JPH05191981A - ブーストおよびバックモードで連続動作する電力コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】入出力電圧または電流の異なる組合せに応じて
ブーストおよびバッ動作モードで連続的に動作するＤＣ
−ＡＣ電力インバータおよびＤＣ−ＤＣコバータを得
る。 【構成】ＤＣ−ＡＣ電力インバータは２次巻線およびセ
ンタータップ付きの１次巻線を有する変圧器を有してい
る。センタータップは直流電源の一方の極に接続され、
１次巻線の各端部はスイッチを介して電源の他方の極に
接続されている。スイッチは５０％のデューティサイク
ルモード、両スイッチが同時にオンになるモード、およ
び／または両スイッチが周期的に同時にオフになるモー
ドで制御される。両スイッチがオンの状態は変圧器を短
絡し、その結果より多くの電流がインダクタに流れ、変
換電圧は５０％のデューティサイクルモードよりも増大
する。両方がオフのモードはインダクタの電流を低減
し、変換電圧を低下させる。両方のスイッチがオンおよ
び両方のスイッチがオフの状態のオーバーラップの量が
出力電圧を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、入出力電圧または電流
の異なる組合せに応じてブーストおよびバック動作モー
ドで連続的に動作するＤＣ−ＡＣ電力インバータおよび
ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】宇宙船におけるような用途では、バッテ
リ電圧をバスまたは負荷動作電圧に変換する直流電力コ
ンバータは重量が軽く、信頼性が高く、効率が高いこと
を必要とする。多数の電力変換装置が知られており、そ
れらの多くは最良の動作システムを決定することを困難
にしている。宇宙船の動作上の問題としては、一般に太
陽電池による変動のために有効な直流電圧に広い変動が
あるとともに、電力を供給される電気的負荷に大きな変
動がある。別の問題としては、現状では数百ワットから
数千ワットの範囲にある太陽電池、バッテリなどから供
給される比較的小さなエネルギ量、および熱の発生を低
減して高い効率を必要とするために熱を除去する困難さ
の問題がある。

【０００３】

【発明の概要】電力コンバータは直流電圧を交流電圧に
変換する。電力コンバータはセンタータップ付きの１次
巻線および２次巻線を有する変圧器を有している。第１
のインダクタンス手段がセンタータップから直流電圧源
の第１の極に接続されている。第１および第２の制御可
能スイッチがセンタータップから離れたセンタータップ
付１次巻線の２つの部分の端部および直流電圧源の他方
の極に接続されている。スイッチの一方または他方が導
通している期間において、電流は第１のインダクタンス
手段および１次巻線の半分を通って流れ、２次巻線の両
端に電圧を発生する。両スイッチが非導通状態にある期
間において、インダクタンス装置を流れる電流はほぼゼ
ロであり、１次巻線に流れる電流は共振ネットワークに
よっている。両スイッチが導通状態にある期間において
は、１次巻線は短絡され、全直流電圧はインダクタンス
装置の両端に供給される。容量および第２のインダクタ
ンスが直列に接続されて、直列回路を形成し、この直列
回路は２次巻線の両端に接続され、電流路を形成する。
直列回路を通って交流電流が流れる結果、インバータの
交流出力電圧を表す電圧が容量の両端に発生する。整流
装置を容量に接続し、交流電圧を整流し、直流出力電圧
を発生することができるが、この場合の装置がＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータである。制御装置がスイッチに接続され、
該スイッチを第１、第２および第３の動作モードの１つ
で周期的に動作させる。各動作サイクルにおいて、各ス
イッチは導通期間および非導通期間を有する。第１の動
作モードにおいては、各スイッチの導通および非導通期
間は等しく、第１および第２のスイッチはそれらの導通
状態を交互に繰り返し、電流が第１のインダクタンス装
置を通って連続的に流れる。第２の動作モードにおいて
は、両スイッチの導通期間は非導通期間よりも継続期間
が長く、スイッチの各々の導通期間は１次巻線を短絡す
る両スイッチの導通期間と交互に発生し、これにより第
１のインダクタンス手段を通って流れる電流を増大す
る。この増大する電流の結果、同じ直流電圧に対して第
１の動作モードにおける電圧よりも大きな交流電圧が２
次巻線の両端に発生する。第３の動作モードにおいて
は、各スイッチの非導通期間が導通期間よりも長く、第
１および第２のスイッチの各々の導通期間は第１の巻線
を開放する両スイッチの非導通期間と交互に発生し、こ
れにより第１のインダクタンス手段に流れる電流を低減
する。この低減した電流の結果、同じ直流電圧入力に対
して低減した電圧が２次巻線の両端に発生する。本発明
の特定の実施例においては、ブリッジ回路のような整流
装置がコンデンサの両端に接続され、交流電圧を整流し
て、直流出力電圧を発生する。本発明の他の実施例にお
いては、第２のインダクタンスまたは第２の容量または
両者は漏洩または浮遊リアクタンスである。本発明の実
施例においては、第２または第３の動作モードにおける
動作周波数または繰り返し速度を制御することによって
出力電圧を変更または調整し得るようになっている。

【０００４】

【実施例の記載】全般的に、本発明による電力コンバー
タは、寄生リアクタンスを含んでもよい共振ネットワー
クを使用することによって高い効率を達成することがで
きるとともに、また２個の半導体スイッチのみを使用す
ることによって軽重量および高信頼性を達成している。
図１において、直流電圧源（図示せず）の正（＋）端子
または極１０および負（−）端子または極１２は全体的
に６で示すＤＣ−ＡＣ電力インバータに接続されてい
る。インバータ６は、全体的に１４で示す変圧器を有
し、この変圧器はまた部分１６ａおよび１６ｂおよびそ
れらの間のタップ１６ｃを有する１次巻線を有するとと
もに、またこの１次巻線に磁気コア１７を介して結合さ
れている２次巻線１８を有している。

【０００５】図１のインダクタ２０は正極１０をセンタ
ータップ１６ｃに接続している。機械的スイッチの記号
で図示されている制御可能スイッチ２２はセンタータッ
プ１６ｃから離れている１次巻線の部分１６ａの端部を
負極１２に接続している。容量２１はスイッチ２２の固
有の容量または実際のコンデンサで補われた固有容量の
組合せを示している。同様にして、制御可能スイッチ２
４はセンタータップ１６ｃから離れている１次巻線１６
ｂの端部を負極１２に接続しており、２３はスイッチ２
４の固有の容量を表しているが、これは実際のコンデン
サによって補足されてもよい。スイッチ２２および２４
は実際には容量を含んでいるスイッチの「理想的」部分
であると考えてよい。本技術分野に専門知識を有する者
に周知であるように、２２および２４のような制御可能
スイッチはバイポーラまたは電界効果トランジスタのよ
うな固体素子で構成されることが好ましい。このような
トランジスタはスイッチとして動作した場合、両端に電
圧が現れ、かなりの電流が流れると、オンまたはオフす
る場合に好ましくないことに電力を消費し、これが効率
を低減している。

【０００６】図１の２次巻線１８は全体的に２５で示す
直列回路に接続されている。この直列回路はインダクタ
ンス２６および直列に接続された容量２８を有してい
る。インダクタンス２６および容量２８は変圧器１４の
中に分布しているものでもよいが、実際のインダクタお
よびコンデンサを使用してもよい。以下に説明するよう
に、スイッチ２２および２４が動作した結果、２次巻線
１８の両端に交流電圧が発生し、この交流電圧はまた直
列回路２５に交流電流の流れを発生する。この交流電流
の流れはコンデンサ２８の両端に交流電圧を発生し、こ
の交流電圧はＤＣ−ＡＣインバータ６の所望の交流出力
電圧である。

【０００７】以上説明したように、図１のインバータ６
は極１０および１２に現れる直流電圧をコンデンサ２８
の両端の交流電圧に変換する。本技術分野に専門知識を
有するものに周知であるように、図１において全体的に
８で示すような整流装置を接続することによってインバ
ータ６の出力の交流電圧を直流電圧に変換することがで
き、これにより図１の装置はＤＣ−ＤＣコンバータとな
る。図１において、整流装置８はブリッジ回路を有し、
このブリッジ回路の接続点２９および３０は点線の接続
線４８および５０で示すようにコンデンサ２８の両端に
接続されるようになっている。また、整流装置８は一対
の出力端子３４および３６を有し、この出力端子の両端
には抵抗４６で示すような負荷を接続しうる。整流ダイ
オード３８および４４のカソードは出力端子３４に接続
され、それらのアノードはそれぞれ入力端子２９および
３０に接続されている。整流ダイオード４０および４２
のアノードは整流装置８の出力端子３６に接続され、そ
れらのカソードはそれぞれ入力端子２９および３０に接
続されている。コンデンサ２８の両端に現れる交流電圧
はダイオード対３８、４２；４０、４４を交互に順方向
バイアスし、これにより脈動電流を発生する。コンデン
サ３２が整流装置８の出力端子３４および３６の両端に
接続され、脈動電流を負荷４６に供給される平滑された
直流出力電圧に変換している。負荷４６の両端の直流電
圧はＤＣ−ＤＣコンバータの所望の出力である。

【０００８】図２は図１の装置の変更されたものを示し
ている。整流装置８は図２に示されていないが、動作原
理上変化なく使用することができるものであることを理
解されたい。図１の構成要素に対応する図２の構成要素
は同じ符号で示されている。図２において、巻線２０は
変圧器２２０の１次巻線であり、この変圧器２２０はま
た２次巻線２２２を有し、通常のドット表現によって極
が示されている。図１のインダクタ２０のインダクタン
スに対応する図２の巻線２０のインダクタンスは図２の
変圧器２２０のインダクタンスを磁化することによって
得られる。巻線２２２のドットをつけられた端部は直流
電圧源（図示せず）の極１２に接続され、巻線２２２の
他端はダイオードまたは整流器２２４として示されてい
る一方向導通素子のアノード−カソード経路を通って極
１０に接続されている。スイッチの容量は図２に示され
ていないが、この容量は存在するものであり、上述した
ように補足されてもよい。

【０００９】更に、以下に説明するように、図１および
図２の装置は２つの動作モードの１つにおいては可変周
波数で動作し、３つの動作モードの１つにおいては一定
周波数で動作する。第１の「５０％のデューティサイク
ル」動作モードにおいては、直流入力電圧は１次対２次
巻数比Ｎ２／Ｎ１を掛けられて、コンデンサ２８の両端
のピーク電圧にほぼ等しくなる。この動作モードでは、
ブースト動作もバック動作も必要ではなく、スイッチ２
２および２４の導通期間、すなわちオン期間は等しく、
両スイッチが同じ導通状態にある中間期間もなく交互に
発生する。第１の動作モードにおける図１または図２の
スイッチ２２および２４の動作が図３ａ、ｂ、ｃおよび
ｄに示されている。全動作周期は時刻Ｔ０から次の時刻
Ｔ０までの期間（Ｔ０−Ｔ０）によって表される。一方
のスイッチのオン時間に対応する半周期の動作はＴ０−
Ｔ１１またはＴ１１−Ｔ０である。本技術分野に専門知
識を有する者は全動作周期の一方のみが示されている
が、動作は周期的サイクルで連続することがわかるであ
ろう。

【００１０】図３ａないし図３ｊの波形は、交互に動作
するスイッチのオン期間が等しい第１の動作モード（５
０％のデューティサイクル、ブーストもバックもなし）
における図２の装置の動作を示している。この結果、一
方のスイッチがオフになるときには（非導通状態にな
る）、他方のスイッチはオンになり（導通状態にな
り）、変圧器２２０におけるアンペア回数は本質的に一
定である。

【００１１】図３において、時刻Ｔ０で、スイッチ２２
は非導通状態になり（オフになり）、スイッチ２４は導
通状態になり（オンになり）、スイッチ２２の両端の電
圧（Ｖ２２）は図３ａの波形３２２によって時刻Ｔ０で
示すように上昇する。図３ｂの波形３５２は図２のスイ
ッチ２２を流れる電流（Ｉ２２）を示している。図３ｂ
に示すように、スイッチ２２を流れる電流は時刻Ｔ０に
おいてゼロになる。図３ｃの波形３２４は図２のスイッ
チ２４の両端の電圧（Ｖ２４）を示し、図３ｄの波形３
５４はスイッチ２４を通る電流（Ｉ２４）を示してい
る。時刻Ｔ０において、スイッチ２４のオン状態は図３
ｃの波形３２４で示すように電圧Ｖ２４をゼロにする。
スイッチ２４には図３ｄの波形３５４で示すように時刻
Ｔ０において有限の電流が流れる。時刻Ｔ０においてス
イッチ２４に流れる電流は図３ｄの波形３５４と図３ｅ
の波形３５６との比較によって示すようにインダクタ２
０に流れる電流に等しい。図示の極性は選択した基準極
性から生ずるものであり、任意である。時刻Ｔ０におけ
る波形３２２の電圧の実質的に瞬時の立ち上がりはスイ
ッチの容量が小さいと仮定している。図３ｋの対応する
波形３２２ａはスイッチの容量が大きい場合、または図
１のコンデンサ２１のように外部コンデンサによって補
足された場合の電圧を示している。時刻Ｔ０における図
２のスイッチ２２の開放およびスイッチ２４の閉成は変
圧器１４の２次巻線１８の両端に発生する電圧を逆にす
る。これはインダクタ２６における電流の流れる方向を
逆にする傾向がある。インダクタ２６を通る電流は１次
巻線１８を通る電流に類似していて、図３ｈの３６２の
ように示される。時刻Ｔ０においてインダクタ２６に流
れる電流は２次巻線１８の両端の電圧の逆転によって瞬
時には逆にされない。代わりに、電流は図３ｈの波形３
６２によって示すように期間Ｔ０−Ｔ１においてゼロに
向かって減少する。この減少する電流によって期間Ｔ０
−Ｔ１において図３ｄの波形３５４によって示すように
導通状態のスイッチ２４の電流は減少する。

【００１２】図２のインダクタ２６の電流が減少しつつ
ある期間Ｔ０−Ｔ１の間、変圧器１４の１次巻線１６に
反映される電流は接続点１２からスイッチ２４を通って
部分１６ｂに流れ、センタータップ１６ｃから出る。ス
イッチ２２がオフの場合、１次巻線１６に反映されるイ
ンダクタ２６の電流は巻線２０を通って直流源接続点１
０に流れなければならない。巻線２０および２２２の実
際のアンペア回数は期間Ｔ０−Ｔ３において瞬時には変
化できないので、ダイオード２２４は順方向にバイアス
されて電流を流し、インダクタ２６に蓄積されたエネル
ギの一部を直流源に戻すことが可能となる。巻線２２２
およびダイオード２２４の直列回路に流れる電流が図３
ｆの波形３５８で示されている。

【００１３】期間Ｔ１−Ｔ３の間、ダイオード２２４が
順方向にバイアスされている状態において、図２の変圧
器２２０はその端子の両端に実質的に直流供給電圧（ダ
イオード電圧降下を引いたもの）を有し、この電圧は巻
線２０および２２２の巻数比の関数として１次巻線２０
に変換される。インダクタ２０の両端の電圧は期間Ｔ０
−Ｔ３において供給電圧に加えられ、タップ１６ｃにお
ける電圧（ｖ１６）は図３ｇの波形３６０で示すように
供給電圧を超える。この結果の接続点１６における高電
圧が図３ｇの波形３６０で示されている。また、期間Ｔ
１−Ｔ３において、図２のインダクタ２６を通る電流は
逆になり、図３ｈの波形３６２によって示すように短期
間の定常値に向かって落ち着く。

【００１４】時刻Ｔ２において、図２のインダクタに予
め蓄積されたエネルギが部分的に変圧器２２０、ダイオ
ード２２４および接続点１０を通って供給源に戻される
とともに、部分的に負荷４６に戻されながらゼロに達す
る。時刻Ｔ３において、インダクタ２６はインダクタ２
０、変圧器１４の巻線１６ｃ−１６ｂおよびスイッチ２
４を介して供給源１０から供給されるエネルギを再び蓄
積する。このとき、ダイオード２２４は非導通状態にな
る。ダイオード２２４が非導通状態になると、巻線２２
２は供給源から結合を絶たれ、それ以上の電圧はインダ
クタ２０に供給されない。この結果、タップ１６ｃにお
ける電圧は図３ｇの波形３６０で示すように時刻Ｔ３に
おいて供給電圧まで低下する。開放スイッチ２２の両端
の電圧は図３ａの波形３２２の時刻Ｔ３で示すように減
少する。

【００１５】時刻Ｔ３とＴ１１との間の期間において
は、スイッチ２４はオンであり、スイチ２２はオフであ
る。スイッチ２４は図３ｄの波形３５４で示すようにこ
の期間の間ほぼ一定の電流を流している。スイッチ２４
を通る電流は図３ｅの波形３５６で示されているインダ
クタ２０を通る電流に等しい。期間Ｔ３−Ｔ１１におけ
るインダクタ２０を通るほぼ一定の電流はインダクタの
両端の電圧降下がほぼゼロである結果であり、従ってセ
ンタータップ１６ｃにおける電圧は図３ｇの波形３６０
で示すように接続点１０における電圧にほぼ等しい。タ
ップ１６ｃにおけるほぼ一定の電圧およびスイッチ２４
のオン状態から発生する期間Ｔ３−Ｔ１１における巻線
１６ｂの両端のほぼ一定電圧によって図３ｈおよび３ｊ
のそれぞれの波形３６２および３６６で示すように巻線
１６ｂおよび負荷４６にそれぞれ電流が流れ、２次巻線
１８の両端に一定の変換された電圧が発生する。２次電
圧は期間Ｔ３−Ｔ１１において一定であるので、図３ｉ
の波形３６４によって示すようにコンデンサ２８には電
流は流れようとしない。

【００１６】時刻Ｔ１１において、図２のスイッチ２４
はオフになり、スイッチ２２はオンになる。スイッチ２
２の両端の電圧は図３ａの波形３２２で示すように時刻
Ｔ１１においてほぼゼロに低下する。１次巻線１６ａの
両端に電圧が加わることによって再び図２の２次巻線１
８の両端の電圧を逆にし、この逆にされた電圧によって
インダクタンス２６の電流はゼロに向かって低減し、電
流の流れを反対方向にする。インダクタンス２６に蓄積
された電流は容量２８と共振し、共振電流が流れ、この
共振電流は１次巻線１６ａに変換される。スイッチ２２
は期間Ｔ１１−Ｔ１５において半サイクルの共振電流を
流し、時刻Ｔ１５において短期間安定状態に達成する。
また、期間Ｔ１１−Ｔ１５において、エネルギがインダ
クタ２０、巻線２２２、ダイオード２２４および接続点
１０を通って供給源に戻される。この結果、インダクタ
２０の両端の電圧が接続点１０の電圧に加えられ、開放
スイッチ２４の両端には期間Ｔ１１−Ｔ１５の間図３ｃ
の波形３２４で示すように供給電圧より大きくなる。期
間Ｔ１５−Ｔ１１においては、２次巻線１８およびイン
ダクタンス２６に流れる電流は期間Ｔ３−Ｔ１１におい
て流れる電流と反対方向である。時刻Ｔ０において、ス
イッチ２２がオフ、スイッチ２４がオンになり、回路の
状態は前の時刻Ｔ０と同じとなり、別の動作サイクルが
開始しようとする。図３に関連して説明したように、図
２の装置はスイッチが５０％のデューティサイクルで導
通する第１のモードで動作し、両スイッチが同時に導通
または非導通状態になる中間期間がなく交互に動作す
る。

【００１７】上述したように、大容量性スイッチを使用
することによってまたは両端に別のコンデンサを追加す
ることによってスイッチ２２および２４の両端に補助容
量がある場合、図３ｋの波形３２２ａと図３ａの波形３
２２とを比較することによって確かめられるように図１
または図２のスイッチの両端の電圧の立ち上がり時間は
増大する。また、これはスイッチが導通開始する時刻近
くにおけるスイッチ電流に影響を与える。これは期間Ｔ
１１−Ｔ１３における図３ｍの波形３５２ａを図３ｂの
波形３５２の対応する部分と比較することによってわか
る。図１のコンデンサ２１に対応し、図２のスイッチ２
２に平行な補助コンデンサに流れる電流が図３ｎの波形
３６８に示されている。

【００１８】図２の装置のブーストモードの動作が図４
ａ−４ｋに示されている。ブーストモードの動作では、
コンデンサ２８の両端、従って２次巻線１８の両端の所
望の出力電圧は端子１０および１２の間に外部供給源か
ら供給された有効な直流入力電圧より大きくなり、２次
巻線１８の巻数を１次巻線１６ａまたは１６ｂの巻数で
割って得られる比率を掛けたものになる。図４の回路パ
ラメータが動作周波数およびサイクル期間と関連して選
択され、オーバーラップ期間（Ｔ６−Ｔ１２；Ｔ１６−
Ｔ０）がインダクタンス２６および容量２８からなるＬ
Ｃネットワークのリンギング振動信号の３個分の半サイ
クルを示す場合に、図４の波形が得られる。また、図４
ｉ、４ｊおよび４ｋは、図１におけるように３２のよう
な平滑コンデンサを有する８のような整流装置が使用さ
れた場合に発生するものである。

【００１９】図４ａは図２のスイッチ２２の両端の電圧
を波形４２２で表し、時刻Ｔ６から次の時刻Ｔ０までの
ゼロ電圧状態はスイッチがブーストモードで導通するよ
うに指令されている期間を表し、時刻Ｔ０−Ｔ６はスイ
ッチ２２が非導通状態、すなわちオフ状態に制御される
期間である。図４ｂの波形４５２はスイッチ２２が回路
の残りの部分と相互作用した結果のスイッチ２２に流れ
る電流を示している。スイッチ２２のオフ期間Ｔ０−Ｔ
６においては、スイッチ２２に流れる電流はゼロであ
る。図４ｃの波形４２４はブーストモードにおける動作
の図２のスイッチ２４の両端の電圧を示している。図示
のように、導通期間は時刻Ｔ０から時刻Ｔ１２までであ
り、非導通期間は時刻Ｔ１２から次の時刻Ｔ０までであ
る。スイッチ２４を流れる電流が図４ｄの波形４５４で
示されている。期間Ｔ６−Ｔ１２の間、両スイッチ２２
および２４はその期間の間の波形４２２および４２４の
ゼロ電圧部分で示すように導通している。

【００２０】図４に示すように期間Ｔ６−Ｔ１２におい
て図２の両スイッチ２２および２４が導通することによ
り、１次巻線１６は短絡され、該巻線のインピーダンス
はほぼゼロまで低下する。図４ｇの波形４６０はタップ
１６ｃにおける電圧を示している。短絡の結果、センタ
ータップ１６ｃは短絡した巻線１６ａおよび１６ｂおよ
びオン状態のスイッチ２２および２４を介して極１２に
効果的に接続される。巻線２０は期間Ｔ６−Ｔ１２の間
効果的に全直流入力電圧（すなわち、極１０および１２
の間の外部供給源から供給される電圧）を印加される。
これはまた図４ｅの波形４５６で示すように期間Ｔ６−
Ｔ１２における巻線２０を通る電流の大きさを増大す
る。巻線２０を流れる電流は増大し続け、そのインダク
タンスには時刻Ｔ１２まで追加エネルギが蓄積され続け
る。

【００２１】時刻Ｔ１２において、スイッチ２４は非導
通状態に制御され、これにより１次巻線１６はもはや短
絡されなくなる。スイッチ２４が時刻Ｔ１２においてオ
フになると、巻線２０に関連するインダクタンスに蓄積
されたエネルギが「誘導性バック（誘導性の急激な変
化）」で巻線電圧を逆方向に増大するように作用し、本
技術分野で周知であるように電流の流れを維持しようと
するが、電流はインダクタ２６のインダクタンスによっ
て１次巻線１６ａ内では瞬時には増大することはできな
い。また、本技術分野で周知であるように、巻線２０に
関連するエネルギはダイオード２２４を順方向にバイア
スする電圧を変圧器２２０の巻線２２２の両端に発生
し、巻線２０のエネルギのいくらかは極１０および１２
に接続された直流電圧源に戻される。しかしながら、過
分エネルギのほとんどは次の期間Ｔ１２−Ｔ０の間１次
巻線１６ａの両端の電圧として現れ、この電圧は供給電
圧よりも大きい。この結果、１次巻線１６ａに供給され
る直流電圧は両スイッチ２２および２４が導通している
期間Ｔ６−Ｔ１２の間に巻線２０に蓄積されたエネルギ
によって時刻Ｔ１２の後に「上昇」（ブースト）する。
期間Ｔ１２−Ｔ１６における巻線１６ａの両端の上昇し
た電圧の結果、比較的大きな変換電圧が２次巻線１８に
誘起される。

【００２２】図１または図２の２次巻線１８に流れる電
流が図４ｈの波形４６２で示されている。図４ｉの波形
４６４は図２のコンデンサ２８を流れる電流を示してい
る。上述したように、コンデンサ２４は実際に変圧器の
巻線間容量であり、インダクタ２６は漏洩インダクタン
スであるであろうが、その結果図４ｉの波形４６４で示
す電流は変圧器１４内に分散されて発生し、測定のため
にアクセスすることができないかもしれない。従って、
コンデンサ２８に流れる図４ｈの波形４６２で示す変圧
器電流のその部分、すなわち図４ｉの電流４６４は負荷
４６に供給するのに利用できない。代わりに、期間Ｔ０
−Ｔ６およびＴ１２−Ｔ１６における波形４６２で示す
比較的平坦な電流部分のみが負荷に直接供給される。ま
た、図４ｉの波形４６４で示す共振は平滑コンデンサ３
２が使用されない場合には減衰することに注意された
い。平滑コンデンサ３２が存在する場合には、負荷電流
は図４ｊの波形４６６で示すように一定である。この結
果、コンデンサ３２は期間Ｔ６−Ｔ１２およびＴ１６−
Ｔ０の間負荷電流を供給し、図４ｋの波形４６８で示す
ように期間Ｔ０−Ｔ４およびＴ１２−Ｔ１４の間充電さ
れる。

【００２３】このようにブーストモードはスイッチ２２
および２４が同時に導通した場合に発生する。図１およ
び図２のインダクタ２６およびコンデンサ２８の共振動
作によって、電圧および電流波形の立ち上がりおよび立
ち下がり時間は増大、すなわち遅くなり、この結果電力
損失は少なくなるので、このような共振のない従来の装
置に比較して高い効率となる。

【００２４】図１および図２の回路は、スイッチが同時
に導通する状態がわずかでも指令されると、対称モード
からブーストモードに入る。ブーストの値は同時導通状
態の相対的期間に依存しており、変換された出力電圧が
低下しようとしたり、または直流入力電圧が低減しよう
とすると、（以下に説明する）コントローラによって比
例した応答が行われる。

【００２５】しかしながら、変換された出力電圧があま
りにも高かったり、または直流入力電圧が過大である場
合には、バック動作モードが望ましい。一般的に、バッ
ク動作モードにおいては、図１または図２のインダクタ
２６に流れ、変圧器１４の１次巻線１６に反映される電
流は両理想スイッチ２２および２４が同時にオフである
場合にオープン回路に遭遇する。実際のスイッチは上述
したように固有の電極間容量を有している。電極間容量
は理想的スイッチがオフのとき共振動作で１次巻線１６
に電流が流れることを可能とし、図１および図２の装置
に第３モード、すなわちバックモードを可能にする。し
かしながら、電極間容量だけでは広い範囲の動作を可能
とするのに不十分である。すなわち大きなバック電圧お
よび／または広い制御周波数が可能ではない。図１の２
１および２３のような追加の補助コンデンサは動作範囲
を増大するが、スイッチの動作（オンまたはオフ）の間
の損失を増大する傾向があり、これは好ましくないもの
である。図１または図２の装置のバック動作モードの波
形は図９に関連して以下に説明するものに同様である。

【００２６】図５は、本発明の他の実施例を示してい
る。図１または図２の構成要素に対応する図５の構成要
素は同じ符号で示されている。図５において、変圧器１
４は図１および図２において２６として示されている磁
化インダクタンスを減らすために周知の方法で巻回され
ている。したがって、図５の装置は２次巻線１８に直列
な小さなインダクタンスを有している。等価インダクタ
ンスが巻線５２６ａ、５２６ｂおよび５２６ｃを有する
結合されたインダクタセット５２６の形状で１次巻線１
６ａおよび１６ｂに接続されている。これらの巻線は変
圧器におけるように接続されているが、各巻線はインダ
クタンスとして作用し、コアは飽和を防止するようにギ
ャップが形成されている。接続点５９８はある目的のた
めにセンタータップ１６ｃに等価である。電流がインダ
クタ２０から接続点５９８に流れる場合、電流は巻線５
２６ａおよび５２６ｂを通って等しく分割されて流れ、
ドットで示す巻線の極性によって磁界は相殺し、インダ
クタンスは事実上ゼロになる。しかしながら、電流が巻
線５２６ａまたは５２６ｂのみに流れたり、電流の大き
さに差があったり、または循環電流が５２６ａおよび５
２６ｂの両方に流れる場合には、インダクタンスは差の
分だけ相殺されない。巻線５２６ｃはブリッジ整流器５
２４を介してエネルギを供給源に戻すために設けられて
いる。巻線５２６ｃの巻方向は問題ではない。これはブ
リッジ整流器が電圧の極性に関わらず巻線５２６ｃを供
給源に接続しているからである。スイッチ２２または２
４が開くと、結合インダクタセット５２６に蓄積された
エネルギによって電流が巻線５２６ｃ、ブリッジ整流器
５２４および巻線２２２を介して供給源に流れる。この
場合、巻線５２６ｃの両端に印加される電圧は供給源電
圧から整流器の両端の電圧および巻線２２２の両端の電
圧を引いたものである。巻線５２６ｃの両端の最大電圧
に対するこの制限は結合巻線５２６ａおよび５２６ｂの
両端の電圧を制限し、これによりオフにおけるスイッチ
２２または２４の両端に現れる電圧を制限している。

【００２７】図１および図２の構成要素に対応する図６
の構成要素は同じ符号で示されている。図６において、
共通のコア上に巻回された巻線６２６ａ、６２６ｂおよ
び６２６ｃからなるインダクタ６２６は図５に示したイ
ンダクタ５２６と同等な効果を有している。図６におい
て、インダクタ６２６ａおよび６２６ｂはそれぞれ１次
巻線１６ａとスイッチ２２に隣接する接続点６９４ａの
間および１次巻線１６ｂとスイッチ２４に隣接する接続
点６９４ｂの間に接続されている。インダクタ６９２ａ
およびダイオード６９４ａのアノード−カソード導通路
の直列組合せ回路からなるスナッバー６９６ａは接続点
１２と接続点６９０ａとの間に接続されている。インダ
クタ６９２ｂとダイオード６９４ｂのアノード−カソー
ド導通路の同様な直列組合せ回路からなる同様なスナッ
バー６９６ｂが接続点１２と他の接続点６９０ｂとの間
に接続されている。コンデンサ６２１は接続点６９０ａ
を接続点６９４ａに接続し、コンデンサ６２３は接続点
６９０ｂを接続点６９４ｂに接続している。ダイオード
６９８ａおよび６９８ｂのアノード−カソード経路は接
続点６９０ａおよび６９０ｂをそれぞれ接続点１０に接
続している。

【００２８】上述したように、変圧器１４はインダクタ
ンス２６および／または容量２８が無視し得るように比
較的小さいように巻回されてもよいし、または重要なも
のであってもよい。そして、これらの構成要素は必要に
より存在してもよいし、または存在しなくてもよい。ま
た、整流装置（図６には図示せず）が図６の装置の端子
６９０および６９２に接続され、交流電圧を整流し、負
荷に供給される直流電圧を発生してもよい。

【００２９】動作においては、図６の装置は第１のモー
ド（５０％のデューティサイクル）、第２の（ブース
ト）モードおよび第３の（バック）モードのいずれか１
つのまたは全ての機能を有することができる。図７の波
形は５０％のディーティサイクルモードを示し、図８の
波形はブーストモードの動作を示し、図９の波形はバッ
クモードを示している。一般に、ブーストモードにおい
ては、接続点１６ｃにおける電圧は周期部分において５
０％のデューティサイクルモードの電圧よりも上昇させ
られ、これにより２次巻線に供給される電圧を増大し、
バックモードにおいては、接続点１６ｃにおける電圧は
５０％のデューティサイクルモードにおいて発生する電
圧よりも低減し、これにより２次巻線に供給される電圧
を低減している。ブースト動作はスイッチ２２および２
４が同時に導通する期間によって達成され、インダクタ
２０に流れる電流を実質的に増大し、バッキング動作は
スイッチが同時に非導通状態になる期間によって達成さ
れ、インダクタ２０の電流を低減する。

【００３０】図７は時刻Ｔ０から次の時刻Ｔ０までの周
期的動作における５０％のデューティサイクル動作を示
している。時刻Ｔ０の直前においては、スイッチ２２は
導通状態、すなわちオンであり、スイッチ２４は非導通
状態、すなわちオフであって、電流は接続点１０からイ
ンダクタ２０、１次巻線１６ａ、インダクタ６２６ａお
よびスイッチ２２を介して接続点１２（アースまたはゼ
ロ電圧基準点）に流れる。図６のスイッチ２４は時刻Ｔ
０においてオンになり、時刻Ｔ２０までこのオン状態を
維持し、その電圧は期間Ｔ０−Ｔ２０において図７ｃの
波形７２４で示すようにこの期間の間低減している。ス
イッチ２２は時刻Ｔ０でオフになり、この期間において
図７ａの波形７２２の有限電圧で示すように時刻Ｔ２０
までオフ状態を維持している。時刻Ｔ２０において、ス
イッチ２４は期間Ｔ２０−Ｔ０において波形７２４の電
圧の増大で示すようにオフになり、スイッチ２２は期間
Ｔ２０−Ｔ０の間の図７ａの波形７２２の低電圧で示す
ようにオンになる。各スイッチのオン期間においては、
スイッチ２２および２４は図７ｂおよび７ｄのそれぞれ
の波形７５２および７５４によって示すようにほぼ一定
の電流を流す。

【００３１】インダクタ２０を流れる電流は図７ｅの波
形７５６によって示すように全サイクルの間ほぼ一定で
ある。直流電圧は電流に変化がない場合インダクタの両
端に印加されないので、接続点１６ｃの電圧は接続点１
０の電圧近くに維持される。図７ｇの波形７６０は接続
点１６ｃの電圧を示すとともに、浮遊容量の影響を示
し、回路はスイッチング時刻Ｔ０およびＴ２０近くで共
振する。時刻Ｔ０において、スイッチ２２がオフにな
り、スイッチ２４がオンになると、電流はインダクタ６
２６ａに流れることを直ちに停止することはできず、そ
の電流は共振半サイクルにおいてコンデンサ６２１およ
びダイオード６９８ａを通って接続点１０に流れる。コ
ンデンサ６２１に流れる電流は接続点６９４ａに隣接す
るコンデンサ６２１のプレートを正の高電圧に充電す
る。ダイオード６９８ａが逆バイアス状態になるので、
第２の半サイクルの共振状態は発生することができず、
接続点６９０ａに隣接するコンデンサ６２１のプレート
は接続点１０の電圧のまま残される。図７ｍの波形７７
４はコンデンサ６２１の両端の電圧を示している。時刻
Ｔ２０までの次の期間においては、インダクタ２０、１
次巻線１６ｂ、インダクタ６２６ｂおよびスイッチ２４
を通る電流によって２次巻線１８の両端に図７ｊの波形
７７０として示されている電圧を発生し、これにより２
次電流が図７ｈの波形７６２によって示すように流れ
る。

【００３２】時刻Ｔ０の間の時刻Ｔ２０において、図６
のスイッチ２２は導通状態になり、スイッチ２４は非導
通状態になる。スイッチ２２がオンになると、コンデン
サ６２１の両端の電圧（図７ｍの波形７７４）によって
半サイクルの共振電流がコンデンサ６２１、スイッチ２
２、スナッバー６９６ａのインダクタ６９２ａおよびダ
イオード６９４ａを通って流れる。この共振電流は図７
ｋの波形７７２として示されている。電荷はプレート６
９４ａから接続点６９０ａに隣接したプレートに移り、
その結果コンデンサ６２１の両端の電圧は図７ｍに示す
ように期間Ｔ２０−Ｔ２８において逆になる。そして、
スイッチ２２の電流は時刻Ｔ２０の後に上昇するが、こ
の電流はインダクタ６２６ａから流れるのでなく、むし
ろコンデンサ６２１から流れ、インダクタ６９２ａと共
振する。インダクタ６２６ａの電流は更にゆっくりと形
成される。また、時刻Ｔ２０にすぐ続く期間において
は、インダクタ６２６ｂにその時流れている電流が流
れ、コンデンサ６２３を充電し、ダイオード６９８ｂを
通って接続点１０に戻る。次の半サイクルの共振がダイ
オード６９８ｂで阻止されるとき、コンデンサ６２３は
充電された状態で残っている。インダクタンス２６およ
び２次電圧の逆転に関連しているコンデンサ２８（存在
する場合には）の電流パルスが図７ｉの波形７６４で示
されている。コンデンサ２８の両端に現れる所望の交流
出力電圧は図７ｊの７７０のように示される。上述した
ように、交流電圧は直流電圧に変換するために整流装置
に供給される。５０％のデューティサイクルモードにお
いては図７ｆの波形７５８に示すように、変圧器２２０
の巻線２２２には電流はほとんど流れない。

【００３３】図８の波形によって動作が示されている図
６の装置のブーストモードにおいては、各スイッチ２２
および２４は時刻Ｔ０または中間時刻Ｔ５０より前にオ
ンになり、遅れてオフになって、両スイッチ２２および
２４が導通するオーバラップ期間を形成している。スイ
ッチ２２および２４のオーバラップ期間が図８ａの波形
８２２および図８ｃの８２４で示され、このオーバーラ
ップ導通期間は図８ｂおよび図８ｃに関連して太い矢印
で示されているＴ４４−Ｔ５６およびＴ６４−Ｔ３６で
ある。これらの期間の間、１次巻線１６ａおよび１６ｂ
および結合インダクタ６２６ａおよび６２６ｂは等しく
反対の電流が流れ、低インピーダンス状態になる。この
結果、インダクタ２０は事実上接続点１０および２０の
両端に接続され、全供給電圧を印加される。この結果、
インダクタ２０を通る電流は図８ｅの波形８５６で示す
ようにオーバーラップ期間Ｔ６４−Ｔ３４およびＴ４４
−Ｔ５６において上昇する。

【００３４】時刻Ｔ３６の直前において、図６のスイッ
チ２２および２４は閉成状態、すなわちオンになり、接
続点１６ｃにおける電圧がゼロ近くになるので、増大す
る電流がインダクタ２０を通って流れる。両コンデンサ
６２１および６２３は充電されるので、接続点６９０ａ
および６９０ｂはそれぞれ接続点６９４ａおよび６９４
ｂに対して正になる。時刻Ｔ３６においてインダクタ２
０に流れる電流は１次巻線１６ａおよび１６ｂの間に等
しく分割される。循環電流がコンデンサ２８および２次
巻線１８を通って流れ、これによって１次巻線１６ａお
よび１６ｂおよびインダクタ６２６ａおよび６２６ｂお
よびスイッチ２２および２４を含むループに電流が流
れ、この電流は図８ｉの波形８６４で示すとともに図８
ｂのスイッチ電流波形８５２および図８ｄのスイッチ電
流波形８５４において共振電流部分として示されてい
る。

【００３５】時刻Ｔ３６において、図６のスイッチ２２
はオフになり、電流はインダクタ６２６ａ、コンデンサ
６２１およびダイオード６９８ａを通って接続点１０に
流れ続ける。コンデンサ６２１は前に全供給電圧まで充
電されているので、スイッチ２２の両端の電圧はコンデ
ンサ６２１によって押さえ続けられ、直ちには上昇しな
い。その代わり、インダクタ６２６ａがエネルギをコン
デンサに転送するに従って、スイッチ２２の両端の電圧
は期間Ｔ３６−Ｔ３８において図８ａの波形８２２によ
って示すように時刻Ｔ３６に続く時刻においてゆっくり
と増大する。インダクタ２０を流れる電流が有限インピ
ーダンスに遭遇するときに、接続点１６ｃにおける電圧
は図８ｇの波形８６０によって示すように時刻Ｔ３６に
続いてゼロからピーク値まで上昇する。

【００３６】期間Ｔ３６−Ｔ４４において、図６のスイ
ッチ２２はオフに留まり、スイッチ２４はオンに留ま
り、電流がインダクタ２０、１次巻線１６ｂ、インダク
タ６２６ｂおよびスイッチ２４を通って接続点１２に流
れる。この電流の流れによって負荷に供給される比例電
流が巻線１８に流れ、この電流は図８ｈの波形８６２と
して示されている。

【００３７】期間Ｔ３６−Ｔ３８において、図６のスイ
ッチ２２の両端の電圧が上昇するレベルは供給電圧のみ
ならず、種々の電流および構成要素の値に依存してい
る。接続点１６ｃの電圧はスイッチ２２の両端の電圧に
応じている。これは変圧器１４の巻線１６ａおよび１６
ｂの動作がスイッチ２４のオン状態および接続点１６ｃ
への電流の供給によっていくらか単巻変圧器として構成
されているからである。ある条件の下において、スイッ
チ２２の両端の電圧による接続点１６ｃにおける電圧上
昇はブリッジ整流器６２４を順方向にバイアスするのに
充分なほど巻線２２２および６２６ｃの両端の電圧を上
昇するのに充分であり、これによりエネルギを供給源に
戻している。巻線２２２におけるこの条件の下の電流の
流れが図８ｆの波形８５８で示されている。また、巻線
２２２における電流の流れは変圧器２２０のアンペア回
数を一定に維持するようにインダクタ２０を流れる電流
を低減する。この結果、図８ｅの電流波形８５６におい
て８５７として示される切込みが発生する。また、時刻
Ｔ３８の近くにおいて、巻線６２６ｃに流れる電流は同
様に巻線６２６ｂの電流を低減し、これによりコンデン
サ６２１の充電速度を低減し、この結果スイッチ２２の
両端のピーク電圧を制限している。このピーク電圧の制
限によって図８ａの波形８２２のピーク値８２３が丸く
なって示されている。

【００３８】期間Ｔ３８−Ｔ４４において、図６の接続
点１６ｃの電圧は接続点１０における電圧よりも高くな
るが、これはインダクタ２０が前の期間Ｔ６４−Ｔ３６
の間に得たエネルギを開放するからであり、このエネル
ギの開放が図８ｅの波形８５６において示されているイ
ンダクタ電流の低減として示されるとともに、またそう
でない場合における電圧を超えて接続点１６ｃの電圧の
増大として示されている。接続点１６ｃにおける電圧は
図８ｇの波形８６０として示されている。時刻Ｔ４４に
おいて、スイッチ２２はオンになる。スイッチ２４は既
に時刻Ｔ４４においてオンであり、後の時刻Ｔ５６まで
オン状態に留まっている。この結果、同時にスイッチが
導通する期間が発生し、１次巻線１６ａおよび１６ｂは
再び短絡され、そのインピーダンスは低下する。これに
よって再びインダクタ２０の両端に全供給電圧が印加さ
れ、図８ｅの波形８５６で示すように電流が増大し、増
大する全エネルギが次の動作サイクルに備えてインダク
タに蓄積される。

【００３９】時刻Ｔ４４において、図６のスイッチ２２
が閉じているとき、コンデンサ６２１の両端の電圧はダ
イオード６９４ａを順方向にバイアスし、ダイオード６
９８ａは逆方向にバイアスされている。スナッバー６９
６ａのコンデンサ６２１およびインダクタ６９２ａを有
する共振回路が形成される。この共振回路は半サイクル
の共振動作を行う。図８ｋの波形８７６はスナッバー６
９６ａを通る電流を示している。この半サイクルの共振
動作は期間Ｔ４４−Ｔ５０において図８ｍの波形８７４
によって示すようにコンデンサ６２１の両端の電圧を逆
にする。この半サイクルの共振動作の初めにおけるコン
デンサ６２１の両端の電圧は接続点１０および２０の間
にそのとき存在している供給電圧よりも大きくなってい
る。上述した電圧の逆転が進むに従って、図６の接続点
６９０ａにおける電圧は接続点１０の電圧より上昇し、
ダイオード６９８ａは導通し、コンデンサの電圧を供給
電圧にクランプする。図８ｂの波形８５２上の「ブリッ
プ」８５３は図８ｈの半サイクルのスナッバー電流８７
２の結果である。

【００４０】期間Ｔ４４−Ｔ５６において、図６のコン
デンサ２８（存在する場合には）は２次巻線１８を通っ
て放電し、図８ｊの波形８７０で示すように反対極性に
再充電される。コンデンサ２８を流れる共振サイクルの
電流の一部が図８ｉの波形８６４として示され、その結
果の電圧変化が図８ｊの波形８７０によって示されてい
る。コンデンサ２８に流れる共振電流は変圧器の１次巻
線１６ａおよび１６ｂに供給され、この結果スイッチ２
２を流れる共振電流部分となり、時刻Ｔ５６直前におけ
る図８ｂの波形８５２において示されている。共振は直
列ＬＣネットワークを形成しているコンデンサ２８およ
びインダクタ２６、６２６ａおよび６２６ｂによるもの
である。

【００４１】図７の時刻Ｔ５６において、図６のスイッ
チ２４はオフになるが、スイッチ２２はオン状態に留ま
っている。Ｔ５６からＴ６４までの半サイクルは期間Ｔ
３６−Ｔ４４に対して説明したものに対応し、それ以上
の説明は必要ない。ブーストモード動作の結果は、５０
％のデューティサイクルの動作モードにおいて発生する
電圧よりも大きな交流電圧を出力端子６９０および６９
２に発生することである。

【００４２】図８ａ−８ｍはインダクタ２６およびイン
ダクタ６２６のような他の構成要素を有する図６のコン
デンサ２８の発振の半周期に一致するオーバーラップ期
間に関連しているものであることに注意されたい。発振
の半周期は図８ｉの波形８６４として示されている。オ
ーバーラップ期間の連続範囲はゼロから全サイクル期間
の約１５％以上におよぶ範囲が可能である。オーバーラ
ップの値は波形に影響を与える。例えば、図８ｊの波形
８７０は図示のような１／２サイクルよりもむしろ期間
Ｔ４４−Ｔ５６において１．５サイクルの発振を示して
いる。これはコンバータの全体の動作に影響を与えな
い。

【００４３】図９ａ−９ｍに関連して動作が説明されて
いる図６の装置のバック動作モードにおいては、スイッ
チ２２および２４の導通期間は両スイッチが導通してい
ない図９ｂにおいて太い矢印で示されているオフ期間、
すなわちデッド期間によって分離されている。これは５
０％のディーティサイクルモードにおいて変換される電
圧以下に２次変換電圧を低減するようにインダクタ２０
に流れる電流を低減する。

【００４４】バックモードにおいて、時刻Ｔ０より前に
おいては、図６のスイッチ２２は図９ｂの波形９５２に
よって示されているスイッチ電流の有限の大きさによっ
て示されるようにオンであり、スイッチ２４はオフであ
る。増大する電流がインダクタ２０、結合インダクタ６
２６ａ、１次巻線１６ａおよびスイッチ２２を通って流
れる。コンデンサ６２１は接続点６９０ａが接続点６９
４ａに対して正であるように充電され、コンデンサ６２
３は接続点６９０ｂに対して接続点６９４ｂを正に保持
する。通常の電流が巻線１８のドットを付けられた端部
からインダクタ２６および負荷を通って流れる。端子６
９２は端子６９０に対して正である。

【００４５】バックモードモードのＴ０において、図９
ａおよび９ｃの波形９２２および９２４によってそれぞ
れ示すように、図６のスイッチ２２はオフになり、スイ
ッチ２４は非導通状態のまま留まっている。コンデンサ
６２１がインダクタ２０（図９ｅの波形９５６）および
６２６ａに流れる電流、および変圧器４０を通して接続
されたインダクタ２６（存在する場合には）を通る電流
によって表されるエネルギから発生する電流によって充
電されるに従って、スイッチ２２の両端の電圧は時刻Ｔ
０後においてゼロから上昇する。スイッチ２２の両端の
電圧は時刻Ｔ７０において図９ａの９２１で示すように
ピーク値に達する。また図９ｅの９５６で示すインダク
タ２０の電流が２つの経路に分割して、巻線１６ａのみ
ならず巻線１６ｂに流れ始めるに従って、図９ｃの波形
９２４として示されているスイッチ２４の両端の電圧も
期間Ｔ０−Ｔ７０において上昇しようとする。巻線１６
ｂに流れる電流の部分は、該電流がダイオード６９８ｂ
を通って接続点１０に流れるに従って、コンデンサ６２
３上の電荷を増大する。

【００４６】また、期間Ｔ０−Ｔ７０において、図６の
接続点６９４ａにおける電圧がコンデンサ６２１の充電
によって上昇するに従って、接続点１６ｃの電圧も図９
ｇの波形９６０によって示すように上昇する。接続点１
０の電圧に向かう接続点１６ｃの電圧の上昇はインダク
タ２０の両端の電圧を低減する。接続点１０の電圧以上
の接続点１６ｃの電圧の更なる増大はインダクタ２０の
両端の電圧を逆にし、それからこの逆にされた電圧を増
大する。この結果、変圧器の作用によって巻線２２２の
両端に増大した電圧が発生する。巻線２２２の両端の増
大した電圧は、巻線５２６ｃの両端の電圧に加えられ、
ブリッジ整流器６２４を順方向にバイアスし、期間Ｔ０
−Ｔ７６の間導通し、図９ｆの波形９５８によって示す
ようにエネルギを供給源に戻す。上述した理由により、
巻線２２２の電流が増大するに従って、インダクタ２０
の電流は低減する。インダクタ２０の電流は巻線２２２
に流れる電流によって期間Ｔ７０ないしＴ７６において
ゼロに低減する。このようにして、インダクタ２０に蓄
積されたエネルギの一部は期間Ｔ０−Ｔ７６において巻
線２２２によって供給源に移される。期間Ｔ７０−７４
の間、図６のコンデンサ２８（存在する場合には）の両
端の電圧は図９ｊの波形９７０で示すように半サイクル
の正弦波でゼロに向かって低減する。これはコンデンサ
６２３を充電する電流を巻線１６ｂに発生し、スイッチ
２４の両端の電圧が図９ｃの波形９２３として示すよう
に増大する。

【００４７】期間Ｔ０−Ｔ７６における図６のコンデン
サ２８（存在する場合には）の関連するインダクタとの
共振によって非導通状態のスイッチをバイパスする種々
の経路に共振電流が流れる。この経路はスナッバー６９
６ａ、コンデンサ６２１、インダクタ６２６ａおよび６
２６ｂ、１次巻線１６ａおよび１６ｂ、コンデンサ６２
３およびダイオード６９８ｂを含んでいる。コンデンサ
２８の両端の電圧が図９ｊの波形９７０によって示され
ている。この共振電流によって図９ａの波形９２１によ
って示すように非導通状態のスイッチ２２の両端の電圧
に共振ピーク値が発生し、同様な共振が図９ｃの９２３
によって示すように、スイッチ２４の両端に発生し、ま
た他の共振作用を生ずる。図９ｈの波形９６２として示
されている２次巻線１８を流れる電流はこの共振作用を
示している。

【００４８】図９の時刻Ｔ７６において、図６のスイッ
チ２４はオンになり、スイッチ２２はオフのまま留まっ
ている。コンデンサ６２３はスイッチ２４およびスナッ
バー６９６ｂを通って放電し、スイッチ２４を通る共振
電流を発生する。この共振電流は図９ｄの９２５として
示されている。また、時刻Ｔ７６において、図９ｅの波
形９５６によって示すように電流がインダクタ２０を通
って流れ始め、この電流は１次巻線１６ｂを通ってイン
ダクタ６２６ｂ、スイッチ２４を通って接続点１２に流
れる。

【００４９】時刻Ｔ７６において、インダクタ２０の電
流はゼロでない最も低い値になり、従ってそのエネルギ
は最も低くなる。時刻Ｔ７６から時刻Ｔ８６まで、スイ
ッチ２４は導通状態に留まり、エネルギは負荷に転送さ
れる。接続点１６ｃにおける電圧が接続点１０における
電圧未満になるので、インダクタ２０を流れる電流は増
大し、別のエネルギがこの期間にインダクタ２０に関連
する磁界に蓄積される。スイッチが導通している間、接
続点１６ｃにおける電圧は接続点１０における電圧より
低い。これは両スイッチがオフである間は接続点１６ｃ
における電圧が高く、全周期Ｔ０−Ｔ０における平均が
事実上供給電圧に等しくなければならないからである。

【００５０】スイッチ２４のオンに続く図９の期間Ｔ７
６−Ｔ７７において、２次巻線１８の両端の電圧は、コ
ンデンサ２８が充電されるに従ってゆっくりと上昇す
る。コンデンサ２８の両端の電圧は図９ｊの波形９７０
として示されている。期間Ｔ７６−Ｔ７８において、ス
イッチ２４の両端の電圧の低減は変圧器１４を介してス
イッチ２２に伝えられ、これは図９ｋの波形９７５によ
って示すようにスナッバー６９６ａを導通させ、部分的
にコンデンサ２１を放電して新しい電圧にする。

【００５１】図９の時刻Ｔ８６において、図６のスイッ
チ２４はオフになり、スイッチ２２はオフ状態のまま残
っている。スイッチ２４に前に流れていた電流がコンデ
ンサ６２３およびダイオード６９８ｂを流れるように変
えられるに従って、スイッチ２４の両端の電圧はゼロか
ら徐々に上昇し、最初コンデンサから放電し、それから
コンデンサを反対極性に再充電する。スイッチ２４の電
圧がスイッチ２２において説明したように最大値に向か
って上昇するに従って、この電圧は接続点１６ｃにおい
ておよびスイッチ２２の両端において増大する。これは
図９ｍの波形９７４において時刻Ｔ８６の後で示すよう
にコンデンサ６２１を更に充電し、高い電圧にする。

【００５２】期間Ｔ８６−Ｔ９２における図６の装置の
動作は期間Ｔ０およびＴ７６における動作に対応し、上
述した説明から理解されることであろう。図６の結合イ
ンダクタ６２６ａおよび６２６ｂは変圧器１４の１次巻
線１６ａおよび１６ｂにそれぞれ直列に接続されてい
る。結合コンデンサ６２６ａおよび６２６ｂが１次巻線
のセンタータップ１６ｃから離れた側にあるよりも１次
巻線のセンタータップ側にあるとしても、図６の装置の
動作にほとんど違いはないが、動作波形は図７、図８お
よび図９に示すものといくらか異なっている。このよう
に接続された場合には、結合巻線６２６ａおよび６２６
ｂは図５の巻線５２６ａおよび５２６ｂの一般的接続と
なる。これらの異なる接続が等価であることは明らかで
あるし、また磁気結合巻線５２６ｃおよび６２６ｃが等
価であることも明らかである。実際、インダクタ５２
６、６２６のいずれか一方または両方を使用してもよ
い。また、図６の装置において、インダクタ６２６ａお
よび６２６ｂは接続されなくてもよく、この場合におけ
る動作は上述したものと実質的に同じであるが、より大
きなピーク電圧がスイッチ２２および２４の両端に現れ
る。

【００５３】オンする場合のスイッチの電流が例えば図
９ｂの時刻Ｔ９２においてスイッチ２２に流れる電流に
よって示されるようにゼロであるかまたは低い値である
ので、上述したコンバータの効率は部分的に高くなって
いる。図９ｂに示すように、電流は瞬時に立ち上がるよ
うに見えるが、これは図の倍率のせいである。実際に
は、スイッチ２２の電流はゼロ電流から開始する共振作
用に起因している。これは電流が図６のインダクタ６９
２ａおよび／または６２６ａから発生するのみであるか
らであり、この両インダクタはオンする場合の電流が実
質的にゼロである。スイッチ２２がオフになる場合、ス
イッチの両端の電圧はコンデンサ６２１およびスイッチ
が完全に非導通状態になるに充分な時間ダイオード６９
８ａが導通状態にあるということによってゼロ近くに保
持されている。従って、スイッチ電圧にスイッチ電流を
掛けた積は、オンする場合およびオフする場合の両方に
おいて低くなっており、スイッチにおける電力消費を少
なくしているとともに、その結果回路の効率を高くして
いる。

【００５４】整流装置がコンデンサ２８に接続されてい
る場合には、コンバータの特性は更に効率上の利点を有
する。特に、出力電圧がコンデンサ２８、インダクタ２
６およびインダクタ６２６によってフィルタ処理され、
整流装置の両端の電圧の反転処理がゆっくりと発生す
る。これは逆電圧が供給される前に導通状態から整流器
が回復する時間を可能とし、これにより整流装置のオン
およびオフによる損失を低減する。

【００５５】図７、８および９に関連する図６の装置の
動作の説明はサイクル時刻Ｔ０−Ｔ０について行った。
好適動作モードは一定周波数モードであり、このモード
では図７、８および９に示す時刻Ｔ０−Ｔ０は５０％の
デューティサイクル、ブーストおよびバックモードにお
いて等しい継続期間である。しかしながら、可変周波数
で動作することも可能であり、これは例えばスイッチ２
２および２４のオン期間を固定し、動作周波数を変更し
て全体のサイクル時間を変化させることによって達成さ
れる。これはスイッチ２２および２４の固定したオン期
間が連続している周波数、すなわち一方のスイッチから
他方のスイッチへの導通状態の切り替わりが実質的に同
時に行われる周波数を考慮することによって理解するこ
とができる。周波数が低い場合には、サイクル時間は長
くなり、スイッチの２つの固定した導通期間はともに全
体のサイクル時間未満になる。従って、バックモードに
対応する両方のスイッチがオフになる期間が存在しなけ
ればならない。一方、オン期間が固定された状態で、周
波数が５０％のデューティサイクル状態より高くなる場
合には、サイクル時間は短くなり、ブーストモードに対
応するオーバーラップ導通期間が発生しなければならな
い。勿論、通常の動作点は、５０％のデューティサイク
ルモードまたは他のモードにそれることなく動作範囲が
そのモードに限定された状態でブーストモードまたはバ
ックモード内にある。

【００５６】図６の装置は変圧器２２０の巻線２２２、
結合インダクタセット６２６の巻線６２６ｃおよび整流
器６２４を削除することによって変更することができ
る。また、図６において上述したように、結合インダク
タ５２６を接続することによって変更することもでき
る。インダクタ６２６または５２６は巻線５２６ａ、６
２６ｃおよび整流器５２４および６２４を有していても
または有していなくても図６の回路の一部としうる。

【００５７】図１０は固定周波数動作でスイッチ２２お
よび２４を制御するために使用される簡単なコントロー
ラを示している。図１０において、シリコンゼネラル(S
ilicon General) 、（ガーデングローブ、カリフォルニ
ア(Garden Grove, California)）によって製造される集
積回路タイプ１５２４、１５２５または１５２６のよう
なパルス幅変調器（ＰＷＭ）回路１０１０は、入力端子
１０１６に供給される制御信号に応じた可変パルスオン
時間を有する２つの出力信号ＡおよびＢを発生する。こ
の出力信号ＡおよびＢは、時間が互いに半サイクル、す
なわち期間Ｔ０−Ｔ０の半分ずれていることを除いて同
じである。Ａおよびパルスはパルスストレッチャ１０１
２および１０１４に別々に供給される。このパルススト
レッチャは一対の後縁トリガ式ワンショットマルチバイ
ブレータおよび／またはダイオードロジック「ＯＲ」回
路のような簡単なものであり、各ワンショットの出力を
ＰＷＭの対応する出力に加えている。パルスストレッチ
ャ１０１２および１０１４はそれらの固有の部品値によ
ってまたはそれらの制御入力端子１０２２、１０２４に
それぞれ供給される制御信号によって制御される。約５
０ｋＨｚのパルス繰り返し周波数（サイクル期間２０μ
ｓ、半サイクル１０μｓ）で動作する本発明の一実施例
においては、各パルスストレッチャは約１０％のストレ
ッチを発生する（１０μｓから１μｓ）。電源スイッチ
用のゲート信号を発生する多くの複雑な方法が知られて
おり、使用することができる。

【００５８】特に、本技術分野で周知であるように、閉
ループフィードバックシステムを使用することができ
る。ここで、制御される装置（図１、２、５または６の
インバータまたはコンバータ）の出力電圧（または電
流）を検知し、基準電圧（または電流）と比較して、エ
ラー信号を発生し、このエラー信号が図１０のＰＷＭ１
０１０の入力端子１０１６への供給によるように動作周
波数の制御または固定周波数モードにおけるオン期間の
制御用に逆再生的に供給される。また、パルスのストレ
ッチ期間は供給電圧における変化を他のループで検知
し、適当に変更されたこの変化をパルスストレッチャの
制御入力１０２２および１０２４に供給することによっ
て制御され、フィードフォワード制御または適応性制御
を達成することができる。このようなフィードバック制
御の詳細は本技術分野における通常の技術内のものであ
り、更に説明はしない。

【００５９】図１１ａはＵ字形の磁気コア１１１２およ
びＩ字形の端片１１１４を有する変圧器１１１０を示し
ている。１次巻線１１１６がコアの第１の脚部に巻回さ
れ、第２の巻線１１１８が他方に巻回されている。この
ような構造のものは１次巻線および２次巻線の両方が同
じ脚部上に巻回された変圧器よりも結合度が弱く、この
結果かなりの漏洩インダクタンスを有する。図１１ｃは
図１１ａの構造の構成を示している。図１１ｃにおい
て、理想的変圧器１１２０は巻線１１１６と１１１８と
の間の結合を示し、インダクタ１１２２は漏洩インダク
タンスを示している。漏洩インダクタンスの値は、図１
１ｂの１次巻線部分１１１６ａおよび１１１６ｂによっ
て示すように２次巻線と同じ脚部に１次巻線の一部を巻
回することによって制御することができる。

【００６０】本発明の他の実施例は本技術分野に専門知
識を有する者に明らかであろう。特に、別々のインダク
タが同じコア上に巻回されてもよい。例えば、図６のイ
ンダクタ６２６ａおよび６２６ｂは別々にまたは好まし
くは同じコア上に巻回され、それらの交互の導通が磁化
を調整し、別々のコアが使用される場合よりも小さなコ
アを必要とするようにすることができる。Ｕ−Ｕ字形の
磁気コアを図１１の装置におけるＵ−Ｉ字形コアの代わ
りに使用してもよく、１次巻線と同じコアの脚部上に２
次巻線の一部を巻回したり、またはコアの２本の脚部の
各々上に１次および２次巻線の両方の一部を巻回するよ
うな漏洩インダクタンスを発生する巻回構造が可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＤＣ−ＡＣ電力インバータの簡略
構成図であり、ＤＣ−ＤＣコンバータを形成するための
付加回路が示されている。

【図２】図１に類似した装置の簡略構成図であり、ある
期間の間エネルギを直流電圧源に戻す手段を有してい
る。

【図３】図３の３ａ〜３ｎは５０％のデューティサイク
ルモードにおける図１または図２の装置の種々の部分の
時間に対する電圧または電流を示す理想的波形図であ
る。

【図４】図４の４ａ〜４ｋはブーストモードにおける図
１または図２の装置の種々の部分の時間に対する電圧ま
たは電流を示す理想的波形図である。

【図５】本発明の他の実施例の簡略構成図である。

【図６】本発明の別の実施例の簡略構成図である。

【図７】５０％のデューティサイクルモードにおける図
６の装置に発生する電圧および電流の波形図である。

【図８】ブーストモードにおける図６の装置に発生する
電圧および電流の波形図である。

【図９】バックモードにおける図６の装置に発生する電
圧および電流の波形図である。

【図１０】本発明による図１、３、５または６の装置の
スイッチを制御するようになっている制御装置の簡略ブ
ロック図である。

【図１１】１１ａ，１１ｂは漏洩インダクタンスを発生
するように構成された巻線を有するＵ−Ｉ字形コアを有
する変圧器の正面図および１１ｃは等価回路を示してい
る。

【符号の説明】

６ インバータ ８ 整流装置 １４ 変圧器 １６ａ、１６ｂ １次巻線 １６ｃ センタータップ １７ 磁気コア １８ ２次巻線 ２０ インダクタ ２２、２４ スイッチ ２６ インダクタンス ２８ 容量

Claims (21)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧を発生する第１の極（１０）お
   よび第２の極（１２）を有する直流電圧源からの直流電
   圧を交流電圧に変換する電力コンバータであって、 第１の部分（１６ａ）および第２の部分（１６ｂ）およ
   び両者間に接続されたセンタータップ（１６ｃ、５９
   ８）を有する１次巻線（１６）と該１次巻線に磁気的に
   結合された２次巻線（１８）を有する第１の変圧器手段
   （１４）と、 前記センタータップ（１６ｃ、５９８）および前記直流
   電圧源の前記第１の極（１０）に接続された第１のイン
   ダクタンス手段（２０）と、 前記第１のインダクタンス手段（２０）から離れている
   前記１次巻線（１６）の前記第１の部分（１６ａ）およ
   び第２の部分（１６ｂ）の端部に接続されるとともに、
   前記直流電圧源の前記第２の極（１２）に接続されてい
   る第１（２２）および第２（２４）の制御可能スイッチ
   手段であって、前記第１のスイッチ手段（２２）が導通
   状態にあり、前記第２のスイッチ手段（２４）が非導通
   状態にあるとき、前記第１のインダクタンス手段（２
   ０）および前記第１の変圧器手段（１４）の前記１次巻
   線の前記第１の部分（１６ａ）に電流を流し、前記第２
   のスイッチ手段（２４）が導通状態にあり、前記第１の
   スイッチ手段（２２）が非導通状態にあるとき、前記第
   １のインダクタンス手段（２０）および前記第１の変圧
   器手段（１４）の１次巻線の前記第２の部分（１６ｂ）
   に電流を流し、前記第１（２２）および第２（２４）の
   スイッチ手段の両方が導通状態にあるとき、前記１次巻
   線（１６）を短絡して、前記第１のインダクタンス手段
   （２０）の両端に前記直流電圧を印加し、前記第１（２
   ２）および第２（２４）のスイッチ手段の両方が非導通
   状態にあるとき、前記第１のインダクタンス手段（２
   ０）から励起電圧を除去する第１（２２）および第２
   （２４）の制御可能スイッチ手段と、 前記スイッチ手段（２２、２４）に接続され、第１、第
   ２および第３の動作モードの少なくとも１つで前記スイ
   ッチ手段（２２、２４）を周期的に動作させる制御手段
   （図１０）であって、前記第１、第２および第３の動作
   モードの各々で前記第１および第２のスイッチ手段の各
   々に対して各動作サイクルの間導通期間および非導通期
   間を与え、（ａ）前記導通および非導通期間は前記第１
   の動作モードにおいては継続期間が等しく、前記第１お
   よび第２のスイッチ手段は交互に導通し、電流が前記第
   １のインダクタンス手段を通って連続的に流れ、前記２
   次巻線の両端に発生する交流電圧は前記直流電圧に対し
   て特定の振幅関係にあり、（ｂ）前記導通期間は前記第
   ２の動作モードにおいて前記非導通期間よりも継続期間
   が長く、前記第１および第２のスイッチ手段の各々の導
   通期間は前記１次巻線を短絡する前記第１および第２の
   スイッチ手段の両方の同時導通期間と交互に発生し、こ
   れにより前記第１のインダクタンス手段に流れる電流を
   増大し、前記２次巻線の両端に発生する前記交流電圧は
   前記特定の関係で供給される振幅よりも前記直流電圧に
   関してより大きな振幅を有し、（ｃ）前記非導通期間は
   前記第３の動作モードにおいて前記導通期間よりも継続
   期間が長く、前記第１および第２のスイッチ手段の各々
   の導通期間は前記１次巻線を開放する前記第１および第
   ２のスイッチ手段の両方の非導通期間と交互に発生し、
   これにより前記第１のインダクタンス手段に流れる電流
   を低減し、前記２次巻線の両端に発生する前記交流電圧
   は前記特定の関係によって発生する振幅よりも前記直流
   電圧に関して小さな振幅を有している制御手段と、 を有する電力コンバータ。
2. 【請求項２】 前記２次巻線（１８）の両端に接続され
   た直列回路を形成するように第２のインダクタンス手段
   （２６）に直列に接続された容量手段（２８）を更に有
   する請求項１記載のコンバータ。
3. 【請求項３】 前記交流電圧を整流して、直流出力電圧
   を発生するように前記容量手段（２８）の両端に接続さ
   れた整流手段（８）を更に有する請求項２記載のコンバ
   ータ。
4. 【請求項４】 前記容量手段（２８）および前記第２の
   インダクタンス手段（２６）の少なくとも一方は前記第
   １の変圧器手段（１４）の固有のリアクタンスである請
   求項２記載のコンバータ。
5. 【請求項５】 前記第２のインダクタンス手段（２６）
   は前記第１の変圧器手段（１４）の漏洩インダクタンス
   によって設けられる請求項４記載のコンバータ。
6. 【請求項６】 前記整流手段（８）はブリッジ整流手段
   （３８、４０、４２、４４）を有する請求項３記載のコ
   ンバータ。
7. 【請求項７】 前記第１（２２）および第２（２４）の
   スイッチ手段のそれぞれの両端に接続された第１（２
   １）および第２（２３）の容量手段を更に有する請求項
   １記載のコンバータ。
8. 【請求項８】 前記第１のインダクタンス手段（２０）
   に接続された別の巻線（２２２）と、 前記別の巻線（２２２）に直列に接続され、クランプ回
   路を形成する一方向性導通手段（２２４、５２４、６２
   ４）と、 前記クランプ回路を前記直流電圧源の両端に接続し、前
   記第１（２２）および第２（２４）のスイッチ手段の両
   方が前記第３の動作モードにおいて非導通状態にある期
   間において前記第１のインダクタンス手段に蓄積された
   エネルギを前記直流電圧源に戻す手段（導体）と、 を更に有する請求項１記載のコンバータ。
9. 【請求項９】 前記第１の変圧器手段は第１および第２
   の磁気脚部を有するコア（１７、１１２）を有し、前記
   １次および２次巻線の一方は前記第１の脚部上に巻回さ
   れ、前記１次および２次巻線の他方は少なくとも部分的
   に前記第２の脚部上に巻回されている請求項５記載のコ
   ンバータ。
10. 【請求項１０】 前記センタータップ（５９８）に接続
    されるとともに、前記第１の変圧器手段（１４）の前記
    １次巻線（１６）の前記第１（１６ａ）および第２（１
    ６ｂ）の部分にそれぞれ直列に接続されている第２（５
    ２６ａ）および第３（５２６ｂ）のインダクタンス手段
    を更に有する請求項１記載のコンバータ。
11. 【請求項１１】 前記第２（５２６ａ）および第３（５
    ２６ｂ）のインダクタンス手段は磁気的に結合されてい
    る請求項１０記載のコンバータ。
12. 【請求項１２】 前記第２（５２６ａ）および第３（５
    ２６ｂ）のインダクタンス手段と磁気的に結合された第
    ３の巻線（５２６ｃ）を更に有する請求項１１記載のコ
    ンバータ。
13. 【請求項１３】 前記第３の巻線（５２６ｃ）に接続さ
    れた整流手段（５２４）を更に有する請求項１２記載の
    コンバータ。
14. 【請求項１４】 前記第１のインダクタンス手段（２
    ０）に変圧器結合された第４の巻線（２２２）を更に有
    する請求項１３記載のコンバータ。
15. 【請求項１５】 前記直流電圧源の両端に前記第４の巻
    線および前記整流手段を接続する手段（導体）を更に有
    する請求項１４記載のコンバータ。
16. 【請求項１６】 前記第１のインダクタンス手段（２
    ０）は第２の変圧器手段（２２０）の１次巻線を有する
    請求項１記載のコンバータ。
17. 【請求項１７】 前記第２の変圧器手段（２２０）は２
    次巻線（２２２）を有する請求項１６記載のコンバー
    タ。
18. 【請求項１８】 前記直流電圧源の両端に前記第２の変
    圧器手段（２２０）の前記２次巻線（２２２）を接続す
    る整流手段（２２４、５２４、６２４）を更に有する請
    求項１７記載のコンバータ。
19. 【請求項１９】 前記第１の変圧器手段（１４）の前記
    １次巻線（１６）の前記第１（１６ａ）および第２（１
    ６ｂ）の部分のそれぞれに直列接続された第２（５２６
    ａ、６２６ａ）および第３（５２６ｂ、６２６ｂ）のイ
    ンダクタンス手段を更に有する請求項１８記載のコンバ
    ータ。
20. 【請求項２０】 前記第１スイッチ手段（２２）および
    前記第２のインダクタンス手段に接続され、前記第１の
    スイッチ手段（２２）が開放している少なくともある期
    間の間前記第２のインダクタンス手段からの電流を受け
    入れる第１の容量手段（６２１）と、 前記第１の容量手段（６２１）および前記供給電圧源
    （１０）に接続され、前記第１の容量手段（６２１）と
    少なくとも前記第２のインダクタンス手段（６２６ａ）
    との半サイクルの共振を可能にする第１の一方向性電流
    導通手段（６９８ａ）と、 第２の容量手段（６２３）と、 前記第２の容量手段（６２３）および前記直流電圧源
    （１０）に接続され、前記第２の容量手段（６２３）と
    少なくとも前記第３のインダクタンス手段（６２６ｂ）
    との半サイクルの共振を可能にする第２の一方向性電流
    導通手段（６９８ｂ）と、 を更に有する請求項１９記載のコンバータ。
21. 【請求項２１】 前記第１の容量手段（６２１）および
    前記第１のスイッチ手段（２２）に接続された緩衝手段
    を更に有し、該緩衝手段は第３の一方向性電流導通手段
    （６９４ａ）に直列に接続された第４のインダクタンス
    手段（６９２ａ）を有し、前記第１のスイッチ手段（２
    ２）がオフ状態からオン状態に変移するとき、前記第１
    の容量手段（６２１）にそのとき存在している電荷によ
    って前記第４のインダクタンス手段（６９２ａ）および
    前記第１の容量手段（６２１）からなる共振回路を形成
    するようになっている請求項２０記載のコンバータ。