られる信号が夫々供給され、リミッタ信号
を位相検波する掛算回路と、該掛算回路の検波出力が平
滑されて供給される誤差増幅器とからなり、該誤差増幅
器の出力が該移相回路を構成するトランス・コンダクタ
ンス増幅器に供給されるようになされたものである。
【０００５】
【作用】本発明のＦＭ検波回路は、移相回路がトランス
・コンダクタンス増幅器とコンデンサからなる積分器で
構成されたアクティブ・フィルタによって形成されてお
り、ＦＭ検波回路の出力を平滑して誤差増幅器に供給
し、その誤差電圧を移相回路を構成するトランス・コン
ダクタンス増幅器に供給してＦＭ検波出力が中心周波数
に対して常に一定の直流レベルを維持するように制御さ
れたものであって、移相回路の無調整化が可能となり、
半導体集積回路化が容易なものである。
・コンダクタンス増幅器とコンデンサからなる積分器で
構成されたアクティブ・フィルタによって形成されてお
り、ＦＭ検波回路の出力を平滑して誤差増幅器に供給
し、その誤差電圧を移相回路を構成するトランス・コン
ダクタンス増幅器に供給してＦＭ検波出力が中心周波数
に対して常に一定の直流レベルを維持するように制御さ
れたものであって、移相回路の無調整化が可能となり、
半導体集積回路化が容易なものである。
【０００６】
【実施例】図１は、本発明のＦＭ検波回路の一実施例を
示すブロック図であり、図２がその具体的な一例を示す
回路図である。図１に於いて、１はリミッタ出力が供給
される入力端子であり、掛算回路３と中心周波数でリミ
ッタ信号の位相を９０度シフトさせる移相回路４に供給
され、移相回路４から９０度位相がシフトした信号が掛
算回路３に供給される。掛算回路３からの検波出力は、
コンデンサと抵抗からなる平滑回路５を介して基準電圧
源６から基準電圧が印加された誤差増幅器７に供給さ
れ、その誤差電圧が移相回路４に供給されて中心周波数
に対してＦＭ検波出力の直流レベルが一定に制御されて
いる。２はＦＭ検波出力が得られる出力端子である。
示すブロック図であり、図２がその具体的な一例を示す
回路図である。図１に於いて、１はリミッタ出力が供給
される入力端子であり、掛算回路３と中心周波数でリミ
ッタ信号の位相を９０度シフトさせる移相回路４に供給
され、移相回路４から９０度位相がシフトした信号が掛
算回路３に供給される。掛算回路３からの検波出力は、
コンデンサと抵抗からなる平滑回路５を介して基準電圧
源６から基準電圧が印加された誤差増幅器７に供給さ
れ、その誤差電圧が移相回路４に供給されて中心周波数
に対してＦＭ検波出力の直流レベルが一定に制御されて
いる。２はＦＭ検波出力が得られる出力端子である。
【０００７】次に、図２に基づき図１のより具体的な実
施例に基づいて本発明のＦＭ検波回路について説明す
る。図１と同一部分には、同一符号が付与されている。
移相回路４は、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 乃
至Ｐ3 とコンデンサＣ1 乃至Ｃ3 からなる積分回路とバ
ンドパス・フィルタ（以下、ＢＰＦと称する。）からな
るアクティブ・フィルタで構成されている。自己負帰還
型のトランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 は、その出力
端子と接地間にコンデンサＣ1 が接続されて積分回路４
1 を形成し、その正転入力端子の一方が入力端子１に接
続され、他方の正転入力端子が接地されている。積分回
路４1 の出力端子は、自己負帰還型のトランス・コンダ
クタンス増幅器Ｐ2 の一方の正転入端子に接続され、そ
の出力端子にはコンデンサＣ2 が接続されて積分回路４
2 を構成している。積分回路４2 の出力端子は、トラン
ス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 の反転入力端子の一つに
接続されると共に、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ
3 の正転入力端子に接続されている。トランス・コンダ
クタンス増幅器Ｐ3 とその出力端子には、コンデンサＣ
3 が接続されて積分回路４3 が構成され、その出力端子
は、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ2 の反転入力端
子の一つに接続されている。積分回路４2 ，４3 は、Ｂ
ＰＦを構成している。
施例に基づいて本発明のＦＭ検波回路について説明す
る。図１と同一部分には、同一符号が付与されている。
移相回路４は、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 乃
至Ｐ3 とコンデンサＣ1 乃至Ｃ3 からなる積分回路とバ
ンドパス・フィルタ（以下、ＢＰＦと称する。）からな
るアクティブ・フィルタで構成されている。自己負帰還
型のトランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 は、その出力
端子と接地間にコンデンサＣ1 が接続されて積分回路４
1 を形成し、その正転入力端子の一方が入力端子１に接
続され、他方の正転入力端子が接地されている。積分回
路４1 の出力端子は、自己負帰還型のトランス・コンダ
クタンス増幅器Ｐ2 の一方の正転入端子に接続され、そ
の出力端子にはコンデンサＣ2 が接続されて積分回路４
2 を構成している。積分回路４2 の出力端子は、トラン
ス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 の反転入力端子の一つに
接続されると共に、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ
3 の正転入力端子に接続されている。トランス・コンダ
クタンス増幅器Ｐ3 とその出力端子には、コンデンサＣ
3 が接続されて積分回路４3 が構成され、その出力端子
は、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ2 の反転入力端
子の一つに接続されている。積分回路４2 ，４3 は、Ｂ
ＰＦを構成している。
【０００８】入力端子１からはリミッタ信号が供給さ
れ、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 の正転入力端
子に供給されると共に、掛算回路３に供給される。移相
回路４の出力は積分回路４2 の出力端子から得られて掛
算回路３の他方の入力端子に供給され、リミッタ信号は
位相検波されて出力端子から検波出力が得られる。検波
出力は平滑回路５に供給され、平滑回路５によって平滑
された検波出力は誤差増幅器７の正転入力端子に供給さ
れる。誤差増幅器７を介して検波出力に応じた誤差電流
が積分器４1 〜４3 に供給され、検波出力の直流レベル
が中心周波数に対して常に一定のレベルを維持するよう
に自動的に制御されている。
れ、トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1 の正転入力端
子に供給されると共に、掛算回路３に供給される。移相
回路４の出力は積分回路４2 の出力端子から得られて掛
算回路３の他方の入力端子に供給され、リミッタ信号は
位相検波されて出力端子から検波出力が得られる。検波
出力は平滑回路５に供給され、平滑回路５によって平滑
された検波出力は誤差増幅器７の正転入力端子に供給さ
れる。誤差増幅器７を介して検波出力に応じた誤差電流
が積分器４1 〜４3 に供給され、検波出力の直流レベル
が中心周波数に対して常に一定のレベルを維持するよう
に自動的に制御されている。
【０００９】次に、本発明のＦＭ検波回路の移相回路に
ついて、図３乃至図８に基づいて説明する。先ず、図３
に基づいて、従来の移相回路について説明する。入出力
端子１1 ，２1 間には、抵抗Ｒ1 とコイルＬ1 からなる
直列回路Ｙ1 が接続され、出力端子２1 ，２2 間には、
抵抗Ｒ2 、コイルＬ2 、コンデンサＣ1 からなる並列回
路Ｚ1 が接続されている。入力端子１1 ，１2 間には、
入力電圧Ｖ1 が印加され、出力端子２1 ，２2 間から
は、出力電圧Ｖ2 が出力される。この移相回路の抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 を正規化して１とみなし、直列回路Ｙ1 及び並
列回路Ｚ1 の伝達関数を求めると、以下のように表され
る。 Ｙ1 ＝ １／（１＋ｓＬ1 ） ………………(1) Ｚ1 ＝ １／（１＋ｓＣ1 ＋１／ｓＬ2 ）…………(2) ここで、Ｐ1 ＝１／Ｌ1 ，Ｐ2 ＝１／Ｃ1 ，Ｐ3 ＝１／
Ｌ2 とすると、次式のように表される。 Ｙ1 ＝ Ｐ1 ／（ｓ＋Ｐ1 ） ………………(3) Ｚ1 ＝ ｓＰ2 ／（ｓ2 ＋ｓＰ2 ＋Ｐ2 Ｐ3 ）……(4) (3) 式は、積分回路の伝達関数を表し、(4) 式は、ＢＰ
Ｆの伝達関数を表している。
ついて、図３乃至図８に基づいて説明する。先ず、図３
に基づいて、従来の移相回路について説明する。入出力
端子１1 ，２1 間には、抵抗Ｒ1 とコイルＬ1 からなる
直列回路Ｙ1 が接続され、出力端子２1 ，２2 間には、
抵抗Ｒ2 、コイルＬ2 、コンデンサＣ1 からなる並列回
路Ｚ1 が接続されている。入力端子１1 ，１2 間には、
入力電圧Ｖ1 が印加され、出力端子２1 ，２2 間から
は、出力電圧Ｖ2 が出力される。この移相回路の抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 を正規化して１とみなし、直列回路Ｙ1 及び並
列回路Ｚ1 の伝達関数を求めると、以下のように表され
る。 Ｙ1 ＝ １／（１＋ｓＬ1 ） ………………(1) Ｚ1 ＝ １／（１＋ｓＣ1 ＋１／ｓＬ2 ）…………(2) ここで、Ｐ1 ＝１／Ｌ1 ，Ｐ2 ＝１／Ｃ1 ，Ｐ3 ＝１／
Ｌ2 とすると、次式のように表される。 Ｙ1 ＝ Ｐ1 ／（ｓ＋Ｐ1 ） ………………(3) Ｚ1 ＝ ｓＰ2 ／（ｓ2 ＋ｓＰ2 ＋Ｐ2 Ｐ3 ）……(4) (3) 式は、積分回路の伝達関数を表し、(4) 式は、ＢＰ
Ｆの伝達関数を表している。
【００１０】又、図３に於いて、直列回路と並列回路を
夫々アドミタンスＹ1 とインピーダインスＺ1 とし、そ
れらに流れる電流Ｉ1 とすると、電流Ｉ1 と出力電圧Ｖ
2 との関係は、次式のように表される。 Ｉ1 ＝Ｙ1 （Ｖ1 −Ｖ2 ） ………………(5) Ｖ2 ＝Ｚ1 Ｉ1 ………………(6) (5),(6) 式からシグナル図を作成すると、図４のように
なる。次に、電流を電圧に変換すると、(5),(6) 式は次
のような伝達関数として表される。 ＶI1＝ＴY1（Ｖ1 −Ｖ2 ） ………………(7) Ｖ2 ＝ＴZ1・ＶI1 ………………(8) 図３と図４を対比すると、(3),(4) 式と対応付けること
ができる。即ち、ＴY1は、ＢＰＦの伝達関数であり、Z1
は、積分回路の伝達関数であることが分かる。この結果
から、図３の移相回路が図５のＢＰＦと図６の積分回路
とで構成されることが分かる。
夫々アドミタンスＹ1 とインピーダインスＺ1 とし、そ
れらに流れる電流Ｉ1 とすると、電流Ｉ1 と出力電圧Ｖ
2 との関係は、次式のように表される。 Ｉ1 ＝Ｙ1 （Ｖ1 −Ｖ2 ） ………………(5) Ｖ2 ＝Ｚ1 Ｉ1 ………………(6) (5),(6) 式からシグナル図を作成すると、図４のように
なる。次に、電流を電圧に変換すると、(5),(6) 式は次
のような伝達関数として表される。 ＶI1＝ＴY1（Ｖ1 −Ｖ2 ） ………………(7) Ｖ2 ＝ＴZ1・ＶI1 ………………(8) 図３と図４を対比すると、(3),(4) 式と対応付けること
ができる。即ち、ＴY1は、ＢＰＦの伝達関数であり、Z1
は、積分回路の伝達関数であることが分かる。この結果
から、図３の移相回路が図５のＢＰＦと図６の積分回路
とで構成されることが分かる。
【００１１】以下に、図５のＢＰＦと図６の積分回路の
構成について説明する。図５は、ＢＰＦであって、自己
負帰還回路を構成するトランス・コンダクタンス増幅器
Ｐ2 とその出力端子に接続されたコンデンサＣ2 からな
る積分回路と、その出力端子がトランス・コンダクタン
ス増幅器Ｐ3 の正転型入力端子に接続され、その出力端
子にコンデンサＣ3 が接続された積分回路とからなり、
トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ3 の出力端子がトラ
ンス・コンダクタンス増幅器Ｐ2 の反転型入力端子に接
続されて構成されている。図２の積分回路４2,４3 から
なるＢＰＦに相当する。又、図６は積分回路であって、
自己負帰還回路を構成するトランス・コンダクタンス増
幅器Ｐ1 とその出力端子に接続されたコンデンサＣ1 か
らなる積分回路で構成されており、図２の積分回路４1
に相当している。図２では、多入力型のトランス・コン
ダクタンス増幅器Ｐ1 となっている。
構成について説明する。図５は、ＢＰＦであって、自己
負帰還回路を構成するトランス・コンダクタンス増幅器
Ｐ2 とその出力端子に接続されたコンデンサＣ2 からな
る積分回路と、その出力端子がトランス・コンダクタン
ス増幅器Ｐ3 の正転型入力端子に接続され、その出力端
子にコンデンサＣ3 が接続された積分回路とからなり、
トランス・コンダクタンス増幅器Ｐ3 の出力端子がトラ
ンス・コンダクタンス増幅器Ｐ2 の反転型入力端子に接
続されて構成されている。図２の積分回路４2,４3 から
なるＢＰＦに相当する。又、図６は積分回路であって、
自己負帰還回路を構成するトランス・コンダクタンス増
幅器Ｐ1 とその出力端子に接続されたコンデンサＣ1 か
らなる積分回路で構成されており、図２の積分回路４1
に相当している。図２では、多入力型のトランス・コン
ダクタンス増幅器Ｐ1 となっている。
【００１２】更に説明を加えると、Ｙ1 ，Ｚ1 の夫々の
ブロック１０，１１が積分回路とＢＰＦで構成されてい
ることから、この伝達関数を図７のブロック図で表すこ
とができる。図７のブロック１０，１１を縮退すると、
図８のブロック１２となる。図８のブロック１２の伝達
関数Ｔ(s) は、次のように表される。 Ｔ(s) ＝ｓＰ1 Ｐ2 ／〔ｓ3 ＋ｓ2 （Ｐ1 ＋Ｐ2 ） ＋ｓ（２Ｐ1 Ｐ2 ＋Ｐ2 Ｐ3 ）＋Ｐ1 Ｐ2 Ｐ3 〕 ………………(9) 一方、図３の伝達関数Ｔ(s) は、(5),(6) 式から、次式
のように表される。 Ｔ(s) ＝Ｖ2 ／Ｖ1 ＝Ｙ1 ／（１／Ｚ1 ＋Ｙ1 ） ＝（ｓ／Ｃ1 Ｌ1 ）／〔ｓ3 ＋ｓ2 （１／Ｌ1 ＋１／Ｃ1 ） ＋ｓ（２・１／Ｃ1 Ｌ1 ＋１／Ｃ1 ・Ｌ2 ）＋１／Ｃ1 Ｌ1 Ｌ2 〕……(10)
ブロック１０，１１が積分回路とＢＰＦで構成されてい
ることから、この伝達関数を図７のブロック図で表すこ
とができる。図７のブロック１０，１１を縮退すると、
図８のブロック１２となる。図８のブロック１２の伝達
関数Ｔ(s) は、次のように表される。 Ｔ(s) ＝ｓＰ1 Ｐ2 ／〔ｓ3 ＋ｓ2 （Ｐ1 ＋Ｐ2 ） ＋ｓ（２Ｐ1 Ｐ2 ＋Ｐ2 Ｐ3 ）＋Ｐ1 Ｐ2 Ｐ3 〕 ………………(9) 一方、図３の伝達関数Ｔ(s) は、(5),(6) 式から、次式
のように表される。 Ｔ(s) ＝Ｖ2 ／Ｖ1 ＝Ｙ1 ／（１／Ｚ1 ＋Ｙ1 ） ＝（ｓ／Ｃ1 Ｌ1 ）／〔ｓ3 ＋ｓ2 （１／Ｌ1 ＋１／Ｃ1 ） ＋ｓ（２・１／Ｃ1 Ｌ1 ＋１／Ｃ1 ・Ｌ2 ）＋１／Ｃ1 Ｌ1 Ｌ2 〕……(10)
【００１３】又、(9) 式に於いて、Ｐ1 ＝１／Ｌ1 ，Ｐ
2 ＝１／Ｃ1 ，Ｐ3 ＝１／Ｌ2 とすると、(10)式が得ら
れる。このことから図３に示した従来の移相回路が、図
５のＢＰＦと図６の積分回路から構成された移相回路と
等価であることが理解できる。この結果から、図７のブ
ロック図は、図９のようなブロック図８乃至１５に示さ
れる加算器８，９と積分回路１３乃至１５から構成され
る。従って、図３に示す移相回路が加算器８，９が夫々
積分回路４1,４2 に吸収され、積分回路４1 乃至４3 か
らなる図２に示されるような移相回路４が積分回路とＢ
ＰＦによって構成できることが分かる。又、移相回路４
のトランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1,Ｐ2,Ｐ3 の動作
電流が誤差増幅器７を介して供給されることによって、
中心周波数でＦＭ検波出力の直流レベルを一定に制御す
ることができる。
2 ＝１／Ｃ1 ，Ｐ3 ＝１／Ｌ2 とすると、(10)式が得ら
れる。このことから図３に示した従来の移相回路が、図
５のＢＰＦと図６の積分回路から構成された移相回路と
等価であることが理解できる。この結果から、図７のブ
ロック図は、図９のようなブロック図８乃至１５に示さ
れる加算器８，９と積分回路１３乃至１５から構成され
る。従って、図３に示す移相回路が加算器８，９が夫々
積分回路４1,４2 に吸収され、積分回路４1 乃至４3 か
らなる図２に示されるような移相回路４が積分回路とＢ
ＰＦによって構成できることが分かる。又、移相回路４
のトランス・コンダクタンス増幅器Ｐ1,Ｐ2,Ｐ3 の動作
電流が誤差増幅器７を介して供給されることによって、
中心周波数でＦＭ検波出力の直流レベルを一定に制御す
ることができる。
【００１４】
【発明の効果】本発明のＦＭ検波回路は、移相回路がト
ランス・コンダクタンス増幅器とコンデンサからなる積
分回路とＢＰＦによって構成されており、この積分回路
でリミッタ信号の位相を９０度シフトさせ、且つ、ＢＰ
Ｆでその中心周波数を調整して同調周波数を設定してい
る。且つ、ＦＭ検波出力を平滑して得られる誤差増幅器
からの誤差電圧（電流）によって、移相回路のトランス
・コンダクタンス増幅器の相互コンダンタンスを制御す
ることにより、その利得を調整することで同調周波数が
調整される。従って、従来のように中心周波数で位相が
略９０度シフトするように移相回路を調整する必要がな
く、移相回路の無調整化が可能である極めて効果的なも
のである。更に、本発明のＦＭ検波回路によればコイル
とコンデンサ等で構成されていた移相回路を半導体集積
回路で形成することができるので、ＦＭ検波回路の全て
を半導体集積回路化することができる。従って、部品点
数を低減することができと共に、安価なものとする効果
を奏するものである。
ランス・コンダクタンス増幅器とコンデンサからなる積
分回路とＢＰＦによって構成されており、この積分回路
でリミッタ信号の位相を９０度シフトさせ、且つ、ＢＰ
Ｆでその中心周波数を調整して同調周波数を設定してい
る。且つ、ＦＭ検波出力を平滑して得られる誤差増幅器
からの誤差電圧（電流）によって、移相回路のトランス
・コンダクタンス増幅器の相互コンダンタンスを制御す
ることにより、その利得を調整することで同調周波数が
調整される。従って、従来のように中心周波数で位相が
略９０度シフトするように移相回路を調整する必要がな
く、移相回路の無調整化が可能である極めて効果的なも
のである。更に、本発明のＦＭ検波回路によればコイル
とコンデンサ等で構成されていた移相回路を半導体集積
回路で形成することができるので、ＦＭ検波回路の全て
を半導体集積回路化することができる。従って、部品点
数を低減することができと共に、安価なものとする効果
を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＦＭ検波回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明のＦＭ検波回路の一具体例を示す回路図
である。
である。
【図３】従来の移相回路を説明する為の回路図である。
【図４】本発明のＦＭ検波回路を説明する為のブロック
図である。
図である。
【図５】本発明のＦＭ検波回路に用いられる移相回路に
用いられるバンドパス・フィルタを示す回路図である。
用いられるバンドパス・フィルタを示す回路図である。
【図６】本発明のＦＭ検波回路に用いられる移相回路に
用いられる積分回路を示す回路図である。
用いられる積分回路を示す回路図である。
【図７】本発明のＦＭ検波回路の移相回路を説明する為
のブロック図である。
のブロック図である。
【図８】本発明のＦＭ検波回路の移相回路を説明する為
のブロック図である。
のブロック図である。
【図９】本発明のＦＭ検波回路の移相回路を説明する為
のブロック図である。
のブロック図である。
【図１０】従来の移相回路を説明する為の回路図であ
る。
る。
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 掛算回路 ４ 移相回路 ４1 〜４4 積分回路 ５ 平滑回路 ６ 基準電圧源 ７ 誤差増幅器 ８，９ 加算器 １０〜１５ ブロック Ｐ1 〜Ｐ3 トランス・コンダクタンス増幅器 Ｃ1 〜Ｃ3 コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 トランス・コンダクタンス増幅器とコン
デンサからなる積分回路で構成され、リミッタ信号を中
心周波数で９０度位相シフトさせる移相回路と、該リミ
ッタ回路と該移相回路の出力が夫々供給され、該リミッ
タ信号を位相検波する掛算回路と、該掛算回路から検波
出力を導出すると共に、該検波出力が平滑されて供給さ
れる誤差増幅器とからなり、該誤差増幅器の出力が該移
相回路を構成するトランス・コンダクタンス増幅器に供
給されるようになされたことを特徴とするＦＭ検波回
路。 - 【請求項２】 前記移相回路が、リミッタ信号が供給さ
れる第１のトランス・コンダクタンス増幅器と第１のコ
ンデンサとからなる第１の積分回路と、該第１の積分回
路の出力が供給される第２のトランス・コンダクタンス
増幅器と第２のコンデンサとからなる第２の積分回路
と、該第２の積分回路に負帰還を掛ける第３のトランス
・コンダクタンス増幅器と第３のコンデンサからなる第
３の積分回路とからなり、第１と第２の積分回路が自己
負帰還型であると共に、該第２の積分回路の出力が第１
の積分回路に負帰還されてなることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のＦＭ検波回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3360276A JP2707476B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | Ｆｍ検波回路 |
| US07/995,035 US5302910A (en) | 1991-12-27 | 1992-12-22 | FM detector circuit with error voltage applied to phase shifting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3360276A JP2707476B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | Ｆｍ検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05183343A true JPH05183343A (ja) | 1993-07-23 |
| JP2707476B2 JP2707476B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=18468694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3360276A Expired - Fee Related JP2707476B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | Ｆｍ検波回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5302910A (ja) |
| JP (1) | JP2707476B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5453714A (en) * | 1993-03-10 | 1995-09-26 | National Semiconductor Corporation | Binary FM demodulator with self-adjusting resonant operating frequency according to demodulated binary output signal duty cycle |
| GB2335810B (en) * | 1998-03-24 | 2001-12-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Demodulator circuits |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5881397A (ja) * | 1981-10-23 | 1983-05-16 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テツド | 自動調整形周波数弁別器 |
| JPS62169519U (ja) * | 1986-04-16 | 1987-10-27 | ||
| JPH01125106A (ja) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Nec Corp | Ｆｍ復調回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3792367A (en) * | 1972-05-01 | 1974-02-12 | Bell Telephone Labor Inc | Active controllable filter circuit using variable transconductance amplifier |
-
1991
- 1991-12-27 JP JP3360276A patent/JP2707476B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-12-22 US US07/995,035 patent/US5302910A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5881397A (ja) * | 1981-10-23 | 1983-05-16 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テツド | 自動調整形周波数弁別器 |
| JPS62169519U (ja) * | 1986-04-16 | 1987-10-27 | ||
| JPH01125106A (ja) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Nec Corp | Ｆｍ復調回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2707476B2 (ja) | 1998-01-28 |
| US5302910A (en) | 1994-04-12 |
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