JPH05183590A

JPH05183590A - タイミング再生装置

Info

Publication number: JPH05183590A
Application number: JP1858192A
Authority: JP
Inventors: Tatsuo Miyaji; 達生宮地; Hiroki Uchiyama; 博喜内山
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1992-01-06
Filing date: 1992-01-06
Publication date: 1993-07-23
Also published as: US5521939A; DE4300126A1; DE4300126C2

Abstract

(57)【要約】【目的】移動通信回線を用いる伝送などにおいてタイ
ミングの急変がある場合でも、タイミング同期を迅速に
再回復させることが可能である。【構成】積分器２１２には、タイミング誤差信号ＴＥ
を積分し、タイミング同期の維持に必要な値が保持され
ている。入力異常検知部３０２で受信信号の異常を検知
すると、制御部３０１では受信信号の異常検知に基づき
遮断部３００を駆動し、タイミング誤差検出部２００か
らのタイミング誤差信号ＴＥの積分器２１２への伝達を
遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、データ伝送システム，
ファクシミリ装置の変復調装置などに利用され、通信に
おけるタイミングの再生を行なうタイミング再生装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、受信信号から送受間における信
号のタイミングの誤差を抽出し、これに基づき、受信側
において送信側のタイミングを再生して送信側との同期
をとるタイミング再生装置が知られている。図１４は文
献「雑誌インタフェース，ＣＱ出版社，加賀著，１９８
６年４月号」に開示されている従来のタイミング再生装
置のブロック図であって、このタイミング再生装置は、
受信信号をＡ／Ｄ変換器５０１，復調部５０２によって
それぞれＡ／Ｄ変換し復調し、さらに受信フィルタ５０
３，５０４でベースバンド信号ａ₁，ａ₂として再生した
後に、このベースバンド信号ａ₁，ａ₂を複素数と考えて
先づ、複素演算部５０５により複素数の絶対値ａ₁ ²＋ａ
₂ ²を求め、これをバンドパスフィルタ５０６を通し、次
いで、タイミング推定部５０７に入力させる。タイミン
グ推定部５０７では、バンドパスフィルタ５０６からの
信号を監視し、この信号を基に送受信間のタイミングの
ずれ，すなわち誤差を求め、これをタイミング誤差ＴＥ
として出力する。積分器５０８では、タイミング誤差Ｔ
Ｅを累算し、積分器５０８においてタイミング誤差ＴＥ
を累算した結果オーバーフローＯＶＦが生じたときにこ
れを分周カウンタ５０９に与え、Ａ／Ｄ変換器５０１の
サンプリングクロックを制御するようになっている。

【０００３】このような構成では、タイミングの誤差Ｔ
Ｅが累算されてこれが所定値以上となりオーバーフロー
ＯＶＦが発生すると、この誤差ＴＥが“０”となるよう
にＡ／Ｄ変換器５０１におけるサンプリングレートをフ
ィードバック制御し、これにより、受信側において送信
側とのタイミング誤差を少なく抑えることができる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したよ
うな従来のタイミング再生装置は、通常の公衆回線を用
いた伝送には適している。すなわち、通常の公衆回線を
用いた伝送では、送受間のタイミングが急変することは
稀であるので、これに用いられるタイミング再生装置と
しては、一たび送受間で同期がとれた後の定常的なタイ
ミング誤差を少なく抑えるものであれば良く、この場合
には、上述したようなタイミング再生装置であってもタ
イミング再生を良好に行なうことができる。

【０００５】しかしながら、自動車電話，携帯電話等の
移動通信回線を用いた伝送においては、移動局の位置変
化に伴なって、通信を行なう固定局を切り換える場合
（ゾーン切り換えの場合）などに、タイミングの急変が
発生する。このような移動通信回線を用いる伝送に上述
した従来のタイミング再生装置を用いるときには、上記
のような要因でタイミングの急変が発生すると、大きな
タイミング誤差信号ＴＥが発生し、この大きなタイミン
グ誤差信号ＴＥが積分器５０８に加えられ、積分器５０
８の保持する値が変動することによってタイミング同期
の再回復が非常に遅れてしまうなどの問題があった。

【０００６】本発明は、移動通信回線を用いる伝送など
においてタイミングの急変がある場合でも、タイミング
同期を迅速に再回復させることの可能なタイミング再生
装置を提供することを目的としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段および作用】上記目的を達
成するために、請求項１，５，６，７記載のタイミング
再生装置は、受信信号に基づいて送受間における信号の
タイミングの誤差を検知するタイミング誤差検知手段
と、タイミング誤差検知手段からのタイミング誤差信号
に基づきタイミング同期処理を行なうタイミング同期手
段とを有しており、前記タイミング同期手段には、タイ
ミング誤差信号を積分し、タイミング同期の維持に必要
な値を保持するための積分手段が設けられ、タイミング
再生装置は、さらに、受信信号の異常を検知する異常検
知手段と、前記異常検知手段における受信信号の異常検
知に基づき前記タイミング誤差検知手段からのタイミン
グ誤差信号の前記積分手段への伝達を遮断する遮断手段
とを有していることを特徴としている。これにより、移
動通信回線を用いる伝送などにおいて、タイミングの急
変がある場合にも、積分手段に保持されているタイミン
グ同期の維持に必要な値は、急変の影響を差程受けず、
従って、タイミング同期の再回復を迅速に行なうことが
できる。

【０００８】また、請求項２，８，９，１０，１１記載
のタイミング再生装置は、受信信号に基づいて送受間に
おける信号のタイミングの誤差を検知するタイミング誤
差検知手段と、タイミング誤差検知手段からのタイミン
グ誤差信号に基づきタイミング同期処理を行なうタイミ
ング同期手段とを有しており、さらに、受信信号の異常
を検知する異常検知手段と、前記異常検知手段における
受信信号の異常検知に基づき利得を変化させ前記タイミ
ング誤差検知手段からのタイミング誤差に前記利得を乗
算して前記タイミング同期手段に出力する可変利得手段
とを有していることを特徴としている。これにより、移
動通信回線を用いる伝送などにおいて、タイミングの急
変がある場合に、それの回復後、上記利得を大きな値に
変化させタイミング再生の追従速度を高速に行なうこと
でタイミング同期の再回復期間を短縮することができ
る。

【０００９】また、請求項３記載の発明では、上記異常
検知手段に、受信信号の復調結果の本来とるべき値との
ずれを示す誤差信号の自乗和を監視して受信信号の異常
を検知するようになっており、請求項４記載の発明で
は、前記異常検知手段に、受信信号の入力レベルを監視
して、受信信号の異常を検知するようになっている。

【００１０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は本発明に係るタイミング再生装置の第１の
実施例のブロック図であり、図１にはこのタイミング再
生装置を用いたモデム装置の構成例が示されている。図
１のモデム装置は、受信信号ＲＳをデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器１００と、Ａ／Ｄ変換器１００からの
受信信号（デジタル信号）のレベルを一定に調節する自
動レベル調節部１０１と、互いに９０゜の位相差をもつ
復調キャリア信号ＣＳ，ＣＣを発生する復調キャリア発
生部１０４と、復調キャリア発生部１０４において発生
した復調キャリア信号ＣＳ，ＣＣを自動レベル調節部１
０１からの信号ＬＲＳにそれぞれ乗算し、複素ベースバ
ンド信号ＣＢＳとして復調する復調部１０２と、復調結
果である複素ベースバンド信号ＣＢＳから不要な高周波
成分を除去する低域通過フィルタ１０５と、低域通過フ
ィルタ１０５からの信号ＣＢＢＦが加わり、伝送路特性
の補正を行なう等化器１０６と、等化器１０６の出力Ｃ
ＢＳＦを予め定められた基準信号ＣＲＦと比較して復号
化信号ＣＯを出力するとともに、ＣＢＳＦとＣＲＦとの
差を複素判定誤差信号ＣＥＳとして出力する判定器１０
７とを有している。なお、複素判定誤差信号ＣＥＳは、
等化器１０６のタップ係数の更新に用いられたり、ある
いは、複素判定誤差信号ＣＥＳから得られる位相誤差
（判定点の角度誤差）成分によりキャリアの位相同期を
行なったりするのに用いられる。ここで、キャリアの位
相同期は、等化器１０６と判定器１０７との間に回転器
（図示せず）を設けることによっても実現できるし、あ
るいは復調キャリア発生部１０４を直接制御することに
よっても実現できる。

【００１１】このモデム装置は、タイミング再生を行な
うために、さらに、タイミング誤差検出部２００，積分
器２０１，分周器２０２，発振器２０３，乗算器２１
１，積分器２１２，加算器２１０を有しており、さらに
は、遮断部３００，制御部３０１，入力異常検知部３０
２が設けられている。

【００１２】発振器２０３は、所定周波数（例えば、送
受間のシンボル周波数の整数倍の周波数）のクロック信
号ＯＳＯを発生するようになっている。また、分周器２
０２は、クロック信号ＯＳＯを所定の分周比で分周して
サンプルタイミング信号ＳＡＴおよびシンボルタイミン
グ信号ＳＹＴを出力し、サンプルタイミング信号ＳＡＴ
をＡ／Ｄ変換器１００にＡ／Ｄ変換のタイミング信号と
して与え、またシンボルタイミング信号（シンボルレー
トサンプルクロック信号）ＳＹＴをタイミング誤差検出
部２００に与えるようになっている。具体的には、例え
ば、クロック信号ＯＳＯを所定の分周比Ｍで分周してサ
ンプルタイミング信号ＳＡＴを出力し、このサンプルタ
イミング信号ＳＡＴをさらに別の所定の分周比Ｎで分周
してシンボルタイミング信号ＳＹＴを出力するようにな
っている。また、分周器２０２は、積分器２０１からの
オーバーフロー信号ＯＶＦにより、ＯＶＦが値“＋１”
をとるときには、分周比ＭをＭ＋１に置き換えて分周動
作し、またＯＶＦが値“−１”をとる場合には、分周比
ＭをＭ−１に置き換えて分周動作するように構成されて
いる。

【００１３】また、タイミング誤差検出部２００は、低
域通過フィルタ１０５からの信号ＣＢＢＦと分周器２０
２からのシンボルタイミング信号ＳＹＴとを比較し、両
者のタイミングずれ量に対応したタイミング誤差信号Ｔ
Ｅを出力するようになっている。すなわち、タイミング
誤差信号ＴＥは、例えば、ＳＹＴがＣＢＢＦよりも進ん
でいる場合には正の値をとり、また、ＳＹＴがＣＢＢＦ
よりも遅れている場合には負の値をとるようになってい
る。

【００１４】図２はタイミング誤差検出部２００の構成
例を示す図である。図２のタイミング誤差検出部２００
は、図１４に示した従来のタイミング再生装置の受信フ
ィルタ５０３，５０４，複素演算部５０５，バンドパス
フィルタ５０６，タイミング推定部５０７に対応した構
成となっており、バンドパスフィルタ２５１，２５２，
自乗回路２５３，２５４，加算回路２５５，バンドパス
フィルタ２５６，シンボルレートサンプル回路２５７か
ら構成されている。

【００１５】タイミング誤差検出部２００からのタイミ
ング誤差信号ＴＥは、加算器２１０に加えられる一方
で、後述の遮断部３００を介して乗算器２１１により所
定の係数を乗算され、積分器２１２に加わるようになっ
ている。また、積分器２１２からの出力ＩＧＯは、加算
器２１０に加わり、加算器２１０では、積分器２１２か
らの出力ＩＧＯとタイミング誤差検出部２００からのタ
イミング誤差信号ＴＥとを加算し、信号ＶＴＥとして積
分器２０１に出力するようになっている。

【００１６】積分器２０１は、信号ＶＴＥの時間積分を
行ない、積分結果が所定値ＴＨＩＰ（正の閾値），ＴＨ
ＩＮ（負の閾値）に達したときにいままで蓄積された積
分結果を“０”にクリアして新たな積分の開始に備える
とともに、オーバーフローＯＶＦを出力するようになっ
ている。例えば、積分器２０１は、積分結果が正の閾値
ＴＨＩＰよりも大きくなったときには、所定時間の間、
“＋１”のオーバーフローＯＶＦを出力し、また積分結
果が負の閾値ＴＨＩＮよりも小さくなったときには、所
定時間の間、“−１”のオーバーフローＯＶＦを出力
し、また、積分結果がＴＨＩＰからＴＨＩＮまでの範囲
内にあるときには、“０”のオーバーフローＯＶＦを出
力するように構成されている。

【００１７】以上のことからわかるように、この実施例
のタイミング再生装置は、タイミング誤差検出部２００
内のバンドパスフィルタ２５１，２５２，自乗回路２５
３，２５４，加算回路２５５，バンドパスフィルタ２５
６により受信信号中に含まれるタイミング情報が抽出さ
れ、このタイミング情報をシンボルレートサンプル回路
２５７でサンプルすることによって、受信信号中のタイ
ミング情報とシンボルタイミング信号ＳＹＴとの誤差を
得、この誤差を小さくするよう分周器２０２の分周比を
変化させて、タイミング同期をとるように構成されてい
る。

【００１８】なお、タイミング誤差信号ＴＥを図１４に
示したタイミング再生装置のように積分器２０１に直接
加えずに、この積分器２０１の前段にさらに、乗算器２
１１，積分器２１２，加算器２１０を設ける構成自体
は、例えば平成２年７月４日発行の文献「ディジタルＰ
ＬＬの基礎と応用，（株）トリケップス発行，第８４
頁，図５」に示されており、この場合、乗算器２１１，
積分器２１２，加算器２１０は、送受間のシンボル周波
数に差異がある状態での定常的な位相誤差を低減するよ
う機能する。すなわち、送受間のシンボル周波数に差異
がある場合、タイミング同期を維持するためには送受間
のシンボル周波数の差異によって決まる頻度でオーバー
フローＯＶＦが出力され続ける必要がある（シンボル周
波数に差異がなく、位相のみが異なっている場合には、
オーバーフローＯＶＦが所定回出力されて位相の差異が
補正された後、ＯＶＦは出力されなくなる）。

【００１９】いま、乗算器２１１，積分器２１２，加算
器２１０が設けられていない場合を考えると、ＯＶＦが
出力されるためには、積分器２０１への入力，すなわち
タイミング誤差信号ＴＥは“０”でない値をもたねばな
らない。すなわち、シンボル周波数に差異がある場合、
タイミング同期の確立後、タイミング再生装置が安定状
態にありタイミング同期が維持されている状態では、タ
イミング誤差ＴＥは、“０”にはならない。換言すれ
ば、定常的な位相誤差が残ってしまう。

【００２０】一方、乗算器２１１，積分器２１２，加算
器２１０が設けられている場合、タイミング誤差ＴＥの
発生によってＯＶＦが出力されること自体は上記の場合
と同じであるが、タイミング誤差ＴＥは同時に積分器２
１２によって積分され、例えば正の（負の）タイミング
誤差ＴＥが発生している場合では積分器２１２の出力Ｉ
ＧＯは徐々に増加（減少）する。積分器２１２の出力Ｉ
ＧＯは、加算器２１０を経て積分器２０１に入力するの
で、積分器２１２の出力ＩＧＯの増加に伴なってＯＶＦ
の発生頻度も増加する。ＯＶＦの発生頻度がもともとの
送受間のシンボル周波数の差異と釣り合い、周波数の差
異の補正が完了し、さらに、位相の誤差も“０”となる
と、タイミング誤差ＴＥは“０”になり、積分器２１２
への入力は“０”となる。この結果、積分器２１２の出
力ＩＧＯの増加は止まり、積分器２１２にはいままでに
累算された一定の出力ＩＧＯが保持され、以後は、この
一定の出力ＩＧＯが加算器２１０に常に入力することに
なる。すなわち、積分器２１２は、タイミング同期確立
後の定常状態において、タイミング同期の維持に必要な
値を保持するために設けられており、この積分器２１
２，加算器２１０が設けられていることによって、タイ
ミング同期の確立後、タイミング誤差ＴＥを“０”にす
ることができ、定常的な位相誤差を“０”にすることが
できる。

【００２１】ところで、移動通信回線等において生ずる
ことのあるタイミングの急変現象では、送受間のシンボ
ル周波数差が変化することは稀であり、通常は位相のみ
が変化する。従って、このようなタイミングの急変現象
が生起したときに、タイミング同期への影響を最小限に
抑えるためには、積分器２１２が保持している値は急変
現象によって変化されるべきではない。この第１の実施
例は、移動通信回線等の伝送において、移動局の位置変
化に伴ない通信を行なう固定局を切り換える（ゾーンを
切換える）場合などにタイミングの急変が発生し、この
タイミングの急変現象が一時受信信号の途絶（瞬断）を
伴なうことが多いことに着目し（ゾーン切換え時には瞬
断が伴なう）、これを利用して、タイミングの急変の発
生する可能性のある状態を検知しタイミング誤差信号Ｔ
Ｅの積分器２１２への伝達を遮断するようにしている。
図１の遮断部３００，制御部３０１，入力異常検知部３
０２は、このために設けられている。

【００２２】図３，図４はそれぞれ入力異常検知部３０
２，制御部３０１の構成例を示す図である。図３を参照
すると、入力異常検知部３０２は、判定器１０７からの
複素判定誤差信号ＣＥＳの実数部，虚数部の自乗をそれ
ぞれ求める自乗回路４１０，４１１と、自乗回路４１
０，４１１からのそれぞれの出力の和，すなわち自乗和
を求める加算回路４１２と、加算回路４１２からの自乗
和出力を平滑化する平滑回路４００と、平滑回路４００
によって平滑化された自乗和ＳＱＳを所定の閾値ＴＨＥ
と比較し、ＳＱＳがＴＨＥよりも大きいときには、入力
異常検知を示す例えば“１”の値を，またそれ以外のと
きには例えば“０”の値を比較結果ＣＭＯとして出力す
る比較回路４０１とを有し、複素判定誤差信号ＣＥＳに
基づいて受信信号の異常を検知するようになっている。

【００２３】また、制御部３０１は、フリップフロップ
回路４０２と、排他的論理和回路４０３とによって構成
されており、フリップフロップ回路４０２のセット入力
Ｓと排他的論理和回路４０３の入力Ｅ２とには、入力異
常検知部３０２からの比較結果ＣＭＯが加わり、また、
排他的論理和回路４０３の他方の入力Ｅ１には、フリッ
プフロップ回路４０２の正論理出力Ｑが加わるようにな
っている。

【００２４】また遮断部３００には、制御部３０１の排
他的論理和回路４０３からの出力ＥＸＯが加わり、この
出力ＥＸＯの値“１”または“０”に応じて、乗算器２
１１，積分器２１２へのタイミング誤差信号ＴＥの遮断
制御を行なうようになっている。

【００２５】次にこのような構成のタイミング再生装置
の動作について説明する。発振器２０３はシンボル周波
数ＦＳＹの整数倍の周波数のクロック信号ＯＳＯを出力
する。発振器２０３の出力ＯＳＯは、分周器２０２で所
定の分周比で分周され、シンボルタイミング信号ＳＹＴ
と、サンプルタイミング信号ＳＡＴとが生成されて、シ
ンボルタイミング信号ＳＹＴは、タイミング誤差検出部
２００に供給され、また、サンプルタイミング信号ＳＡ
Ｔは、Ａ／Ｄ変換器１００に供給される。タイミング誤
差検出部２００にシンボルタイミング信号ＳＹＴが入力
するときに、例えば、このシンボルタイミング信号ＳＹ
ＴがＣＢＢＦより進んでいる場合には、タイミング誤差
検出部２００からのタイミング誤差信号ＴＥは正の値を
とる。

【００２６】タイミングの急変が生じていない状態にお
いては、遮断部３００は動作せず、従って、このときに
は、タイミング誤差検出部２００からの正の出力ＴＥ
は、加算器２１０に加えられる一方、乗算器２１１によ
り所定の係数を乗算され、積分器２１２に加えられる。
積分器２１２の出力ＩＧＯは加算器２１０に入力しＴＥ
と加算され、加算器２１０からの出力ＶＴＥは、積分器
２０１に入力し、積分器２０１では、ＶＴＥの時間積分
を行なう。

【００２７】この状態が続き、積分器２０１の積分結果
が正の所定の値ＴＨＩＰに達すると、オーバーフローＯ
ＶＦとして“＋１”が出力され分周器２０２に加えられ
る。この結果、分周器２０２は通常の分周比Ｍの代わり
にＭ＋１で分周を行ない、これにより、ＳＡＴ，ＳＹＴ
の周波数は通常よりやや低くなる。すなわち、ＳＡＴ，
ＳＹＴをやや遅らすことができ、これによって、シンボ
ルタイミング信号ＳＹＴのＣＢＢＦに対する進みを減じ
ることができる。これに対し、タイミング誤差検出部か
ら負の出力ＴＥが出力されている状態のときには、積分
器２０１での積分結果がＴＨＩＮに達すると、“−１”
のオーバーフローＯＶＦが出力され、分周器２０２はＭ
−１で分周を行なう。これによって、ＳＡＴ，ＳＹＴを
やや進ませることができ、シンボルタイミング信号ＳＹ
ＴのＣＢＢＦに対する遅れを減じることができる。

【００２８】このように、タイミングの急変が生じてい
ない状態において、送受間のシンボル周波数が一致して
おり、送受間のシンボル（タイミング）の位相だけがず
れている場合には、上に述べたような過程を経て送受間
のタイミング同期がとられる。この条件ではタイミング
同期が確立した後は、タイミング誤差検出部２００から
のタイミング誤差信号ＴＥの平均値はほぼ“０”であ
り、従って、ＴＥを積分した結果である積分器２１２の
出力ＩＧＯもほぼ“０”となる。

【００２９】一方、送受間のシンボル周波数に差異があ
る場合には、タイミング同期の確立過程で連続的にタイ
ミング誤差信号が発生し、タイミング誤差検出部２００
からのタイミング誤差信号ＴＥの平均値は“０”ではな
く、正あるいは負の値を示す。このＴＥは積分器２１２
で積分され、その出力ＩＧＯは徐々に変化し、その絶対
値は増加する。ＩＧＯは加算手段２１０でＴＥと加算さ
れＶＴＥとなり、積分器２０１で積分され、オーバーフ
ロー信号ＯＶＦが発生するが、ここでＩＧＯが徐々に変
化しているので、値“０”ではないオーバーフロー信号
ＯＶＦが発生する頻度が増加する。このような過程を経
てタイミング同期が確立した状態では、タイミング誤差
検出部２００からのタイミング誤差信号ＴＥの平均値は
ほぼ“０”であり、積分器２１２の出力ＩＧＯは、送受
間のシンボル周波数の差に応じた値を保持して安定して
いる。これにより、積分器２０１は積分器２１２の出力
ＩＧＯの値に応じた頻度で、値“０”ではないオーバー
フロー信号ＯＶＦを発生することができ、定常的にタイ
ミングの調整を行なうことができる。従って、定常的な
位相誤差も小さく保たれる。

【００３０】以上のように、通常の公衆回線を用いた伝
送では、送受間のタイミングが急変することは稀である
から、一たび送受間で同期がとれた後は上記積分器２１
２の保持する値により、定常的な位相誤差を小さく保つ
ことができる。

【００３１】ところが、自動車電話，携帯電話などの移
動通信回線を用いたデジタル情報の伝送において、移動
局の位置変化に伴ない、通信を行なう固定局を切り換え
る（ゾーン切り換え）場合には、タイミングの急変が発
生し、それにより大きなタイミング誤差信号ＴＥが発生
する。いま仮りに遮断部３００が設けられていないとす
ると、この大きなタイミング誤差信号ＴＥが所定期間
中、継続して積分器２１２に入力し、この結果、積分器
２１２の保持する値が変動してしまい、このときには、
タイミング同期の再回復に相当の時間を要してしまう。

【００３２】しかしながら、この第１の実施例では、遮
断部３００が設けられていることによって、タイミング
の急変の発生する可能性のある状態の検知結果に基づ
き、積分器２１２へのタイミング誤差信号ＴＥの入力を
遮断している。

【００３３】すなわち、入力異常検知部３０２には、判
定器１０７からの複素判定誤差信号ＣＥＳが加わり、入
力異常検知部３０２では、複素判定誤差信号ＣＥＳの自
乗和ＳＱＳを求め、これを所定閾値ＴＨＥと比較するこ
とによって、受信信号の一時途絶（瞬断）を検知する。
具体的には、受信信号が一時途絶すると、等化器１０６
の出力ＣＢＳＦは“０”になるので、ＣＢＳＦとＣＲＦ
との差であるＣＥＳの絶対値は大きな値を示し、このと
きには、入力異常検知部３０２においてＣＥＳの自乗和
（正確には自乗和の平滑結果）ＳＱＳも大きな値を示
す。これにより、入力異常検知部３０２の比較回路４０
１からは値“１”の検知結果ＣＭＯが出力され、制御部
３０１に加わる。制御部３０１においては、値“１”の
検知結果ＣＭＯが加わると、フリップフロップ回路４０
２がセットされ、Ｑは値“１”となり、排他的論理和回
路４０３の入力Ｅ１には値“１”が加わる。また、排他
的論理和回路４０３の他方の入力Ｅ２にも値“１”の検
知結果ＣＭＯが加わり、排他的論理和回路の出力ＥＸＯ
は値“０”のままである。なお、フリップフロップ回路
４０２は、通信の開始時にリセットされているとし、瞬
断を検知する以前の状態では、排他的論理和回路４０３
の入力Ｅ１，Ｅ２にはいずれも値“０”が加わって、出
力ＥＸＯは値“０”の状態となっている。

【００３４】瞬断を検知後も、瞬断が生じている期間中
は、上記のように、出力ＥＸＯは値“０”の状態を維持
しているが、途絶していた受信信号が回復し、瞬断期間
が経過すると、ＳＱＳが減少し、ＣＭＯは値“０”に戻
り、排他的論理和回路４０３の入力Ｅ２は値“０”とな
る。ところが、フリップフロップ回路４０２の出力Ｑは
値“１”を保持しているので、排他的論理和回路の入力
Ｅ１は値“１”であり、この結果、出力ＥＸＯは１とな
る。このように、図４の構成例では、制御部３０１は、
受信信号の途絶からの回復を検知し、これを遮断部３０
０に伝達する。

【００３５】遮断部３００は、制御部３０１の出力ＥＸ
Ｏが値“１”の場合は、遮断動作を行ない、タイミング
誤差信号ＴＥを乗算器２１１に入力させない。一方、Ｅ
ＸＯが値“０”の場合は、遮断動作を行なわず、タイミ
ング誤差信号ＴＥを乗算器２１１に入力させる。従っ
て、受信信号が途絶から回復した場合、制御部３０１の
出力は値“１”をとるので、タイミング誤差信号ＴＥは
乗算器２１１に伝達されず、積分器２１２への伝達も阻
止される。この結果、受信信号が途絶から回復するとと
もにタイミングが急変した場合でも、積分器２１２の保
持していた値はそのまま保持され、タイミングの位相ず
れ分のみ修正すれば良く、タイミング同期の再回復が容
易となり、タイミング同期を迅速に再回復させることが
できる。

【００３６】図５は図１に示したタイミング再生装置の
変形例を示す図である。なお、図５において図１と同じ
箇所には同じ符号を付している。図５のタイミング装置
では、入力異常検知部３５２は、図１の入力異常検知部
３０２と異なり、判定器１０７からの複素誤差信号ＣＥ
Ｓに基づいて瞬断を検知するのではなく、受信信号ＲＳ
自体に基づいて瞬断を検知するようになっている。

【００３７】図６は入力異常検知部３５２の構成例を示
す図であり、この例では、入力異常検知部３５２は、受
信信号ＲＳを自乗する自乗回路４２０と、自乗結果を平
滑化する平滑回路４２１と、平滑化された自乗結果ＰＬ
を所定閾値ＴＨＰと比較し、ＰＬがＴＨＰよりも小さい
ときには、入力異常検知を示す例えば“１”の値を、ま
たそれ以外のときには例えば“０”の値を比較結果ＣＭ
Ｏとして出力する比較回路４２２とを有しており、受信
信号ＲＳに基づいて異常を検知するようになっている。

【００３８】図５，図６のような構成では、受信信号Ｒ
Ｓは自乗回路４２０で自乗された後、平滑回路４２１で
平滑化され受信信号のパワーを示す値ＰＬとなる。ＰＬ
は比較回路４２２で所定の閾値ＴＨＰと比較され、比較
結果ＣＭＯが制御部３０１に出力される。ここで、受信
信号ＲＳが一時途絶すると、ＰＬはほとんど“０”とな
るため、比較回路４２２は入力異常検知を示す値“１”
を出力する。その後、途絶していた受信信号ＲＳが回復
すると、比較回路４０１の出力は正常を示す値“０”と
なる。このときに、制御部３０１の排他的論理和回路４
０３の出力ＥＸＯは“０”から“１”となり、前述した
と同様に、遮断部３００は、乗算器２１１へのタイミン
グ誤差信号ＴＥの入力を遮断し、これにより、積分器２
１２の保持している値を保存し、タイミング同期の再回
復を容易にし、タイミング同期を迅速に再回復させるこ
とができる。

【００３９】図７は制御部３０１の他の構成例を示す図
であり、図７の構成例では、制御部３０１は、図４に示
したフリップフロップ回路４０２，排他的論理和回路４
０３に加え、さらに、排他的論理和回路４０３からの出
力ＥＸＯを反転する反転回路４０７と、論理和回路４０
９と、所定周波数のパルスを発生する発振回路４０６
と、論理和回路からの出力ＲＣがリセット入力として加
わり、発振回路４０６からのパルス数を計数する計数回
路４０４と、計数回路４０４からの計数出力ＣＣＯを所
定閾値ＴＨＣと比較し、ＣＣＯがＴＨＣよりも大きい場
合には例えば値“１”を，またそれ以外の場合には例え
ば値“０”を出力する比較回路４０５と、論理和回路４
０９からの出力を反転し、反転出力ＩＶＯを遮断部３０
０の制御信号として出力する反転回路４１０とを有して
いる。なお、論理和回路４０９には、反転回路４０７か
らの出力ＯＩ２と比較回路４０５からの出力ＯＩ１とが
入力するようになっている。

【００４０】制御部３０１が図７のような構成となって
いる場合、通常の受信状態では、排他的論理和回路４０
３の出力ＥＸＯは“０”であるので、反転回路４０７の
出力ＯＩ１は“１”であり、論理和回路４０９の出力Ｒ
Ｃは“１”となって、計数回路４０４はリセット状態に
ある。従って、計数回路４０４の出力ＣＣＯは“０”で
あり、比較回路４０５の出力も“０”である。すでに述
べたように、受信信号が途絶のあと回復すると、排他的
論理和回路４０３の出力ＥＸＯは“１”になり、反転回
路４０７の出力は“０”になり、論理和回路４０９の出
力は“０”となり、計数回路４０４のリセット状態が解
除されるので、計数回路４０４は発振回路４０６からの
パルスの計数を開始する。また、この時点で反転回路４
１０の出力ＩＶＯは値“１”となり、タイミング誤差信
号ＴＥの遮断が行なわれる。計数回路４０４の出力ＣＣ
Ｏは時間の経過とともに増加し、発振回路４０６の発振
周波数とＴＨＣで決まる所定の時間が経過した後、ＣＣ
ＯがＴＨＣより大きくなると、比較回路４０５の出力は
値“１”になる。これによって、論理和回路４０９の出
力ＲＣは“１”になり、計数回路４０４は再びリセット
され、計数出力ＣＣＯは“０”に、比較回路４０５の出
力は“０”になる。従って、遮断部３００の遮断動作
は、この時点で終了し、再びタイミング誤差信号ＴＥが
乗算器２１１に加わるようになり、タイミング再生装置
は、通常の動作に戻る。

【００４１】送受間のタイミング同期が確立した状態で
は、積分器２１２は送受間のシンボル周波数の差に応じ
た値を保持しているが、雑音などの影響によりその値は
微少に変動する。従って、雑音などにより積分器２１２
の値が微少に変動した時点で遮断部３００によるタイミ
ング誤差信号ＴＥの遮断がなされると、本来のシンボル
周波数差とはやや違う値が保持されていることになり、
この状態が長時間続くことは、わずかではあっても誤っ
たタイミングの補正を続けることになり、望ましくな
い。

【００４２】これに対して、制御部３０１を図７のよう
な構成のものにすると、所定の時間が経過した後、遮断
動作を停止して通常の動作への復帰がなされるので、タ
イミングの急変による大きなタイミングずれからの回復
後はタイミング誤差信号ＴＥが再び乗算器２１１，積分
器２１２に伝達され、積分器２１２の値を修正すること
ができ、安定したタイミング再生を実現することが可能
となる。

【００４３】図８は制御部３０１のさらに他の構成例を
示す図である。なお、図８の構成例では、制御部３０１
に接続される入力異常検知部３０２として図１に示した
構成のものを使用するものとし、遮断部３００がタイミ
ング誤差信号ＴＥの遮断を行なっている期間において、
複素判定誤差信号ＣＥＳの自乗和を平滑化したものを監
視して、ＣＥＳが減少した場合には遮断動作を停止する
よう構成されている。すなわち、図８の制御部３０１
は、図７に示した構成に加えて、さらに、入力異常検知
部３０２の平滑回路４００からの出力ＳＱＳを所定の値
ＴＨＥ２と比較し、ＳＱＳがＴＨＥ２よりも小さい場合
には、値“１”を，またそれ以外の場合には値“０”を
出力する比較回路４３０と、比較回路４３０からの比較
結果ＡＩ１と排他的論理和回路４０３からの出力ＥＸＯ
との論理積をとって、論理積結果ＯＩ３を論理和回路４
０９に加える論理積回路４３１とが設けられている。

【００４４】制御部３０１が図８のような構成のもので
ある場合の動作について説明する。この場合、所定の値
ＴＨＥ２はタイミング同期の確立された通常の受信状態
でのＳＱＳの値よりもやや大きく設定する。通常の受信
状態では、複素判定誤差信号ＣＥＳは小さく、平滑回路
４００の出力ＳＱＳも小さいため、比較回路４３０は値
“１”を出力するが、この状態では排他的論理和回路４
０３の出力ＥＸＯは“０”であるため、論理積回路４３
１の出力は０になり、比較回路４２０の出力はその後の
制御回路の動作に関係しない。受信信号が途絶から回復
すると、すでに述べたように排他的論理和回路４０３の
出力ＥＸＯは値“０”から値“１”に変化する。

【００４５】この時点で送受間のタイミングずれがない
場合は、ＣＥＳは小さく、ＳＱＳも小さいため比較回路
４３０は値“１”を出力し、論理積回路４３１の２つの
入力ＡＩ１，ＡＩ２は共に値“１”となるので、論理積
回路４３１の出力は値“１”になり、論理和回路４０９
の出力も値“１”となる。これにより計数回路４０４は
リセットされ、タイミング誤差信号の遮断動作は行なわ
れない。

【００４６】これに対し、受信信号が途絶から回復した
時点で、送受間のタイミングずれがある場合は、ＣＥＳ
は大きな値をとるため比較回路４３０は値“０”を出力
し、論理積回路４３１の出力は値“０”になる。これに
よって、図７における動作と同様に、計数回路４０４の
リセットが解除され、タイミング誤差信号の遮断動作が
開始される。ここでタイミングずれが軽微であって、短
時間にタイミング同期が回復した場合には、ＣＥＳが小
さくなり、ＳＱＳも小さくなるため、比較回路４３０の
出力は、値“１”になる。ＥＸＯは値“１”であるか
ら、論理積回路４３１の出力は値“１”になり、論理和
回路４０９の出力ＲＣも値“１”となり、計数回路４０
４がリセットされ、遮断動作が終了する。

【００４７】すなわち、図８のような構成とすることに
より、タイミングずれが短時間に回復した場合には、発
振回路４０６の発振周波数と比較回路４０５の所定の値
ＴＨＣとで決まる所定の時間より前に遮断動作を終了す
ることができて、不要な遮断動作を避けることができ
る。また、受信信号が途絶から回復した時点でタイミン
グずれ以外の、例えば雑音などの回線品質劣化が存在す
る場合、やはりＣＥＳは大きくなり、タイミングずれと
の区別がつかないため高速追従動作が終了しない現象が
おこりうるが、その場合でも発振回路４０６の発振周波
数と比較回路４０５の所定の値ＴＨＣとで決まる所定の
時間が経過した後は計数回路４０４がリセットされるの
で、不要な遮断動作を終了することができる。

【００４８】なお、図８の構成において、比較回路４０
５を取り除いた構成のものにすることもできる。タイミ
ングずれが軽微である場合には、図７の構成のものに比
べて、短時間で遮断動作を終了できるという利点があ
り、また図８の構成において回路をより簡単なものにす
ることができるという利点がある。但し、タイミングず
れ以外の雑音などの回線品質劣化が存在する状況で、遮
断動作が終了しない問題がおこりうることもある。

【００４９】このように、第１の実施例のタイミング再
生装置は、移動通信回線で生ずることのあるタイミング
の急変現象では、送受間の周波数差が変化することは稀
であり、通常は位相のみが変化し、従って、積分器２１
２が保持している値は変化すべきではないこと、および
タイミングの急変現象は瞬断を伴なうことが多いことに
着目してなされたものであり、瞬断を検知したときには
積分器２１２へのタイミング誤差信号ＴＥの入力を遮断
することでタイミングの急変に備え、これにより、タイ
ミングの急変がある場合でもタイミング同期の再回復が
遅れるのを有効に防止することができる。

【００５０】なお、図１の構成において、タイミング誤
差信号ＴＥに比べて、複素判定誤差信号ＣＥＳが多少遅
れることも考えられる。この場合には、タイミング急変
時に、遮断部３００が遮断動作をするに先立って、大き
なタイミング誤差信号ＴＥが乗算器２１１，積分器２１
２に加わってしまう。しかしながら、この場合でも、乗
算器２１１においてタイミング誤差信号ＴＥに乗算する
係数は、小さい値となっているので、大きなタイミング
誤差信号ＴＥが生起したときにも積分器２１２の出力変
化は緩慢なものとなる。従って、仮にＣＥＳがＴＥより
も僅かに遅れて発生し、遮断動作が多少遅れても、その
影響による積分器２１２の出力変動は少なく、遮断の効
果は十分に得られる。

【００５１】また、例えば図１の構成において、乗算器
２１１，積分器２１２，加算器２１０を設けずに、図１
４に示した従来のタイミング再生装置のように、タイミ
ング誤差検出部２００からのタイミング誤差信号ＴＥを
積分器２０１に直接入力させる構成にし、このときに、
タイミング誤差検出部２００と積分器２０１との間に遮
断部３００を設けるようにすることも考えられる。しか
しながら、乗算器２１１，積分器２１２，加算器２１０
をもたない構成では、タイミング急変時にタイミング誤
差信号ＴＥが遮断され、タイミングの補正能力が失なわ
れてしまうので、望ましくない。

【００５２】タイミング急変時にタイミング誤差信号Ｔ
Ｅが遮断された場合にもタイミングの補正能力が失なわ
れないようにするため、この第１の実施例では、タイミ
ング再生装置の基本構成として、乗算器２１１，積分器
２１２，加算器２１０を備えた構成をあえて選択し、こ
の構成の下で、タイミング誤差信号ＴＥの遮断を実現し
た。

【００５３】なお、上述の第１の実施例では、入力異常
検知部３０２，または３５２は、受信信号の一時途絶
（瞬断）を検知しているが、瞬断以外の異常（例えばイ
ンパルスノイズ）を検知するように構成されていても良
く、この場合にも、同様の遮断制御を行なうことができ
る。また、制御部３０１，遮断部３００は、受信信号の
異常（例えば瞬断）が回復した後、タイミング誤差信号
ＴＥを遮断するようになっているが、受信信号の異常
（例えば瞬断）が開始した時点でタイミング誤差信号Ｔ
Ｅを遮断することもできる。例えば、受信信号ＲＳのレ
ベルが所定値よりも大きな値から所定値以下に低下した
ことを検知して、遮断制御を行なうようにしても良い。
この場合には、受信信号の瞬断期間中にもタイミング誤
差信号ＴＥの遮断制御を行なうことができる。

【００５４】図９は本発明に係るタイミング再生装置の
第２の実施例のブロック図であり、図９において図１と
同様の箇所には同じ符号を付している。この第２の実施
例では、タイミングの急変の発生する可能性のある状態
を検知して、タイミング再生回路の追従速度を高速に設
定し、これによって、タイミング同期の再回復期間を短
縮することを意図している。このため、この第２の実施
例では、第１の実施例の遮断部３００のかわりに、可変
利得部３６０が設けられ、可変利得部３６０は、その利
得が入力異常検知部３０２からの入力異常検知信号に基
づき、制御部３０１によって変化されるように構成され
ている。より具体的には、可変利得部３６０は、制御部
３０１の出力に応じた可変の利得係数をタイミング誤差
信号ＴＥに乗算し、ＶＴＥとして出力するようになって
いる。ここで、可変の利得係数ＶＣは、制御部３０１か
らの出力が値“０”の場合は、例えば値“１”となるよ
うに、また制御部３０１からの出力が値“１”の場合
は、例えば値“４”となるように可変設定される。

【００５５】なお、この第２の実施例では、第１の実施
例の乗算器２１１，積分器２１２，加算器２１０に対応
した部分は設けられておらず、タイミング誤差信号ＴＥ
は、可変利得部３６０により可変の利得係数を乗算され
た上で、積分器２０１に直接入力するようになってい
る。また、図９において、入力異常検知部３０２，制御
部３０１を例えば図３，図４に示した構成のものにそれ
ぞれすることができる。

【００５６】次にこのような構成の第２の実施例のタイ
ミング再生装置の動作を説明する。なお、入力異常検知
部３０２，制御部３０１はそれぞれ図３，図４に示した
構成になっているとする。通常の公衆回線を用いた伝送
では、送受間のタイミングが急変することは稀であるか
ら、ひとたび送受間で同期がとれた後はタイミング再生
回路の追従速度を遅く設定し、タイミング再生回路の発
生するタイミングのゆらぎ（ジッタ）を少なく設定する
のが普通である。

【００５７】しかしながら、自動車電話，携帯電話など
の移動通信回線を用いたデジタル情報の伝送において
は、移動局の位置変化に伴なって通信を行なう固定局を
切り換える（ゾーン切り換え）場合などにタイミングの
急変が発生し、可変利得部３６０が設けられていないと
きには、タイミングの急変が回復した後も、遅い追従速
度でタイミング再生がなされるので、タイミング同期の
再回復に時間を要してしまう。

【００５８】これに対し、この第２の実施例では、受信
信号に一時途絶あるいはインパルスノイズ等の異常が発
生し、その後、受信信号が異常から回復すると、第１の
実施例において説明したと同様に、制御部３０１の排他
的論理和回路４０３の出力ＥＸＯは“０”から“１”と
なる。いま、可変利得部３６０の可変の利得係数ＶＣ
が、制御部３０１の出力が値“０”の場合は例えば値
“１”を、また制御部３０１の出力が値“１”の場合は
例えば値“４”となるよう構成されているときには、受
信信号の異常が回復した場合、制御部３０１の出力は値
“１”をとるので、可変の利得係数は“４”となり、こ
の利得係数がタイミング誤差信号ＴＥに乗ぜられること
によって、タイミング誤差信号ＴＥは４倍になって積分
器２０１に入力される。この結果積分器２０１の積分結
果が所定の値ＴＨＩＰ，ＴＨＩＮに達するのに要する時
間が短縮され、値“０”でないオーバーフロー信号ＯＶ
Ｆが積分器２０１から出力される頻度が高くなる。従っ
て、受信信号が異常状態から元の状態に回復した後、分
周器２０２の分周比Ｍの変更によるタイミング調整が頻
繁に行なわれ、タイミング再生の追従速度が高速化し、
タイミング同期を迅速に再回復させることができる。

【００５９】図１０は図９に示したタイミング再生装置
の変形例を示す図であり、第１の実施例の図５に対応し
た構成となっている。この場合、入力異常検知部３５２
を図６と同様の構成のものにすることができる。

【００６０】図１０のような構成においても、受信信号
ＲＳに異常が発生し、その後、受信信号ＲＳが元の状態
に回復すると、制御部３０１の出力ＥＸＯは“０”から
“１”となる。これにより、可変利得部３６０の可変の
利得係数が例えば“１”から“４”になり、タイミング
誤差信号ＴＥの大きさが４倍となって積分器２０１に加
わることで、タイミング調整が頻繁に行なわれ、タイミ
ング再生の追従速度が高速化し、タイミング同期を高速
に再回復させることができる。

【００６１】また、この第２の実施例では、制御部３０
１を図１１，図１２，図１３のような構成のものにする
ことができる。図１１の構成例では、制御部３０１は、
図４に示したフリップフロップ回路４０２，排他的論理
和回路４０３に加え、さらに、排他的論理和回路４０３
からの出力ＥＸＯを反転する反転回路４０７と、所定周
波数のパルスを発生する発振回路４０６と、論理和回路
からの出力ＲＣがリセット入力として加わり、発振回路
４０６からのパルス数を計数する計数回路４０４と、計
数回路４０４からの計数出力ＣＣＯを所定閾値ＴＨＣと
比較し、ＣＣＯがＴＨＣよりも大きい場合には例えば値
“１”を，またそれ以外の場合には例えば値“０”をＣ
ＣＭＯとして出力する比較回路４０５とを有している。

【００６２】制御部３０１が図１１のような構成となっ
ている場合、通常の受信状態では、排他的論理和回路４
０３の出力ＥＸＯは“０”であるので、反転回路４０７
の出力ＯＩ１は“１”であり、計数回路４０４はリセッ
ト状態にある。従って、計数回路４０４の出力ＣＣＯは
“０”であり、比較回路４０５の出力ＣＣＭＯも“０”
である。受信信号が途絶あるいはインパルスノイズ等の
あと回復すると、排他的論理和回路４０３の出力ＥＸＯ
は“１”になり、反転回路４０７の出力は“０”にな
り、計数回路４０４のリセット状態が解除されるので、
計数回路４０４は発振回路４０６からのパルスの計数を
開始する。計数回路４０４の出力ＣＣＯは時間の経過と
ともに増加し、発振回路４０６の発振周波数とＴＨＣで
決まる所定の時間が経過した後、ＣＣＯがＴＨＣより大
きくなると、比較回路４０５の出力ＣＣＭＯは値“１”
になる。このように、受信信号の途絶あるいはインパル
スノイズ等後に信号が回復したことを示す信号ＥＸＯが
値“１”になってから、発振回路４０６の発振周波数と
ＴＨＣで決まる所定の時間が経過した後に、比較回路４
０５の出力ＣＣＭＯが値“１”になるので、ＣＣＭＯを
用いて可変利得手段３００の利得係数ＶＣを制御すれ
ば、入力異常の回復後に所定の時間待機してからタイミ
ング再生回路の追従速度を高速化する動作が実現でき
る。この動作により、入力異常の回復時に変復調装置が
まだ安定に動作していない状態で、誤ったタイミング誤
差信号にタイミング再生回路が高速に追従するのを避け
ることができる。

【００６３】また、制御部３０１が図１２のような構成
となっている場合、通常の受信状態では、排他的論理和
回路４０３の出力ＥＸＯは“０”であるので、反転回路
４０７の出力ＯＩ１は“１”であり、論理和回路４０９
の出力ＲＣは“１”となって、計数回路４０４はリセッ
ト状態にある。従って、計数回路４０４の出力ＣＣＯは
“０”であり、比較回路４０５の出力ＣＣＭＯも“０”
であり、このときには可変利得部３６０の利得係数は例
えば値“１”となっている。受信信号が途絶やインパル
スノイズ等のあと回復すると、排他的論理和回路４０３
の出力ＥＸＯは“１”になり、反転回路４０７の出力は
“０”になり、論理和回路４０９の出力は“０”とな
り、計数回路４０４のリセット状態が解除されるので、
計数回路４０４は発振回路４０６からのパルスの計数を
開始する。計数回路４０４の出力ＣＣＯは時間の経過と
ともに増加し、発振回路４０６の発振周波数とＴＨＣで
決まる所定の時間が経過した後、ＣＣＯがＴＨＣより大
きくなると、比較回路４０５の出力ＣＣＭＯは値“１”
になる。これによって、図１１のときと同様に、可変利
得部３６０の利得係数は例えば値“４”となって、タイ
ミング再生の追従速度の高速化が始まる。さらに時間が
経過し、計数回路４０４の計数出力４０４がＴＨＣ２よ
り大きくなると、比較回路４０８の出力は値“１”にな
る。これにより、論理和回路４０９の出力は１になり、
計数回路４０４は再びリセットされ、計数出力ＣＣＯは
“０”に、比較回路４０５，４０８の出力も共に“０”
になる。従って、可変利得部３６０の利得係数ＶＣは通
常の値，例えば値“１”に戻り、タイミング再生の追従
速度の高速化が終了する。この終了までの時間は、発振
回路４０６の発振周波数とＴＨＣ２とで決定されるが、
この時間を高速追従状態（可変利得部３６０の利得係数
ＶＣが通常より大きい状態）において送受間のタイミン
グ同期を回復するのに必要な時間に設定すれば、同期の
回復時に高速追従状態が終了するので、送受間の同期回
復後のタイミング再生の追従速度を通常の速度に戻すこ
とができ、同期回復後のタイミング再生でのタイミング
ゆらぎの発生を抑えることが可能となる。

【００６４】また、図１３の構成例は、入力異常検知部
３０２として図９に示した構成のものを使用するものと
して制御部３０１が構成されており、図１３の構成で
は、制御部３０１は、可変利得部３６０の利得が例えば
値“４”となっておりタイミング再生装置が高速追従動
作を行なっている期間において、複素誤差信号ＣＥＳの
自乗和を平滑化したものを監視し、ＣＥＳが減少した場
合には高速追従動作を停止するよう構成されている。す
なわち、図１３の制御部３０１は、図１２に示した構成
に加えて、さらに、入力異常検知部３０２の平滑回路４
００からの出力ＳＱＳを所定の値ＴＨＥ２と比較し、Ｓ
ＱＳがＴＨＥ２よりも小さい場合には、値“１”を，ま
たそれ以外の場合には値“０”を出力する比較回路４３
０と、比較回路４３０からの比較結果ＡＩ１と排他的論
理和回路４０３からの出力ＥＸＯとの論理積をとって、
論理積結果ＯＩ３を論理和回路４０９に加える論理積回
路４３１とが設けられている。

【００６５】制御部３０１が図１３のような構成のもの
である場合の動作について説明する。この場合、所定の
値ＴＨＥ２はタイミング同期の確立された、通常の受信
状態でのＳＱＳの値よりもやや大きく設定する。通常の
受信状態では、複素判定誤差信号ＣＥＳは小さく、平滑
回路４００の出力ＳＱＳも小さいため、比較回路４３０
は値“１”を出力するが、この状態では排他的論理和回
路４０３の出力ＥＸＯは“０”であるため、論理積回路
４３１の出力は“０”になり、比較回路４２０の出力は
その後の制御回路の動作に関係しない。

【００６６】受信信号が途絶やインパルスノイズ等の異
常から回復すると、すでに述べたように排他的論理和回
路４０３の出力ＥＸＯは値“０”から値“１”に変化す
る。この時点で送受間のタイミングずれがない場合は、
ＣＥＳは小さく、ＳＱＳも小さいため比較回路４３０は
値“１”を出力し、論理積回路４３１の２つの入力ＡＩ
１，ＡＩ２は共に値“１”となるので、論理積回路４３
１の出力は値“１”になり、論理和回路４０９の出力も
値“１”となる。これにより計数回路４０４はリセット
され、タイミング再生装置の高速追従動作は行なわれな
い。

【００６７】これに対し、受信信号が途絶やインパルス
ノイズ等の異常状態から回復した時点で、送受間のタイ
ミングずれがある場合は、ＣＥＳは大きな値をとるため
比較回路４３０は値“０”を出力し、論理積回路４３１
の出力は値“０”になる。これによって、図１２におけ
る動作と同様に、計数回路４０４のリセットが解除さ
れ、発振回路４０６の発振周波数と比較回路４０５の所
定の値ＴＨＣとで定まる所定時間経過後、タイミング再
生装置の高速追従動作が開始される。ここでタイミング
ずれが軽微であって、短時間にタイミング同期が回復し
た場合には、ＣＥＳが小さくなり、ＳＱＳも小さくなる
ため、比較回路４３０の出力は、値“１”になる。ＥＸ
Ｏは値“１”であるから、論理積回路４３１の出力は値
“１”になり、論理和回路４０９の出力ＲＣも値“１”
となり、計数回路４０４がリセットされ、高速追従動作
が終了する。

【００６８】すなわち、図１３のような構成とすること
により、タイミングずれが短時間に回復した場合には、
発振回路４０６の発振周波数と比較回路４０８の所定の
値ＴＨＣとで決まる所定の時間より前に高速追従動作を
終了することができて、不要な高速追従動作を避け、タ
イミングゆらぎ（ジッタ）の発生を効果的に抑えること
ができる。また、受信信号が異常状態から回復した時点
で、タイミングずれ以外の例えば雑音などの回線品質劣
化が存在する場合、やはりＣＥＳは大きくなり、タイミ
ングずれとの区別がつかないため高速追従動作が終了し
ない現象がおこりうるが、その場合でも発振回路４０６
の発振周波数と比較回路４０８の所定の値ＴＨＣ２とで
決まる所定の時間が経過した後は計数回路４０４がリセ
ットされるので、不要な高速追従動作を終了することが
できる。

【００６９】なお、図１３の構成において、比較回路４
０８を取り除いた構成のものにすることもできる。タイ
ミングずれが軽微である場合には、図１２の構成のもの
に比べて、短時間で高速追従動作を終了できるという利
点があり、また図１３の構成において回路をより簡単な
ものにすることができるという利点がある。但し、タイ
ミングずれ以外の雑音などの回線品質劣化が存在する状
況で、高速追従動作が終了しない問題がおこりうること
もある。

【００７０】

【発明の効果】請求項１記載のタイミング再生装置によ
れば、タイミング同期の維持に必要な値を保持するため
の積分手段へのタイミング誤差信号の伝達を受信信号の
異常検知に基づき遮断するようにしているので、移動通
信回線を用いる伝送などにおいてタイミングの急変があ
る場合でも、積分手段に保持されている値は差程影響を
受けず、これによって、タイミング同期の再回復に要す
る時間を短縮することができる。

【００７１】請求項２，８記載のタイミング再生装置に
よれば、受信信号の異常検知に基づき（異常が回復後
に）利得を変化させこれをタイミング誤差に乗算してタ
イミング同期手段に出力するようになっているので、移
動通信回線を用いる伝送などにおいてタイミングの急変
がある場合でも、それの回復後、タイミング再生を高速
追従させ、タイミング同期を迅速に再回復することがで
きる。

【００７２】請求項３記載のタイミング再生装置によれ
ば、受信信号の復調結果の本来とるべき値とのずれを示
す誤差信号の自乗和を監視して受信信号の異常を検知す
るようになっているので、回路構成を簡単なものにする
ことができる。

【００７３】また、請求項４記載のタイミング再生装置
によれば、受信信号の入力レベルを監視して、受信信号
の異常を検知するようになっているので、タイミングず
れを伴なう可能性のあるゾーン切り換えの検知を正確
に，すなわち回線への雑音混入などによる誤検知を少な
く行なうことができる。

【００７４】また、請求項５，９記載のタイミング再生
装置によれば、遮断動作，または利得変化による高速追
従動作を開始してから所定の時間で遮断動作，または高
速追従動作を終了しているので、安定なタイミング再生
動作を行なわせることができる。

【００７５】また、請求項６，１０記載のタイミング再
生装置によれば、誤差信号の減少により遮断動作，また
は高速追従動作を終了しているので、遮断動作，または
高速追従動作の働く期間を必要最低限に抑えることがで
きる。

【００７６】請求項７，１１記載のタイミング再生装置
によれば、遮断動作，または高速追従動作を開始後、受
信信号の入力レベルが所定値よりも大きくなったときに
遮断動作，または高速追従動作を終了しているので、遮
断動作，または高速追従動作の働く期間を必要最低限に
抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るタイミング再生装置の第１の実施
例のブロック図である。

【図２】タイミング誤差検出部の構成例を示す図であ
る。

【図３】入力異常検知部の構成例を示す図である。

【図４】制御部の構成例を示す図である。

【図５】図１のタイミング再生装置の変形例を示す図で
ある。

【図６】入力異常検知部の他の構成例を示す図である。

【図７】制御部の他の構成例を示す図である。

【図８】制御部のさらに他の構成例を示す図である。

【図９】本発明に係るタイミング再生装置の第２の実施
例のブロック図である。

【図１０】図９のタイミング再生装置の変形例を示す図
である。

【図１１】制御部の構成例を示す図である。

【図１２】制御部の他の構成例を示す図である。

【図１３】制御部のさらに他の構成例を示す図である。

【図１４】従来のタイミング再生装置のブロック図であ
る。

【符号の説明】

１００Ａ／Ｄ変換器１０１自動レベル調節部１０２復調部１０４復調キャリア発生部１０５低域通過フィルタ１０６等化器１０７判定器２０１積分器２０２分周器２０３発振器２１０加算器２１１乗算器２１２積分器３００遮断部３０１制御部３０２，３５２入力異常検知部３６０可変利得部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号に基づいて送受間における信号
のタイミングの誤差を検知するタイミング誤差検知手段
と、タイミング誤差検知手段からのタイミング誤差信号
に基づきタイミング同期処理を行なうタイミング同期手
段とを有しているタイミング再生装置において、前記タ
イミング同期手段には、タイミング誤差信号に関する値
を積分し、タイミング同期の維持に必要な値を保持する
ための積分手段が設けられており、タイミング再生装置
は、さらに、受信信号の異常を検知する異常検知手段
と、前記異常検知手段における受信信号の異常検知に基
づき前記タイミング誤差検知手段からのタイミング誤差
信号の前記積分手段への伝達を遮断する遮断手段とを有
していることを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項２】受信信号に基づいて送受間における信号
のタイミングの誤差を検知するタイミング誤差検知手段
と、タイミング誤差検知手段からのタイミング誤差信号
に基づきタイミング同期処理を行なうタイミング同期手
段とを有しているタイミング再生装置において、さら
に、受信信号の異常を検知する異常検知手段と、前記異
常検知手段における受信信号の異常検知に基づき利得を
変化させ前記タイミング誤差検知手段からのタイミング
誤差に前記利得を乗算して前記タイミング同期手段に与
える可変利得手段とを有していることを特徴とするタイ
ミング再生装置。
【請求項３】前記異常検知手段は、受信信号の復調結
果の本来とるべき値とのずれを示す誤差信号の自乗和を
監視して受信信号の異常を検知するようになっているこ
とを特徴とする請求項１または２記載のタイミング再生
装置。
【請求項４】前記異常検知手段は、受信信号の入力レ
ベルを監視して、受信信号の異常を検知するようになっ
ていることを特徴とする請求項１または２記載のタイミ
ング再生装置。
【請求項５】請求項１記載のタイミング再生装置にお
いて、前記遮断手段は、タイミング誤差信号の遮断開始
後、所定の時間経過すると遮断を中止し、タイミング誤
差信号の積分手段への伝達を回復させるようになってい
ることを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項６】請求項１記載のタイミング再生装置にお
いて、前記遮断手段は、タイミング誤差信号の遮断開始
後、受信信号の復調結果の本来とるべき値とのずれを示
す誤差信号の自乗和が所定値よりも小さくなったときに
遮断を中止し、タイミング誤差信号の積分手段への伝達
を回復させるようになっていることを特徴とするタイミ
ング再生装置。
【請求項７】請求項１記載のタイミング再生装置にお
いて、前記遮断手段は、タイミング誤差信号の遮断開始
後、受信信号の入力レベルが所定値よりも大きくなった
ときに遮断を中止し、タイミング誤差信号の積分手段へ
の伝達を回復させるようになっていることを特徴とする
タイミング再生装置。
【請求項８】請求項２記載のタイミング再生装置にお
いて、前記可変利得手段は、受信信号の異常が回復した
後に、前記利得を通常よりも大きな値に変化させるよう
になっていることを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項９】請求項２記載のタイミング再生装置にお
いて、上記可変利得手段の利得を変化させたのち、所定
の時間が経過すると利得を元の値に戻すようになってい
ることを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項１０】請求項２記載のタイミング再生装置に
おいて、可変利得手段は、利得を変化させた後、誤差信
号の自乗和が所定の値より小さくなってから利得を元の
値に戻すようになっていることを特徴とするタイミング
再生装置。
【請求項１１】請求項２記載のタイミング再生装置に
おいて、前記可変利得手段は、利得を変化させた後、受
信信号の入力レベルが所定値よりも大きくなったときに
利得を元の値に戻すようになっていることを特徴とする
タイミング再生装置。