JPH09163734A

JPH09163734A - 電源回路

Info

Publication number: JPH09163734A
Application number: JP7318670A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Hatanaka; 正彦畠中
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-12-07
Filing date: 1995-12-07
Publication date: 1997-06-20

Abstract

(57)【要約】【課題】生産性を向上し、かつ生産コストを低減する
ことができる電源回路を提供する。【解決手段】電流共振の共振周波数を決定するための
共振インダクタ１４，１５を備え、且つ共振インダクタ
１４，１５のインダクタンスがトランス５の漏れインダ
クタンスよりも大きな値に設定されることにより、電流
共振の共振周波数を決定する際に、製造前には不確定な
トランスの漏れインダクタンスによる影響をなくす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
であって、電圧共振及び電流共振を利用した電源回路に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から、一般に、スイッチング電源と
して、スイッチング損失を大幅に減少して変換効率の向
上を図ると共に、回路内の電流動作波形を正弦波に近づ
けてＡＭチューナ等への受信妨害を回避するための低雑
音化を図るために、電圧共振及び電流共振を利用したス
イッチング電源があった。

【０００３】その中でも特に大出力用として、スイッチ
ング素子として２つのスイッチ素子を使用し、これらを
交互にオンオフすることにより直流を得ているプッシュ
プル方式で共振型の電源回路があった。

【０００４】以下に、スイッチング電源としてプッシュ
プル方式で共振型である従来の電源回路について説明す
る。図４はスイッチング電源の一種である従来の共振型
の電源回路を示すブロック図である。図４において、１
及び２はそれぞれ交互にオンオフするスイッチ素子、３
及び４は電圧共振の共振周波数を決定するための電圧共
振コンデンサ、５は直流的に絶縁された１次巻線５ａと
２次巻線５ｂとを備え、スイッチ素子１及び２によって
１次巻線５ａ側に発生した交流信号を、２次巻線５ｂ側
へ伝達して、２次巻線５ｂ側から出力するトランス、６
は電流共振の共振周波数を決定するための電流共振コン
デンサ、７及び８はトランス５の２次巻線５ｂ側から出
力される交流信号を直流信号に変換する整流ダイオー
ド、９はチョークコイル、１０はチョークコイル９の出
力信号を平滑する平滑コンデンサ、１１は負荷、１８及
び１９はトランス５の１次巻線５ａ側と２次巻線５ｂ側
との間に存在する漏れインダクタンスである。なお、こ
こでは、チョークコイル９および平滑コンデンサ１０と
で平滑回路を構成している。

【０００５】以上のように構成された電源回路につい
て、その動作を以下に説明する。まず、スイッチ素子
１、２が交互にオンオフを繰り返しているとき、それら
のスイッチ素子１、２の出力電圧、即ちトランス５の１
次巻線５ａ側である１次側端子への入力電圧は、直流電
源１２の電圧のほぼ２倍の波高値の交流電圧となり、こ
の交流電圧の印加によりトランス５に入力された電流
は、トランス５の２次巻線５ｂ側である２次側端子に伝
達され、その２次側端子に接続された整流ダイオード７
及び８によって整流された後、電流共振コンデンサ６に
入力されると共にチョークコイル９に入力される。

【０００６】ここで、チョークコイル９のインピーダン
スが、電流共振コンデンサ６やトランス５の持つ１次・
２次間の漏れインダクタンス１８，１９などのインピー
ダンスに比べて十分高いため、電流共振コンデンサ６に
入力された電流は、チョークコイル９のインダクタンス
を除いたトランス５の漏れインダクタンス１８，１９と
電流共振コンデンサ６だけの組み合せによる直列共振に
よって、電流共振が行われ、その結果得られる共振電流
がチョークコイル９及び平滑コンデンサ１０によって平
滑されて負荷１１へ送られることとなる。

【０００７】スイッチ素子１がオンされている期間中
に、上記のようにして得られた共振電流が半波経過して
電流の向きが逆になるところで、整流ダイオード７が逆
バイアスされてオフするため、直列共振が停止する。即
ち、共振電流が半波終了して電流が零に戻ったところで
共振は自動的に停止する。共振電流が零になった後はス
イッチ素子１をオンし続けてもなにも起こらないが、エ
ネルギーを伝達しない時間が長くなるだけで非効率的で
あるため、多少のマージンを持ってオフすればよい。
又、漏れインダクタンス１８と電流共振コンデンサ６に
よる共振周波数、即ち共振時間は一定であるためスイッ
チ素子１のオン時間も一定値でよい。

【０００８】次に、スイッチ素子１がオフするとき、即
ち２つのスイッチ素子１，２が共にオフの状態にあると
き、トランス５の２次側端子の電流は零となり、スイッ
チ素子１の電圧は、トランス５の自己インダクタンスと
電圧共振コンデンサ３との並列共振による一定の時定数
で増加を始め、直流電源１２の２倍の電圧値で保持され
る。このタイミングでスイッチ素子２をオンしてやる
と、先程とは逆向きの共振電流がトランス５の２次側に
流れ始めることとなる。

【０００９】以上の動作により、電圧共振と電流共振を
交互に生じさせて回路内の電圧及び電流を共振波形とす
ることにより、スイッチ素子に加わる電圧及び電流に含
まれる高調波成分を低減することができ、更に電圧およ
び電流のオンオフ時の損失を低減することができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな従来の電源回路では、電流共振時において、その共
振周波数を決定するための時定数を構成するＬ成分及び
Ｃ成分のうちのＬ成分として、トランス５の１次・２次
間の漏れインダクタンス１８，１９を用いているが、こ
の漏れインダクタンス１８，１９の値はトランスの設計
時には不確定要素であって決定できるものではなく、こ
の値を製造後に管理および選別する必要が生じるため、
トランスの生産性が悪くなり、結果的にトランスのコス
トが高くなるという問題点を有していた。

【００１１】更に、漏れインダクタンス１８，１９のば
らつきによって電流共振周波数にもばらつきが発生し、
この共振周波数のばらつきに対する周波数補正のための
調整を行う際には、電流共振コンデンサ６の容量を変更
する必要があり、場合によっては電流共振コンデンサ６
の容量を増す必要があるため、結果的にコンデンサのコ
ストが高くなるという問題点をも有していた。

【００１２】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
ので、電流共振時の共振周波数を決定するＬ成分を製造
前に確実に管理することができるとともに、電流共振周
波数のばらつきを抑えて、このばらつきに対する周波数
補正のための煩わしい調整を無くすことができ、結果的
に、生産性を向上し、かつ生産コストを低減することが
できる電源回路を提供する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の請求項１に記載の電源回路は、負荷に対す
る電力源である直流電源からスイッチング方式により得
られた別の直流を前記負荷に供給し、前記別の直流を得
る際に、電圧共振及び電流共振を用いる電源回路におい
て、前記直流電源からの直流信号をオンオフして交流信
号に変換するスイッチ素子と、直流的に絶縁された１次
側と２次側との間に漏れインダクタンスを形成し、１次
側に前記スイッチ素子からの交流信号が供給され、その
交流信号を２次側から出力するトランスと、前記スイッ
チ素子の両端に並列に接続され前記トランスの１次側の
巻線とともに電圧共振の共振周波数の決定要素となる電
圧共振コンデンサと、前記トランスの１次側の巻線とス
イッチ素子に直列的に接続された共振インダクタと、前
記トランスの２次側から出力された交流信号を整流する
整流部と、前記整流部の出力端子に並列に接続され前記
電流共振の共振周波数の決定要素となる電流共振コンデ
ンサと、前記整流部により整流された信号を平滑して前
記別の直流を出力するためのインダクタンス成分と容量
成分とを有する平滑手段とを備え、前記共振インダクタ
を、そのインダクタンスが、前記漏れインダクタンスよ
りも十分大きく、且つ前記平滑手段のインダクタンス成
分より十分小さくなるよう構成する。

【００１４】この構成によると、電流共振の共振周波数
を決定する際に、トランスの漏れインダクタンスの影響
を無くして、トランスの１次側に設けた共振インダクタ
とトランスの２次側に設けた電流共振コンデンサだけで
電流共振周波数を確実に決定する。

【００１５】電圧共振の共振周波数を決定する際に、そ
のためのＬ成分として、トランスの１次側に設けた共振
インダクタとトランスの１次側の自己インダクタンスと
の合成インダクタンスを用いて電圧共振周波数を決定す
る。

【００１６】本発明の請求項２に記載の電源回路は、負
荷に対する電力源である直流電源からスイッチング方式
により得られた別の直流を前記負荷に供給し、前記別の
直流を得る際に、電圧共振及び電流共振を用いる電源回
路において、前記直流電源からの直流信号をオンオフし
て交流信号に変換するスイッチ素子と、直流的に絶縁さ
れた１次側と２次側との間に漏れインダクタンスを形成
し、１次側に前記スイッチ素子からの交流信号が供給さ
れ、その交流信号を２次側から出力するトランスと、前
記スイッチ素子の両端に並列に接続され前記トランスの
１次側の巻線とともに電圧共振の共振周波数の決定要素
となる電圧共振コンデンサと、前記トランスの２次側か
ら出力された交流信号を整流する整流部と、前記トラン
スの２次側の巻線と整流部に直列的に接続された共振イ
ンダクタと、前記整流部の出力端子に並列に接続され前
記電流共振の共振周波数の決定要素となる電流共振コン
デンサと、前記整流部により整流された信号を平滑して
前記別の直流を出力するためのインダクタンス成分と容
量成分とを有する平滑手段とを備え、前記共振インダク
タを、そのインダクタンスが、前記漏れインダクタンス
よりも十分大きく、且つ前記平滑手段のインダクタンス
成分より十分小さくなるよう構成する。

【００１７】この構成によると、電流共振の共振周波数
を決定する際に、トランスの漏れインダクタンスの影響
を無くして、トランスの２次側に設けた共振インダクタ
と電流共振コンデンサだけで電流共振周波数を確実に決
定する。

【００１８】この電流共振周波数の決定は、トランスの
１次側の電圧共振系とは独立して行い、トランスの２次
側に設けた共振インダクタのインダクタンスを変更する
だけで電流共振周波数を調整する。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を示す
電源回路について、図面を参照しながら説明する。

【００２０】第１の実施の形態を示す電源回路を説明す
る。図１は第１の実施の形態を示す電源回路のブロック
図であり、図３は各部の動作タイミング及び動作波形を
示すものである。

【００２１】図１において、１４及び１５は、本実施の
形態を示す電源回路における特徴的な構成要素として設
けられた共振インダクタであり、トランス５の１次側の
自己インダクタンスとで合成インダクタンスを形成する
ことによって、この合成インダクタンスと各スイッチ素
子１，２に並列に接続された電圧共振コンデンサ３，４
とで並列共振による電圧共振を行い、且つ、トランス５
の２次側に設けられた電流共振コンデンサ６とで直列共
振による電流共振を行う。その他の構成は、図４に示す
従来例と同様であるので、ここでの説明は省略する。

【００２２】以上のように構成された電源回路につい
て、その動作を以下に説明する。まず、スイッチ素子
１，２が、それぞれ図３（ｇ）のＶ_g1および図３（ｈ）
のＶ_g2のタイミングで、ゲート電圧のオンオフを繰り返
している時、スイッチ素子１及びスイッチ素子２に加わ
る各電圧値は、図３（ａ）のＶ_S1および図３（ｂ）のＶ
_S2に示すように、直流電源１２の電圧Ｖ_i のほぼ２倍
（２Ｖ_i ）となり、スイッチ素子１，２のうちのいづれ
かのスイッチ素子がオンの時、トランス５の１次側から
順次発生した電流は、トランス５の２次側を介して、順
次整流部としての整流ダイオード７，８に入力される。

【００２３】この整流ダイオード７及び８から順次出力
される直流電流は、電流共振コンデンサ６及び平滑手段
を構成するインダクタンス成分としてのチョークコイル
９へ順次入力される。この時、負荷１１が未接続、即ち
無負荷状態の場合には、図３（ｃ）、（ｄ）の点線で示
すように、トランス５の１次側から発生する電流ｉ_S1及
びｉ_S2は励磁電流波形のみとなる。更にチョークコイル
９に入力された電流は、平滑コンデンサ１０で平滑され
る。

【００２４】ここで、スイッチ素子１がオン即ち図３
（ｇ）のＶ_g1がハイになると、整流ダイオード７が順方
向にバイアスされるため、チャージ電流が平滑コンデン
サ１０に流れ込むが、この際に電流共振を行うための条
件としては、スイッチ素子１及び整流ダイオード７のイ
ンピーダンスを十分小さいとすると、チョークコイル９
のインダクタンス＞＞トランス５の漏れインダクタン
ス、且つ、共振インダクタ１４のインダクタンス＞＞ト
ランス５の漏れインダクタンスとなるように設定して、
チョークコイル９のインピーダンスを十分高くする必要
がある。

【００２５】その値としては、例えば、チョークコイル
９のインダクタンスを３［ｍＨ］、トランス５の１次側
の自己インダクタンスを５［ｍＨ］として漏れインダク
タンスを５［μＨ］、共振インダクタ１４及び１５のイ
ンダクタンスを５０［μＨ］に設定している。

【００２６】又、一般に、実際のトランスの漏れインダ
クタンスは、上記の値に対してばらつきが大きいため、
特に共振インダクタ１４及び１５の値を十分大きくする
必要がある。

【００２７】上記のような条件によりスイッチ素子１が
オンしている期間中に負荷１１が接続されると、トラン
ス５の２次側の電流は、共振インダクタ１４の持つイン
ダクタンスと電流共振コンデンサ６との直列共振電流と
なる。この負荷を取り出した時のトランス５の２次側の
共振電流は、図３（ｅ）のｉ_L1に示すような波形とな
り、同じタイミングにおけるトランス５の１次側の電流
ｉ_S1は、図３（ｃ）の実線で示すような波形となる。

【００２８】この２次側共振電流ｉ_L1，ｉ_L2が図３
（ｅ）、（ｆ）に示す通り半波経過して電流の向きが逆
になるところで、整流ダイオード７が逆バイアスとなり
オフするため、直列共振できなくなり共振が終了する。
即ち共振電流が半波終了して電流が零になったところで
共振は自動的に止まる。従って、電流零で共振を終える
ためには、共振電流が零に戻るまでスイッチ素子１をオ
ンし続ける必要がある。

【００２９】次に、スイッチ素子１がオフすると、トラ
ンス５の持つ自己インダクタンスと共振インダクタ１４
との合成インダクタンスと、スイッチ素子１に並列接続
された電圧共振コンデンサ３との並列共振による動作と
なるため、図３（ａ）のＶ_S1に示すように、立ち上がり
に傾斜を持った電圧波形となり、この傾斜の期間中が並
列共振期間となる。更に、チャージが継続して図３
（ａ）の電圧値Ｖ_S1が上昇し＋２Ｖ_i とほぼ同じ値とな
ると並列共振は終了する。

【００３０】一方、スイッチ素子１がオフしたタイミン
グでは、トランス５の自己インダクタンスと共振インダ
クタ１４との合成インダクタンスと、電圧共振コンデン
サ３との並列共振によって、図３（ｃ）に示すように、
１次側電流ｉ_S1が正方向に流れるため、スイッチ素子２
にチャージしていた電荷がディスチャージされ、スイッ
チ素子２の電圧値Ｖ_S2は図３（ｂ）に示すような傾斜で
降下する。

【００３１】この時の傾斜は、チャージの時と同様に、
トランス５の自己インダクタンスと共振インダクタとの
合成インダクタンスと、電圧共振コンデンサ３とで決定
される時定数で行われる並列共振に対応する。

【００３２】ディスチャージが終了すると共に並列共振
も終了し、次にスイッチ素子２がオン即ち図３（ｈ）の
Ｖ_g2がハイになると、図３（ｂ）に示すように、１次側
電流ｉ_S2が順方向に流れ始めると共に、トランス５の２
次側から出力される電流ｉ_L2は、整流ダイオード８を通
った後チョークコイル９を介して平滑コンデンサ１０に
チャージされると共に、共振インダクタ１５と電流共振
コンデンサ６との直列共振によって電流共振を行うた
め、図３（ｆ）のｉ_L2に示すような電流波形が得られ
る。

【００３３】以上の動作を繰り返すことにより、スイッ
チ素子１及び２はプッシュプル動作をしてトランス５を
駆動する。従って、トランス５を介して出力される２次
側の電流は整流ダイオード７及び８によって整流され、
更にチョークコイル９を通して平滑コンデンサ１０にチ
ャージされる。

【００３４】この時チョークコイル９のインダクタンス
＞＞共振インダクタ１４、１５のインダクタンス＞＞ト
ランス５の漏れインダクタンスとなるよう設定されてい
るため、共振インダクタ１４及び１５と、電流共振コン
デンサ６との直列共振によりトランス５の２次側からは
共振電流が出力される。

【００３５】以上のように、プッシュプル回路の２つの
スイッチ素子と並列に接続した電圧共振コンデンサと、
トランスの自己インダクタンスと共振インダクタとの合
成インダクタンスとによって並列共振をさせて電圧共振
を行い、更にトランスの２次側電流を共振させるために
電流共振コンデンサと共振インダクタとによって直列共
振を行う。

【００３６】これら電圧共振及び電流共振を交互に行う
際、漏れインダクタンスの影響をなくして電流共振の共
振周波数を決定する共振インダクタを１次側に設け、且
つ共振インダクタのインダクタンスをトランスの１次２
次間漏れインダクタンスよりも十分大きく設定する。

【００３７】このようにすることにより、確実に電流共
振周波数を決定することができると共に、電圧共振周波
数を１次側に設けた共振インダクタとトランス１次側の
自己インダクタンスとの合成インダクタンスで決定する
ため、同一の電圧共振周波数とする場合の電圧共振コン
デンサの容量を小さくすることができる。

【００３８】第２の実施の形態を示す電源回路を説明す
る。図２は第２の実施の形態を示す電源回路のブロック
図であり、ここでも、図３を参照しながら説明する。

【００３９】図２において、１６及び１７は、本実施の
形態を示す電源回路における特徴的な構成要素として設
けられた共振インダクタであり、トランス５の２次側に
設けられた電流共振コンデンサ６とで直列共振による電
流共振を行う。その他の構成は、図４に示す従来例と同
様であるので、ここでの説明は省略する。

【００４０】以上のように構成された電源回路につい
て、その動作を以下に説明する。まず、スイッチ素子
１，２が、それぞれ図３（ｇ）のＶ_g1および図３（ｈ）
のＶ_g2のタイミングで、ゲート電圧のオンオフを繰り返
している時、スイッチ素子１及びスイッチ素子２に加わ
る各電圧値は、図３（ａ）のＶ_S1および図３（ｂ）のＶ
_S2に示すように、直流電源１２の電圧Ｖ_i のほぼ２倍
（２Ｖ_i ）となり、スイッチ素子１，２のうちのいづれ
かのスイッチ素子がオンの時、トランス５の１次側から
順次発生した電流は、トランス５の２次側を介して、順
次整流ダイオード７，８に入力される。

【００４１】この整流ダイオード７及び８から順次出力
される直流電流は、電流共振コンデンサ６及びチョーク
コイル９へ順次入力される。この時、負荷１１が未接
続、即ち無負荷状態の場合には、図３（ｃ）、（ｄ）の
点線で示すように、トランス５の１次側から発生する電
流ｉ_S1及びｉ_S2は励磁電流波形のみとなる。更にチョー
クコイル９に入力された電流は、平滑コンデンサ１０で
平滑される。

【００４２】ここで、スイッチ素子１がオン即ち図３
（ｇ）のＶ_g1がハイになると、整流ダイオード７が順方
向にバイアスされるため、チャージ電流が平滑コンデン
サ１０に流れ込むが、この際に電流共振を行うための条
件としては、スイッチ素子１及び整流ダイオード７のイ
ンピーダンスを十分小さいとすると、チョークコイル９
のインダクタンス＞＞トランス５の漏れインダクタン
ス、且つ、共振インダクタ１６のインダクタンス＞＞ト
ランス５の漏れインダクタンスとなるように設定して、
チョークコイル９のインピーダンスを十分高くする必要
がある。

【００４３】その値としては、例えば、チョークコイル
９のインダクタンスを３［ｍＨ］、トランス５の１次側
の自己インダクタンスを５［ｍＨ］として漏れインダク
タンスを５［μＨ］、共振インダクタ１６及び１７のイ
ンダクタンスを５０［μＨ］に設定している。

【００４４】又、一般に、実際のトランスの漏れインダ
クタンスは、上記の値に対してばらつきが大きいため、
特に共振インダクタ１６及び１７の値を十分大きくする
必要がある。

【００４５】上記のような条件によりスイッチ素子１が
オンしている期間中に負荷１１が接続されると、トラン
ス５の２次側の電流は、共振インダクタ１６の持つイン
ダクタンスと電流共振コンデンサ６との直列共振電流と
なる。この負荷を取り出した時のトランス５の２次側の
共振電流は、図３（ｅ）のｉ_L1に示すような波形とな
り、同じタイミングにおけるトランス５の１次側の電流
ｉ_S1は、図３（ｃ）の実線で示すような波形となる。

【００４６】この２次側共振電流ｉ_L1，ｉ_L2は図３
（ｅ）、（ｆ）に示す通り半波経過して電流の向きが逆
になるところで、整流ダイオード７が逆バイアスとなり
オフするため、直列共振できなくなり共振が終了する。
即ち共振電流が半波終了して電流が零になったところで
共振は自動的に止まる。従って、電流零で共振を終える
ためには、共振電流が零に戻るまでスイッチ素子１をオ
ンし続ける必要がある。

【００４７】次に、スイッチ素子１がオフすると、トラ
ンス５の持つ自己インダクタンスと、スイッチ素子１に
並列接続された電圧共振コンデンサ３との並列共振によ
る動作となるため、図３（ａ）のＶ_S1に示すように、立
ち上がりに傾斜を持った電圧波形となり、この傾斜の期
間中が並列共振期間となる。更に、チャージが継続して
図３（ａ）の電圧値Ｖ_S1が上昇し＋２Ｖ_i とほぼ同じ値
となると並列共振は終了する。

【００４８】一方、スイッチ素子１がオフしたタイミン
グでは、トランス５の自己インダクタンスと、電圧共振
コンデンサ３との並列共振によって、図３（ｃ）に示す
ように、１次側電流ｉ_S1が正方向に流れるため、スイッ
チ素子２にチャージしていた電荷がディスチャージさ
れ、スイッチ素子２の電圧値Ｖ_S2は図３（ｂ）に示すよ
うな傾斜で降下する。この時の傾斜は、チャージの時と
同様に、トランス５の自己インダクタンスと、電圧共振
コンデンサ３とで決定される時定数で行われる並列共振
に対応する。

【００４９】ディスチャージが終了すると共に並列共振
も終了し、次にスイッチ素子２がオン即ち図３（ｈ）の
Ｖ_g2がハイになると、図３（ｂ）に示すように、１次側
電流ｉ_S2が順方向に流れ始めると共に、トランス５の２
次側から出力される電流ｉ_L2は、整流ダイオード８を通
った後チョークコイル９を介して平滑コンデンサ１０に
チャージされると共に、共振インダクタ１７と電流共振
コンデンサ６との直列共振によって電流共振を行うた
め、図３（ｆ）のｉ_L2に示すような電流波形が得られ
る。

【００５０】以上の動作を繰り返すことにより、スイッ
チ素子１及び２はプッシュプル動作をしてトランス５を
駆動する。従って、トランス５を介して出力される２次
側の電流は整流ダイオード７及び８によって整流され、
更にチョークコイル９を通して平滑コンデンサ１０にチ
ャージされる。

【００５１】この時チョークコイル９のインダクタンス
＞＞共振インダクタ１６、１７のインダクタンス＞＞ト
ランス５の漏れインダクタンスとなるよう設定されてい
るため、共振インダクタ１６及び１７と、電流共振コン
デンサ６との直列共振によりトランス５の２次側からは
共振電流が出力される。

【００５２】以上のように、プッシュプル回路の２つの
スイッチ素子と並列に接続した電圧共振コンデンサと、
トランスの自己インダクタンスとによって並列共振をさ
せて電圧共振を行い、更にトランスの２次側電流を共振
させるために電流共振コンデンサと共振インダクタとに
よって直列共振を行う。

【００５３】これら電圧共振及び電流共振を交互に行う
際、漏れインダクタンスの影響をなくして電流共振の共
振周波数を決定する共振インダクタを２次側に設け、且
つ共振インダクタのインダクタンスをトランスの１次２
次間漏れインダクタンスよりも十分大きく設定する。

【００５４】このようにすることにより、確実に電流共
振周波数を決定することができると共に、電圧共振周波
数は電圧共振コンデンサとトランス１次側の自己インダ
クタンスのみによって調整することができ、且つ、電流
共振周波数は電流共振コンデンサとトランスの２次側に
設けた共振インダクタのみによって調整することができ
る。つまり、電流共振周波数は、電圧共振周波数の調整
とは独立して、トランスの２次側に設けた共振インダク
タのインダクタンスを変更するだけで、コンデンサの容
量を増加することなく個別に調整することができ、生産
性を向上することができ、且つ生産コストを低減するこ
とができる。

【００５５】尚、上記の各実施の形態においては、スイ
ッチ素子１及び２は素子自体の損失が小さくドライブの
し易さからＭＯＳ−ＦＥＴを用いる方が好ましい。

【００５６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、電流共振
の共振周波数を決定する際には、トランスの漏れインダ
クタンスの影響を無くして、トランスの１次側に設けた
共振インダクタとトランスの２次側に設けた電流共振コ
ンデンサだけで電流共振周波数を確実に決定することが
できるとともに、電圧共振の共振周波数を決定する際に
は、そのためのＬ成分として、トランスの１次側に設け
た共振インダクタとトランスの１次側の自己インダクタ
ンスとの合成インダクタンスを用いて電圧共振周波数を
決定することができる。

【００５７】また、電流共振の共振周波数を決定する際
には、トランスの漏れインダクタンスの影響を無くし
て、トランスの２次側に設けた共振インダクタと電流共
振コンデンサだけで電流共振周波数を確実に決定するこ
とができるとともに、この電流共振周波数の決定は、ト
ランスの１次側の電圧共振系とは独立して行うことがで
き、トランスの２次側に設けた共振インダクタのインダ
クタンスを変更するだけで電流共振周波数を調整するこ
とができる。

【００５８】そのため、電流共振時の共振周波数を決定
するＬ成分を製造前に確実に管理することができるとと
もに、電流共振周波数のばらつきを抑えて、このばらつ
きに対する周波数補正のための煩わしい調整を無くすこ
とができ、結果的に、生産性を向上し、かつ生産コスト
を低減することができる。

【００５９】また、共振インダクタを１次側に設けた場
合には、トランスの出力を降圧とする場合、１次側電流
が２次側電流に比べて扱う電流値が小さく、共振インダ
クタの電流容量を小さくできるので、コストダウンを図
ることができる。

【００６０】また、共振インダクタを２次側に設けた場
合には、トランスの出力を昇圧とする場合、２次側電流
が１次側電流に比べて扱う電流値が小さく、共振インダ
クタの電流容量を小さくできるので、コストダウンを図
ることができるとともに、トランスの出力を降圧とする
場合には、共振インダクタに加わる電圧値が小さくなる
ため、部品の実装密度を上げることができ、省スペース
化が可能にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路のブロッ
ク図

【図２】本発明の第２の実施の形態の電源回路のブロッ
ク図

【図３】本発明の第１及び第２の実施の形態の電源回路
における動作波形図

【図４】従来の電源回路の構成を示すブロック図

【符号の説明】

１，２スイッチ素子３，４電圧共振コンデンサ５トランス６電流共振コンデンサ７，８整流ダイオード９チョークコイル１０平滑コンデンサ１４，１５，１６，１７共振インダクタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷に対する電力源である直流電源から
スイッチング方式により得られた別の直流を前記負荷に
供給し、前記別の直流を得る際に、電圧共振及び電流共
振を用いる電源回路において、前記直流電源からの直流
信号をオンオフして交流信号に変換するスイッチ素子
と、直流的に絶縁された１次側と２次側との間に漏れイ
ンダクタンスを形成し、１次側に前記スイッチ素子から
の交流信号が供給され、その交流信号を２次側から出力
するトランスと、前記スイッチ素子の両端に並列に接続
され前記トランスの１次側の巻線とともに電圧共振の共
振周波数の決定要素となる電圧共振コンデンサと、前記
トランスの１次側の巻線とスイッチ素子に直列的に接続
された共振インダクタと、前記トランスの２次側から出
力された交流信号を整流する整流部と、前記整流部の出
力端子に並列に接続され前記電流共振の共振周波数の決
定要素となる電流共振コンデンサと、前記整流部により
整流された信号を平滑して前記別の直流を出力するため
のインダクタンス成分と容量成分とを有する平滑手段と
を備え、前記共振インダクタを、そのインダクタンス
が、前記漏れインダクタンスよりも十分大きく、且つ前
記平滑手段のインダクタンス成分より十分小さくなるよ
う構成した電源回路。
【請求項２】負荷に対する電力源である直流電源から
スイッチング方式により得られた別の直流を前記負荷に
供給し、前記別の直流を得る際に、電圧共振及び電流共
振を用いる電源回路において、前記直流電源からの直流
信号をオンオフして交流信号に変換するスイッチ素子
と、直流的に絶縁された１次側と２次側との間に漏れイ
ンダクタンスを形成し、１次側に前記スイッチ素子から
の交流信号が供給され、その交流信号を２次側から出力
するトランスと、前記スイッチ素子の両端に並列に接続
され前記トランスの１次側の巻線とともに電圧共振の共
振周波数の決定要素となる電圧共振コンデンサと、前記
トランスの２次側から出力された交流信号を整流する整
流部と、前記トランスの２次側の巻線と整流部に直列的
に接続された共振インダクタと、前記整流部の出力端子
に並列に接続され前記電流共振の共振周波数の決定要素
となる電流共振コンデンサと、前記整流部により整流さ
れた信号を平滑して前記別の直流を出力するためのイン
ダクタンス成分と容量成分とを有する平滑手段とを備
え、前記共振インダクタを、そのインダクタンスが、前
記漏れインダクタンスよりも十分大きく、且つ前記平滑
手段のインダクタンス成分より十分小さくなるよう構成
した電源回路。
【請求項３】電圧共振コンデンサを、その容量がスイ
ッチ素子の浮遊容量より十分大きくなるよう構成した請
求項１または請求項２に記載の電源回路。
【請求項４】電流共振コンデンサを、その容量が平滑
手段における容量成分より十分小さくなるよう構成した
請求項１または請求項２に記載の電源回路。
【請求項５】スイッチ素子とトランスと電圧共振コン
デンサと共振インダクタと整流部とを各２組用いてプシ
ュプル構成とした請求項１から請求項４のいずれかに記
載の電源回路。