JPH0519731B2 - - Google Patents

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JPH0519731B2
JPH0519731B2 JP59239599A JP23959984A JPH0519731B2 JP H0519731 B2 JPH0519731 B2 JP H0519731B2 JP 59239599 A JP59239599 A JP 59239599A JP 23959984 A JP23959984 A JP 23959984A JP H0519731 B2 JPH0519731 B2 JP H0519731B2
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voltage
circuit
transistor
collector
input
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Jii Merubaato Joachimu
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ESU JII ESU ATESU DOITSUCHIRANDO HARUBURAITAA BAUEREMENTE GmbH
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ESU JII ESU ATESU DOITSUCHIRANDO HARUBURAITAA BAUEREMENTE GmbH
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Publication date
Application filed by ESU JII ESU ATESU DOITSUCHIRANDO HARUBURAITAA BAUEREMENTE GmbH filed Critical ESU JII ESU ATESU DOITSUCHIRANDO HARUBURAITAA BAUEREMENTE GmbH
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Publication of JPH0519731B2 publication Critical patent/JPH0519731B2/ja
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/468—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC characterised by reference voltage circuitry, e.g. soft start, remote shutdown

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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、負荷と直流に接続される直流電圧調
整器（Series Voltage Regulator）に関する。
（発明の技術的背景とその問題点） 従来用いられる直流電圧調整器は第１図に示さ
れるように構成され、負荷に安定した直流電圧を
供給するようなされている。この直流電圧調整器
から公称出力電圧を得るために、その入力電圧は
一定の臨界値以上に維持されねばならない。もし
入力電圧が上記臨界値以下に降下すると、差動増
幅器は調整用トランジスタを飽和状態に駆動す
る。この場合、調整用トランジスタＴに生じる低
いコレクタ−エミツタ飽和抵抗のために妨害電
圧、例えば妨害交流電圧は上記飽和状態において
何等減衰されることなく調整器の出力側に到達す
る。上記妨害電圧の抑制は通常の電圧範囲、すな
わち入力電圧が臨界値よりも高い場合においての
み可能であり、この場合公称電圧が出力側に得ら
れる。
例えば車輌用ラジオのような適用において、入
力信号の交流電圧部分の抑制はこの直流電圧調整
器の出力直流平均電圧の安定化と共に必要であ
る。上記特性は高入力電圧範囲のみならず、出力
電圧が公称値に到達しない低入力電圧範囲におい
ても達成されねばならない。
上記要件は、通常の直流電圧調整器によく知ら
れたRC低域フイルタを付加することにより達成
される。しかしながら、上記付加は追加の出費と
上記RC低域フイルタの抵抗中における出力の浪
費を伴う。トランジスタ，ツエナーダイオードお
よびキヤパシタの組合せによる種々の回路も不十
分で、近似的な解決を与えるに過ぎない。
（発明の目的） 本発明の目的は、従来の直流電圧調整器の上記
欠点を克服すると共に、簡単で電力を消費しない
方法で全ての入力電圧範囲に亘つて、確実に妨害
電圧を抑制し得るように従来の直流電圧調整器を
改良することにある。
（発明の概要） 本発明よれば、通常電圧範囲における調整器と
しての機能と、低電圧範囲における低域フイルタ
としての機能とを有すると共に、低域動作におけ
る調整器中での電圧降下が電流に無関係である直
流電圧調整器が設けられている。本発明による直
流電圧調整器は低電圧範囲で低域フイルタの特徴
をもつているが、一定のオーミツク抵抗を伴う欠
点は回避される。
（発明の実施例） 通常電圧範囲で入力電圧と出力電圧との間に差
異があり、この差電圧により相互コンダクタンス
回路に出力電流を生じ、電圧制限回路によりキヤ
パシタの充電電圧が制限されるまで、そのキヤパ
シタを連続的に充電する。入力電圧が大きく、従
つて限定された振幅の負方向妨害電圧のピークに
よつては調整用トランジスタが飽和されない場
合、本発明による直流電圧調整器は通常の動作を
示す。また、調整用トランジスタを飽和せしめる
ような負方向妨害電圧ピークが現れた場合、上記
妨害は直ちに入力電圧と出力電圧の差異に基づい
て検出され、そのような負方向ピークによつても
調整用トランジスタがほぼ飽和せしめられない値
に直流電圧調整器の出力電圧を降下せしめる。上
記降下は、それ以下では調整用トランジスタが妨
害ピークにより飽和せしめられ得る入出力間のあ
る電圧差において、上記相互コンダクタンス回路
の出力電流方向と逆転することにより達成され
る。これにより、上記キヤパシタは放電せしめら
れ、その結果差動増幅器の基準電圧は降下せしめ
られ、従つて調整器の出力電圧は、“低い公称電
圧値”に降下せしめられる。調整器出力電圧の降
下は、妨害電圧により調整用トランジスタを飽和
せしめない値に迄調整器の入出力電圧差を減少さ
せると共に、相互コンダクタンス回路の出力側電
流を零とする。もし入力電圧がその後上昇する
と、相互コンダクタンス回路の出力側電流はその
方向を逆転し、上記キヤパシタを充電してより高
い基準電圧を与える。入力電圧の直流値が低位電
圧範囲内にある場合、上記直流電圧調整器の出力
電圧はその公称値より低い値に制御される。
基準電圧値が変化せしめられる上記直流電圧調
整器において、その入力側に加えられる妨害電圧
の影響は、その調整器の直流出力電圧値を降下せ
しめることにより相互に回避することができる。
直流電圧調整器の直流平均出力電圧の上記変化
は、通常この調整器により電圧を供給される装置
の側で対処し得る。これらの装置は、通常供給電
圧の広い変化範囲において動作し得るよう設計さ
れている。しかしながら、これらの装置は通常ハ
ムのような妨害電圧に敏感である。本発明の適当
な実施例において、上記不都合は例え本直流電圧
調整器の入力電圧が低い場合においても回避され
る。
比較的小さなキヤパシタを使用する場合におい
ても、大きな充電時定数、つまり本直流電圧調整
器の良好な低域フイルタ効果を得るために、相互
コンダクタンス回路の相互コンダクタンスは出来
るだけ小さく選ばれる。線形に変化する相互コン
ダクタンスを有する相互コンダクタンス回路がよ
り好都合に使用される。
本発明のより望ましい実施例においては、本電
圧調整器の入力電圧および出力電圧の差に関する
下方および上方の閾値の間においては、線形に変
化する小さな相互コンダクタンスを示し、上記下
方の閾値よりも小さいかあるいは上方の閾値より
も大きい場合、大きな相互コンダクタンスを示す
相互コンダクタンス特性が用いられる。この大き
な相互コンダクタンスのために、上記電圧差が上
記下方の閾値よりも小さいかあるいは上方の閾値
よりも大きい場合、本電圧調整器の低域フイルタ
動作は阻害される。しかしながら、一方において
本発明調整器の負方向の大きな妨害電圧に対する
急速な対応と、他方において本調整器が電源に接
続された場合、上記キヤパシタの平常動作電圧へ
の急速な充電、従つて本電圧調整器の短かい立上
時間が達成される。
上記相互コンダクタンス回路は差動増幅回路と
して作られることが望ましく、その一方の入力は
本調整器の入力と接続され、その他方の入力は本
調整器の出力と接続される。１個の補助電源が上
記差動増幅回路の上記一方の入力と本調整器の入
力との間に接続されていてもよく、この補助電源
の電圧は、調整用トランジスタが飽和せしめられ
る前に相互コンダクタンス回路の出力電流が逆転
され、キヤパシタが充電されるように選ばれる。
上記補助電源は定電圧のものであつてもよく、あ
るいは又直流電圧調整器に過大な始動電流が流れ
ることを防止する西独特許出願P33 41 345号中
に詳細に記載されるように、直流電圧調整器の出
力電流により制御される可変電圧の電源であつて
もよい。あるいは、この補助電圧源を使用する代
りに、相互コンダクタンス回路として非対称に動
作する差動増幅回路を使用し、この差動増幅回路
の２つの入力電圧間の差の極性が変化した時のみ
ならず、この差が一定の正の閾値以下に降下した
時に、相互コンダクタンス回路の出力電流が方向
を変えキヤパシタを放電するようなされてもよ
い。この場合、上記正の閾値が補助電源の電圧に
相当する。
本発明の特に望ましい実施例において、上記相
互コンダクタンス回路として２個のトランジスタ
を有する差動増幅回路が用いられ、これらトラン
ジスタのベース端子は上記補助電圧源と本直流電
圧調整器の出力に夫々接続され、そのエミツタ端
子はエミツタ・インピーダンスを通じて相互に接
続され、各エミツタ端子は夫々１個の電流源と接
続され、また、上記トランジスタのコレクタ端子
は加算回路の２つの入力端子と接続され、この加
算回路の出力電流は上記相互コンダクタンス回路
の出力電圧として上記キヤパシタを充電あるいは
放電せしめる。上記加算回路は望ましくは電流ミ
ラー（carrent mirror）回路を含み、このミラー
回路の一入力端子に上記２個のトランジスタの一
方のコレクタが接続され、ミラー回路の出力は、
上記キヤパシタと上記２つのトランジスタ中の他
方のトランジスタのコレクタとの間の接続点に接
続される。
通常の動作範囲において非常に低い相互コンダ
クタンスを得るために、上記相互コンダクタンス
回路の差動増幅回路に含まれる２つのトランジス
タはそのエミツタ側が電流により制御される負帰
還回路に接続されると共に、夫々２つのコレクタ
をもつ複合トランジスタとして構成されることが
望ましい。上記複合トランジスタの夫々に設けら
れた２つのコレクタは、夫々異なるコレクタ領域
をもつている。より小さいコレクタ領域をもつコ
レクタが上記加算回路に接続され、従つて加算回
路に与えられるコレクタ電流は小さく、本例に用
いられる各トランジスタの全コレクタ電流の約10
％に過ぎない。
線形領域以外での相互コンダクタンスの増加
は、何れの場合も上記相互コンダクタンス回路が
充分に変調された場合にのみ動作せしめられる１
個の補助トランジスタにより達成される。
本発明による直流電圧調整器は全てバイポーラ
トランジスタを用いて構成されることが望ましい
が、その一部を電界効果トランジスタを用いて構
成することも可能である。本発明による直流電圧
調整器はモノリシツクな集積回路として形成され
ることが望ましい。この場合、キヤパシタは上記
集積から除外される。非常に小さな相互コンダク
タンスを得るために、比較的小さなキヤパシタが
用いられる。
以下添付の図面を参照して、本発明の構成およ
び効果を種々の実施例について説明する。
第１図は公知の電圧調整器を示し、その回路上
辺にコモンベース型の調整用トランジスタＴが設
けられている。本電圧調整器の出力は抵抗R1お
よびR2より成る分圧回路に接続される。上記調
整用トランジスタＴのベースは差動増幅器Ｖの出
力側と接続され、この差動増幅器Ｖの負入力端子
は上記分圧回路の分圧点と接続され、その正入力
端子は基準電圧源UREFと接続される。
入力電圧U1が充分高い場合、上記差動増幅器
は上記調整用トランジスタＴを経て得られる出力
電圧U2により、分圧器抵抗R1に生じる電圧が基
準電圧UREFとほぼ等しくなるよう動作せしめられ
る。上記出力電圧U2はこれによりその公称電圧
値に維持される。
入力電圧U1がある一定の臨界値以下において
は、出力電圧U2を上記公称電圧値に設定するこ
とは不可能となる。もし、出力電圧U1を上記基
準電圧UREFに対応する公称電圧値にしようとする
と、差動増幅器Ｖは調整用トランジスタＴを飽和
状態とする。この場合、例えば交流電圧形状の妨
害電圧は、飽和状態の調整用トランジスタＴのコ
レクタ−エミツタ間に得られる低抵抗によりほと
んど妨害されずに出力側に到達し、この直流電圧
調整器に接続される負荷に妨害効果を及ぼす。
第２図に示される本発明の実施例は、基準電圧
源以下は上記公知の直流電圧調整器と同様の回路
成分から構成される。従来の直流電圧調整器にお
いて定電圧を発生する基準電圧源UREFの代わり
に、本発明による直流電圧調整器は制御可能な基
準電圧源をもつている。この基準電圧源はキヤパ
シタＣを含み、その一方の端子は差動増幅器Ｖの
正入力端子に接続され、その他方の端子は本直流
電圧調整器の共通帰線に接続される。上記キヤパ
シタＣと並列にツエナーダイオードあるいはアク
テイブ制限回路より成る電圧制限回路Ｂが設けら
れる。相互コンダクタンス回路Ｇの出力が、差動
増幅器Ｖと接続される上記キヤパシタＣの一方の
端子と接続され、この相互コンダクタンス回路Ｇ
は、その一方の端子が補助電圧源ULを通じて第
２図左方頂部に示される本直流電圧調整器の入力
端子Ｅに接続され、他方の端子が第２図の右方頂
部に示される本発明の直流電圧調整器の出力端子
Ａと接続される。
本発明においても、電圧増幅率V0を有する差
動増幅器Ｖ、直流調整要素として動作するパワー
トランジスタより成る調整用トランジスタＴ、お
よび分圧抵抗器R1，R2より成る負帰還回路が使
用される。
V0≫R2／R1の場合 U2＝（１＋R2／R1）UC ………(1) が成立し、ここに、UCはキヤパシタＣの充電電
圧で相互コンダクタンス回路Ｇにより制御され
る。相互コンダクタンス回路の出力電流IAが正の
場合、キヤパシタＣの電圧UCは電圧制限回路Ｂ
により制限された一定電圧URにまで充電され、
従つて本直流電圧調整器の出力電圧U2は次式で
示される公称電圧に保たれる。
U2＝U2 NOM＝UR（１＋R2／R1） ………(2) 電流IAは IA＝ｇ・UD ………(3) となる。ここに、ｇは実数相互コンダクタンス
で、UDは相互コンダクタンス回路Ｇの制御電圧
で、 UD＝U1−（U2＋UL） ………(4) である。ここに、ULは一定の補助電圧である。
U1≧U2 NOM＋UL ………(5) の場合、相互コンダクタンス回路Ｇの入力の差電
圧は UD≧０ ………(6) となり、かつこの動作領域において、上記相互コ
ンダクタンス回路Ｇの出力側電流IAは IA≧０ となる。
一方、本直流電圧調整器入力の低電圧範囲にお
いては U1＜U2 NOM＋UL ………(6) が成立し、上記差電圧UDは負となる。かくして
相互コンダクタンス回路の出力電流IAは負とな
り、キヤパシタＣは放電する。キヤパシタ電圧
UCが前記一定値UR以下となると、直流電圧調整
器の出力電圧U2はその公称電圧値U2NOM以下に調
整される。相互コンダクタンス回路Ｇは補助調整
器として作用し、定常状態において差電圧UDが
零となり、相互コンダクタンス回路Ｇの出力電流
が零となるようキヤパシタ電圧UCを変化せしめ、
従つて下記の関係が成立する。
U1＝UL＋U2 ………(7) IA＞０の動作範囲、すなわち公称電圧U2NOMが得
られる通常の電圧範囲において、妨害電圧の圧縮
率 Ｄ＝U1eff／U2eff ………(8) は電圧制限回路Ｂの無視し得る程度に低い動作イ
ンピーダンスのために不定となり、ほぼ差動増幅
器の実際の差動、すなわち差動増幅器Ｖの入力に
含まれる妨害電圧に対する感度により決定され
る。
直流電圧調整器の定電圧動作において、相互コ
ンダクタンス回路Ｇの線型動作範囲中の妨害電圧
の圧縮について次の関係が成立する。
Ｄ(p)＝１＋１／ｇ１／PC（１＋R2／R1）…(9) ここに、Ｐ＝jωである。即ち、低電圧範囲で
の妨害電圧の圧縮率ＤはキヤパシタンスＣと相互
コンダクタンスｇにより決定される。補助電圧
ULは、補助調整器として動作する相互コンダク
タンス回路Ｇが調整動作に関与する低入力電圧動
作中、調整用トランジスタのコレクタ−エミツタ
間の平均電圧の設定値を決定する。従つて上記補
助電圧ULは、調整回路の遅れのために調整不可
能な入力電圧中の最大負性妨害電圧の振幅によつ
ても、調整用トランジスタＴが飽和されないよう
選定されねばならない。
回路の動的特性は、相互コンダクタンス回路Ｇ
の非線形動作特性ｇにより適当に改善される。第
３図は種々の相互コンダクタンス特性ｇを示す。
このうち特性１は上述の線形特性を示し、特性２
はUD＞UD2の範囲では特性１程急傾斜ではない
が、UD＜UD2の範囲ではより鋭く傾斜しており、
ここにUD2はUDに対する下方の閾値を示す。上記
下方の閾値UD2よりも低い負性妨害電圧が到来し
た場合、相互コンダクタンス特性の上述された非
常に大きい傾斜は大きなキヤパシタ放電電流を生
じる。従つて、このような妨害電圧に対する回路
の反応は急速となる。下方の閾値UD2以上の差電
圧UDに対する穏やかな傾斜はフイルタとしての
時定数を増大し、これにより本調整器のフイルタ
動作を改善する。第３の特性３は更に上方の閾値
UD1以上、すなわちUD＞UD1において再び急峻な
傾斜を有する特性を示す。このような特性が用い
られると、特に回路がスイツチONされた後の整
定時間が短縮される。出力電圧U2が入力電圧U1
よりもはるかに小さく、従つてUD＞UD1の場合、
キヤパシタＣに流入する電流IAが急激に増加して
キヤパシタＣを急速に充電し、これにより出力側
の公称電圧U2NOMが速やかに達成される。
モノリシツクな集積に特に適した本発明による
直流電圧調整器の望ましい実施例が第４図に示さ
れる。この実施例では第３図の特性３による非線
形相互コンダクタンス回路が用いられる。相互コ
ンダクタンス回路Ｇおよび補助電圧源ULが夫々
点線により示される。
補助電圧源ULが直流電圧調整器の入力側に並
列に接続されたダイオードD1、抵抗R3，R4およ
び電流源I03より成る一連の回路として構成され
る。上記電流源I03より得られる一定電流I03は、
上記ダイオードD1および２つの抵抗R3，R4より
成る一連の配列上に一定の電圧降下ULを生ぜし
める。この補助電圧は下方の抵抗R3と電流源I03
との間の接続点Ｍから得られる。
相互コンダクタンス回路Ｇ第１のトランジスタ
T1および第２のトランジスタT2を有する差動増
幅器回路を含んでいる。第１のトランジスタT1
のベースは上記補助電圧源ULの接続点Ｍと接続
される。第２のトランジスタT2のベースは、調
整用トランジスタＴのエミツタと接続される出力
端子Ａと接続される。第１のトランジスタT1の
エミツタは電流源IB1を経て、また第２のトラン
ジスタT2のエミツタは電流源IB2を経て、上記調
整用トランジスタＴのコレクタと接続される入力
端子Ｅと夫々接続される。さらに上記２個のトラ
ンジスタT1，T2のエミツタは、２個の抵抗R5，
R6より成る分圧器を通じて互いに接続される。
上記２個のトランジスタT1おびT2は、夫々主
コレクタおよび副コレクタを有する複合トランジ
スタとして構成され、副コレクタは接地されると
共に、主コレクタはダイオードとして使用される
トランジスタT3と他のトランジスタT4とを備え
た電流ミラー回路の一端に接続される。主コレク
タ領域と副コレクタ領域との比を適当に選択する
ことにより、第１および第２のトランジスタT1
およびT2の主コレクタを流れるコレクタ電流は、
全コレクタ電流の一部、上述の例では約10％にな
されている。この結果、相互コンダクタンスｇは
下記の値に減少せしめられる。
ｇ＝0.1１／R5＋R6 ………(10) 第４図に示される実施例において、電流IAがそ
の出力側に得られた加算回路は、上述のトランジ
スタT3およびT4を含む電流ミラー回路により形
成される。トランジスタT1の主コレクタから流
れる電流は、電流ミラー回路のトランジスタT3
のコレクタと接続される入力端中に流入すると共
に、それはトランジスタT4のコレクタにより形
成される電流ミラー回路の出力端の接続点Ｘにお
いて、トランジスタT2の主コレクタから得られ
る電流に加算される。この加算された結果が相互
コンダクタンス回路Ｇの出力電流IAとなる。
第３図の特性２の様にUDが下方の閾値UD2以下
の場合、相互コンダクタンスの増加はそのエミツ
タがトランジスタT2のベースに接続され、その
コレクタがトランジスタT1の主コレクタに接続
され、そのベースがダイオードD2を経て補助電
圧源ULの抵抗R3およびR4間の接続点Ｙに接続さ
れるトランジスタT5により行なわれる。下方の
閾値UD2は補助電圧源ULの抵抗R3における電圧降
下により設定される。トランジスタT5のエミツ
タとベースとの間の電位の隔差は、ダイオード
D2により補償される。トランジスタT1とT2のベ
ース間の電圧差UDが上記下方の閾値UD2以下に降
下すると、トランジスタT5は導通して大きなコ
レクタ電流を電流ミラー回路T3，T4の入力端に
供給する。この電流は電流ミラー回路の出力点Ｘ
に現われ、キヤパシタＣの急速な放電と直流電圧
調整器の出力電圧U2の減少された直流平均電圧
値の降下を生じる。
トランジスタT1のエミツタとトランジスタT2
の主コレクタとの間にトランジスタT6が接続さ
れ、トランジスタT6のベースは抵抗R5およびR6
間の接続点と接続される。差電圧UDが上方の閾
値UD1を越えると、トランジスタT6は導通せしめ
られ比較的大きな電流を、トランジスタT5によ
り供給された電流の方向と反対の方向に接続点Ｘ
に流下せしめる。従つて、トランジスタT6が導
通すると、相互コンダクタンス回路Ｇの出力電流
IAは接続点ＸからキヤパシタＣに流入し、キヤパ
シタＣをその最大制限電圧URにまで充電する。
トランジスタT1〜T4で構成される相互コンダク
タンス回路Ｇは、下方の閾値UD2と上方の閾値
UD1との間で次の条件下に線形に動作せしめられ
る。
IB1,1・（R5＋R6）＞UD1,2 ……(11) 電流源I03から得られる基準電流IRは、直流接続
R3，R4，D1に電圧降下ULを生じる。この電圧降
下を分圧点Ｙにおいて取出すことにより、下方の
閾値に相当する電圧値UD2が得られる。上方の閾
値UD1については、次の関係がほぼ成立する。
UD1＝（１＋R6／R5）UBET6 ………(12) 電圧制限回路Ｂは、第４図においてツエナーダ
イオードで表示的に示されるが、それはまた他の
電子的制限回路によつても実現することができ
る。
第４図に示される直流電圧調整器は次のように
動作する。入力電圧U1が加えられる時、出力電
圧U2およびキヤパシタ電圧UCは未だ０で、従つ
て入出力電圧差UDは上方の閾値UD1よりも大き
い。従つて、トランジスタT6は大きなコレクタ
電流を接続点Ｘに流し、キヤパシタＣは相互コン
ダクタンス回路Ｇの大きな出力電流IAにより充電
される。その結果、出力電圧U2に急速にその公
称電圧値U2NOMに向つて上昇せしめられる。出力
電圧U2の上昇は上記差電圧UDを減少する。差電
圧UDが上方の閾値UD1以下に減少するとトランジ
スタT6は断となり、トランジスタT1〜T4で成る
線形相互コンダクタンス回路のみが動作せしめら
れる。通常の動作範囲において、調整用トランジ
スタＴ中での電圧降下のため上記差電圧UDは正
に維持され、従つてトランジスタT2の正コレク
タから得られる電流が電流ミラー回路T3，T4を
通ずるトランジスタT1の主コレクタ電流より大
となり、従つて相互コンダクタンス回路Ｇの出力
電流IAは連続的にキヤパシタＣを充電する。キヤ
パシタ電圧UCが制限電圧URまで上昇せしめられ
ると、充電電流IAの存在にかかわらずキヤパシタ
電圧は一定となる。
直流電圧調整器が連続的に低電圧範囲で動作せ
しめられるか、負性妨害電圧のピークが入力に加
えられると、入力電圧U1は出力側の公称電圧
U2NOMと補助電圧ULとの和よりも小となり（式(6)
参照）、差電圧UDの極性は逆転する。従つて、ト
ランジスタT1の主コレクタから電流ミラー回路
T3，T4に与えられる電流はトランジスタT2の主
コレクタ電流より大となり、相互コンダクタンス
回路Ｇの出力電流IAの極性もまた逆転せしめられ
る。これによりキヤパシタＣは放電され、キヤパ
シタ電圧UCは減少する。出力電圧U2はかくして
差動増幅器Ｖの作用により公称電圧以下に調整さ
れる。
相互コンダクタンスｇが線形でかつ小さい範囲
においては、キヤパシタＣの充電時常数は大き
い。妨害電圧の負性振幅が上記差電圧UDを下方
の閾値UD2以下に生じさせる場合、トランジスタ
T5の導通により大電流が電流ミラー回路の入力
側に供給され、この大電流は相互コンダクタンス
回路Ｇの出力点である接続点Ｘにおいて、キヤパ
シタＣに大きな放電電流を流すように作用する。
このため、出力電圧U2は急速に低下せしめられ、
差電圧UDが下方の閾値UD2よりも高い値に回復せ
しめられる。低電圧範囲での上述の低域フイルタ
特性により、本発明の直流電圧調整器はそれに接
続される負荷装置をその全ての動作範囲に旦つて
妨害電圧から保護する。第４図の実施例に示され
た非線形相互コンダクタンス特性を選択すること
により、種々の動作状態に急速に対処し得る直流
電圧調整器を設けることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の直流電圧調整器を示す回路図、
第２図は本発明による直流電圧調整の基本形態を
示すブロツク図、第３図は第２図に示す直流電圧
調整器に用いられる相互コンダクタンス回路の
種々の伝導特性を示すグラフ、第４図は第２図に
示す直流電圧調整装置において、相互コンダクタ
ンス回路と補助電圧源との特に望ましい実施態様
を示す回路図である。 Ｔ…調整用トランジスタ、Ｖ…差動増幅器、
UREF…基準電圧、U1…入力電圧、U2…出力電圧、
R1，R2…分圧抵抗、UL…補助電圧源、Ｅ…入力
端子、Ａ…出力端子、Ｃ…キヤパシタ、Ｂ…電圧
制限器、Ｇ…相互コンダクタンス回路、UD…差
電圧、ｇ…相互コンダクタンス、UC…キヤパシ
タ電圧、D1，D2…ダイオード、R3，R4，R5，R6
…抵抗、I03，I04，IB1，IB2…定電流源、T1，T2…
２コレクタトランジスタ、T3，T4…電流ミラー
回路トランジスタ、T5，T6…閾値設定トランジ
スタ、Ｘ，Ｙ…接続点、IA…相互コンダクタンス
出力電流。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ コレクタおよびエミツタが入出力端子間の直
    流辺中に配置され、ベースが出力電圧U2に比例
    する電圧を基準電圧UCと比較する差動増幅器Ｖ
    により制御されるようになつている調整用トラン
    ジスタＴを有する直流電圧調整器において、上記
    基準電圧UCがキヤパシタＣにより設けられ、こ
    のキヤパシタＣに上記基準電圧UCを予定の最大
    値URに制限する電圧制限回路Ｂが並列に接続さ
    れ、この電圧制限回路Ｂは相互コンダクタンス回
    路Ｇの出力側に接続され、上記相互コンダクタン
    ス回路Ｇの出力電流IAが入力電圧U1と出力電圧
    U2との間の差電圧により変化せしめられること
    を特徴とする直流電圧調整器。 ２ 上記電圧制限回路Ｂが上記キヤパシタＣに並
    列に接続され、これにより得られた並列回路の一
    端が上記調整用トランジスタＴを含まない直流辺
    と接続されると共に、上記並列回路の他端は上記
    差動増幅器Ｖの正の入力端子と上記相互コンダク
    タンス回路Ｇの出力側とに接続され、上記差動増
    幅器Ｖの負の入力端子が出力端子間に並列に接続
    された第１の分圧回路R1，R2の分岐点と接続さ
    れることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
    載の直流電圧調整器。 ３ 上記電圧制限回路Ｂが上記キヤパシタＣと並
    列に接続されたツエナーダイオードより成ること
    を特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に
    記載の直流電圧調整器。 ４ 上記電圧制限回路Ｂが上記キヤパシタＣに並
    列に接続された電子的制限回路より成ることを特
    徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載
    の直流電圧調整器。 ５ 上記相互コンダクタンス回路Ｇが線形相互コ
    ンダクタンス特性を有することを特徴とする特許
    請求の範囲第１項ないし第４項のいずれか１項に
    記載の直流電圧調整器。 ６ 上記入力電圧U1と出力電圧U2との間の差電
    圧UDが下方の閾値UD2より大きい場合、上記相互
    コンダクタンス回路Ｇが低い線形相互コンダクタ
    ンス特性を示し、上記差電圧が上記下方の閾値
    UD2より小さい場合、上記回路Ｇが大きな相互コ
    ンダクタンスｇを示すことを特徴とする特許請求
    の範囲第１項ないし第４項のいずれか１項に記載
    の直流電圧調整器。 ７ 上記入力電圧U1と出力電圧U2との間の差電
    圧UDが上方の閾値UD1より小さい場合、上記相互
    コンダクタンス回路Ｇが低い線形相互コンダクタ
    ンス特性を示し、上記差電圧UDが上記上方の閾
    値UD1より大きい場合、上記回路Ｇが大きな相互
    コンダクタンスｇを示すことを特徴とする特許請
    求の範囲第１項ないし第４項又は第６項のいずれ
    か１項に記載の直流電圧調整器。 ８ 相互コンダクタンス回路Ｇが差動回路、望ま
    しくは差動増幅回路として構成されて、上記調整
    用トランジスタＴと接続された入力接続点Ｅと接
    続される第１の入力と、上記調整用トランジスタ
    Ｔと接続される出力接続点Ａと接続された第２の
    入力とを持つていることを特徴とする特許請求の
    範囲第１項ないし第７項のいずれか１項に記載の
    直流電圧調整器。 ９ 補助電圧源ULが上記入力接続点Ｅと上記差
    動回路Ｇの第１の入力との間に接続されることを
    特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の直流電
    圧調整器。 １０ 補助電圧源ULが一定電圧を出力すること
    を特徴とする特許請求の範囲第９項に記載の直流
    電圧調整器。 １１ 上記差動回路Ｇが差動増幅回路として配列
    される２つのトランジスタT1，T2を含み、第１
    のトランジスタT1のベースは上記補助電圧源UL
    と接続され、第２のトランジスタT2のベースに
    出力接続点Ａと接続され、第１のトランジスタ
    T1のエミツタは第１の電流源IBIを経て、第２の
    トランジスタT2のエミツタは第２の電流源IB2を
    経て上記入力接続点Ｅに接続され、上記２つのト
    ランジスタT1，T2のエミツタはエミツタインピ
    ーダンスR5，R6を経て互いに接続され、上記キ
    ヤパシタＣはその入力が夫々第１のトランジスタ
    T1のコレクタおよび第２のトランジスタT2のコ
    レクタに接続される加算回路T3，T4，Ｘの出力
    と接続される特許請求の範囲第９項又は第１０項
    に記載の直流電圧調整器。 １２ 上記加算回路T3，T4，Ｘが電流ミラー回
    路T3，T4を含み、電流ミラー回路T3，T4の入力
    が第１のトランジスタT1のコレクタと接続され、
    上記電流ミラー回路T3，T4の出力が第２のトラ
    ンジスタT2のコレクタと上記キヤパシタＣとの
    間の接続点Ｘと接続される特許請求の範囲第１１
    項に記載の直流電圧調整器。 １３ 上記第１および第２のトランジスタT1，
    T2が夫々大きく異なつたコレクタ領域を持つ少
    なくも２個のコレクタを有する複合トランジスタ
    として構成され、それより小さいコレクタ領域を
    持つコレクタが上記加算回路T3，T4，Ｘと接続
    される特許請求の範囲第１１項又第１２項に記載
    の直流電圧調整器。 １４ 上記補助電圧源ULが第２の分圧回路D1，
    R3，R4より成る直流回路と第３の電流源I03とを
    含み、上記第２の分圧回路D1，R3，R4と第３の
    電流源I03との間の接続点が第１のトランジスタ
    T1のベースと接続され、第３のトランジスタT5
    のコレクタおよびエミツタは第２のトランジスタ
    T2のベースと第１のトランジスタT1の加算回路
    に接続されたコレクタとの間に接続され、上記第
    ３のトランジスタT5のベースはダイオードD2を
    経て上記第２の分圧回路D1，R3，R4の分圧点Ｙ
    と接続される特許請求の範囲第１１項ないし第１
    ３項のいずれか１項に記載の直流電圧調整器。 １５ 上記エミツタインピーダンスは２個の抵抗
    器R5，R6の直流回路により形成され、第４のト
    ランジスタT6のエミツタは第１のトランジスタ
    T1のエミツタと、コレクタは第２のトランジス
    タT2の上記加算回路T3，T4，Ｘと接続されるコ
    レクタと接続され、上記第４のトランジスタT6
    のベースは上記エミツタインピーダンスの２つの
    抵抗R5，R6間の接続点Ｓと接続される特許請求
    の範囲第１１項ないし第１４項のいずれか１項に
    記載の直流電圧調整器。 １６ 全てのトランジスタがバイポーラトランジ
    スタであることを特徴とする特許請求の範囲第１
    項ないし第１５項のいずれか１項に記載の直流電
    圧調整器。 １７ 少なくともその一部が電界効果トランジス
    タより成ることを特徴とする特許請求の範囲第１
    項ないし第１３項のいずれか１項に記載の直流電
    圧調整器。 １８ 望ましくは上記キヤパシタＣ以外はモノリ
    シツクな集積回路に形成されたことを特徴とする
    特許請求の範囲第１項ないし第１７項のいずれか
    １項に記載の直流電圧調整器。
JP59239599A 1983-11-15 1984-11-15 直流電圧調整器 Granted JPS60169915A (ja)

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