JPH05207782A

JPH05207782A - 可変リラクタンスモータの駆動装置

Info

Publication number: JPH05207782A
Application number: JP4013289A
Authority: JP
Inventors: Yukio Aoyama; 行夫青山
Original assignee: Brother Industries Ltd
Current assignee: Brother Industries Ltd
Priority date: 1992-01-28
Filing date: 1992-01-28
Publication date: 1993-08-13
Anticipated expiration: 2016-05-28
Also published as: JP3170838B2

Abstract

(57)【要約】【目的】簡単な構成で高速回転特性に優れた可変リラ
クタンスモータの駆動装置を提供する。【構成】コンデンサＣ１とＣ２との接続点は電圧中点
Ｍでスター結線された相巻線Ｌａ〜Ｌｃの中性点Ｎに接
続される。通電回路１５では、トランジスタＴＲ1a〜Ｔ
Ｒ1cがＯＮすると、トランジスタ→相巻線→中性点の経
路で電流が流れ、ＯＦＦすると相巻線Ｌ→中性点→コン
デンサＣ２→転流ダイオード→相巻線のループで電流が
流れコンデンサＣ２を充電する。一方、ランジスタＴＲ
2a〜ＴＲ2cがＯＮすると、中性点→相巻線Ｌ→トランジ
スタの経路で電流が流れ、ＯＦＦすると相巻線Ｌ→転流
ダイオード→コンデンサＣ１→中性点Ｎ→相巻線のルー
プで電流が流れコンデンサＣ１を充電する。つまり、通
電・遮断の際に、コンデンサＣ１，Ｃ２の一方が給電源
用として他方が回生電荷蓄積用として働く。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、可変リラクタンスモー
タの駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】可変リラクタンスモータ（以下、ＳＲモ
ータという）は、ステータ及びロータが鉄製であり磁束
密度を高くできるので、大きなトルクが得られるという
利点があるが、その反面、相巻線のインダクタンスが大
きく励磁電流を急激に増減することは困難である。特
に、高速回転時の出力特性（回転数−トルク特性）に優
れていないので、高速回転用には採用されず中低速回転
用のモータとして用いられることが多い。

【０００３】このような特徴をもつＳＲモータは、その
各相巻線が駆動装置によって直流電源回路から所定の循
環順序で通電され回転駆動される。その通電が遮断され
たとき、当該相巻線には、１／２×Ｈ×ｉ² （ｉ：通
電停止の瞬間の相巻線電流，Ｈ：相巻線のインダクタン
ス）の磁気エネルギ［Ｊ］が蓄積されている。この磁気
エネルギを速やかに回収してＳＲモータの回転に対して
負のトルクが発生しないように、駆動装置では磁気エネ
ルギを電荷として回生しコンデンサに蓄える回生・蓄電
回路を設けている。

【０００４】例えば、図８の（Ａ）欄に示すように、直
流電源１０２から相巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへの通電を制
御する通電制御回路１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃを主
要部として構成された３相ＳＲモータの駆動装置１００
が知られている。この種の駆動装置１００においては、
予め定められた循環順序で各相巻線Ｌａ〜Ｌｃを通電し
ステータの当該磁極（不図示）を励磁することで、ロー
タを連続回転させる。例えば、Ａ相→Ｂ相→Ｃ相→Ａ相
という循環順序で、当該相の二つのトランジスタ（１１
２ａ・１１４ａ），（１１２ｂ・１１４ｂ），（１１２
ｃ・１１４ｃ）を同時に順次ＯＮ−ＯＦＦさせること
で、駆動装置１００はＳＲモータを回転駆動する。夫々
のトランジスタ（１１２ａ・１１４ａ）〜（１１２ｃ・
１１４ｃ）がＯＦＦしたときに、励磁されていた相巻線
Ｌａ〜Ｌｃに蓄積された磁気エネルギを、電荷として転
流ダイオード（１１６ａ・１１８ａ），（１１６ｂ・１
１８ｂ），（１１６ｃ・１１８ｃ）を介して直流電源１
０２のコンデンサ１０４に回生し、回生電荷を次に通電
される相巻線Ｌａ〜Ｌｃに供給することで、負のトルク
の発生を抑制すると共に電力損失を少なくしている。こ
の場合には、容量の大きいコンデンサを採用して通電遮
断時に過電圧にならないようにしている。

【０００５】又、図８の（Ｂ）欄に示すように、降圧型
チョッパ回路２１０を採用した３相ＳＲモータの駆動装
置２００も知られており、降圧型チョッパ回路２１０に
よって直流電源２０２のコンデンサ２０４及び回生コン
デンサ２１２に過電圧が印加されないようにすること
で、比較的小容量のコンデンサを採用できる。

【０００６】この駆動装置２００では、通電トランジス
タ２１４ａ，２１４ｂ，２１４ｃがＯＦＦしたときに、
相巻線Ｌａ〜Ｌｂに蓄積された磁気エネルギは、転流ダ
イオード２１６ａ，２１６ｂ，２１６ｃを介して電荷と
して回生コンデンサ２１２に蓄えられる。その結果、回
生コンデンサ２１２の電圧は上昇する。その電圧が所定
の制限電圧を越えると、チョッパ制御回路２１８からの
指令によってスイッチング・トランジスタ２２０がＯＮ
し、回生コンデンサ２１２から直流リアクトル２２２を
介して電源側コンデンサ２０４に電流が流れる。電流が
流れ回生コンデンサ２１２の電圧が制限電圧を下回る
と、スイッチング・トランジスタ２２０がＯＦＦする。
この降圧チョッパ動作によって、回生コンデンサ２１２
の電圧は一定に保たれると共に、回生コンデンサ２１２
に吸収しきれない磁気エネルギを直流リアクトル２２２
に一時的にため込ことで、電源側コンデンサ２０４の過
電圧を防ぐ。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、前者の駆動装
置１００においては、一つの相に二つのトランジスタ
（１１２ａ・１１４ａ）〜（１１４ａ・１１４ｃ）及び
転流ダイオード（１１６ａ・１１８ａ）〜（１１６ｃ・
１１８ｃ）を用いており素子数が多くなるので、装置が
大型かつ複雑になるといった問題や、ＳＲモータの相巻
線Ｌａ〜Ｌｃから駆動装置１００への引き出し線が相の
倍数あるので、配線数及び接続端子の数が増加するとい
った問題がある。

【０００８】又、後者の駆動装置２００では、前者に比
べてスイッチング素子及び転流ダイオードの数が半分と
なるが、降圧型チョッパ回路２１０が必要となるので、
回路構成が複雑になるといった問題がある。更に上記し
たように、ＳＲモータでは相巻線のインダクタンスが大
きいために高速回転時の出力特性に劣るという特性があ
る。

【０００９】勿論、直流電源電圧を高圧にして特性を改
善することも考えられるが、耐圧の大きな素子等が必要
となり、作製コストが高くなるという問題があって簡単
には採用できない。或いは、電気自動車のように直流電
源がバッテリであって積載寸法や重量の制限があるため
に高圧にすることが困難であるときには、相巻線の巻数
を減らしてインダクタンスを小さくすることで特性を改
善することも考えられる。しかし、同じ大きさのトルク
を発生させるためにより大きな電流が必要となり電力−
トルクの変換効率が悪くなるといった問題や、スイッチ
ング素子の電流容量には限界があり通電量を増大させる
ことにも限度があるので高速回転特性を改善するまでに
は到らないので、これまた採用は困難である。

【００１０】そこで本発明は、簡単簡素な構成であると
共に高速回転特性に優れた可変リラクタンスモータの駆
動装置を提供することを目的としてなされた。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の要旨とするとこ
ろは、直流電源回路から可変リラクタンスモータの夫々
の相巻線へ通電して可変リラクタンスモータを回転駆動
する可変リラクタンスモータの駆動装置であって、夫々
の相巻線を相互にスター結線し、且つスター結線の中性
点と直流電源回路の電圧中点とを接続すると共に、スタ
ー結線された相巻線の夫々と直流電源回路の正極又は負
極とを予め定められた組合わせで順次断続して所定の循
環順序で夫々の相巻線を通電する通電手段を備えてなる
ことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆動装置に
ある。

【００１２】

【作用】上記のように構成された本発明の装置によれ
ば、夫々の相巻線を相互にスター結線し、且つスター結
線の中性点と電源回路の電圧中点とを接続する。従っ
て、スター結線された相巻線の夫々と駆動装置とを接続
して通電が行われる。通電手段が、夫々の相巻線と直流
電源回路の正極又は負極とを予め定められた組合わせで
順次断続する。その通電では、直流電源の正極から相巻
線を経て中性点（そして、電圧中点）に到る方向が正方
向であり、一方、中性点から電圧中点を通り相巻線を経
て直流電源の負極に到る方向が負方向であるので、相巻
線から中性点に流れる電流が正方向、逆の流れが負方向
である。例えば、Ａ相・Ｂ相・Ｃ相の３相可変リラクタ
ンスモータの場合、Ａ相巻線を直流電源回路の正極に、
Ｂ相巻線を同負極に、Ｃ相巻線を同正極に、Ａ相巻線を
同負極に、Ｂ相巻線を同正極に、Ｃ相巻線を同負極に、
順次断続することで、Ａ相（正方向）→Ｂ相（負方向）
→Ｃ相（正方向）→Ａ相（負方向）→Ｂ相（正方向）→
Ｃ相（負方向）→Ａ相（正方向）という循環順序で励磁
が行われれる。このようにして可変リラクタンスモータ
は回転駆動される。

【００１３】尚、可変リラクタンスモータは、そのロー
タに永久磁石を用いないと共に、ステータのみを励磁し
て発生する電磁力によってロータを吸引してロータを回
転させるので、通電タイミングが同じであれば通電方向
が逆方向になっても、回転トルクは常に同じ方向であ
る。

【００１４】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面と共に説明す
る。まず、図１は本発明を適用した可変リラクタンスモ
ータの駆動部を表す電気回路図、図２は駆動部の回路動
作を模式的に表す説明図、図３は可変リラクタンスモー
タ制御系のブロック図、図４は可変リラクタンスモータ
の構造を表す説明図である。

【００１５】図１に示すように、３相構成（Ａ相、Ｂ相
及びＣ相）の可変リラクタンスモータ（以下、ＳＲモー
タと呼ぶ）の駆動部１０は、電源回路１３と、電源回路
１３からＳＲモータＳＲＭの各相巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ
への通電を断続する通電回路１５とを主要部として構成
され、ＳＲモータＳＲＭ制御系の一部をなしている。

【００１６】電源回路１３は、二つの整流ダイオードＤ
Ｒ１，ＤＲ２と、同容量の二つのコンデンサＣ１，Ｃ２
とからなる倍電圧整流回路であって、単相交流ＡＣを倍
電圧２Ｖに整流する。直列接続されたコンデンサＣ１と
Ｃ２との接続中点は電圧中点Ｍであって、単相交流ＡＣ
の一端に接続されると共にスター結線された相巻線Ｌａ
〜Ｌｃの中性点Ｎ（後述する）に、引き出し線ｌｎによ
って接続されている。

【００１７】通電回路１５は、６アーム・ブリッジ構成
で、いわゆるインバータと同じ回路である。即ち、ＳＲ
モータＳＲＭの各相巻線Ｌａ〜Ｌｃへの通電を断続する
６個のトランジスタ（ＰＮＰトランジスタＴＲ1a，ＴＲ
1b，ＴＲ1c及びＮＰＮトランジスタＴＲ2a，ＴＲ2b，Ｔ
Ｒ2c）と、相巻線Ｌａ〜Ｌｃから電荷を回生するために
夫々設けられた６個の転流ダイオードＤ1a，Ｄ1b，Ｄ1
c，Ｄ2a，Ｄ2b，Ｄ2cとから構成されている。通電回路
１５では、ＰＮＰトランジスタＴＲ1a〜ＴＲ1c側に設け
られた転流ダイオードＤ1a〜Ｄ1cと、ＮＰＮトランジス
タＴＲ2a〜ＴＲ2c側に設けられた転流ダイオードＤ2a〜
Ｄ2cとは、直列接続され、前者の転流ダイオードＤ1a〜
Ｄ1cは、カソードが正極側の電源母線ＤＣＢus（＋）に
接続され、後者の転流ダイオードＤ2a〜Ｄ2cは、アノー
ドが負極側の電源母線ＤＣＢus（−）に接続されてい
る。

【００１８】又、トランジスタＴＲ1aとＴＲ2aとの接続
点が、相巻線Ｌａの一端に、トランジスタＴＲ1bとＴＲ
2bとの接続点が、相巻線Ｌｂの一端に、トランジスタＴ
Ｒ1cとＴＲ2cとの接続点が相巻線Ｌｃの一端に、夫々引
き出し線ｌａ，ｌｂ，ｌｃによって接続されている。

【００１９】尚、通電回路１５として、汎用モジュール
として作製されたインバータを転用してもよい。このよ
うに回路構成され通電回路１５では、予め定められた循
環順序でトランジスタＴＲ1a〜ＴＲ2cの一つがＯＮする
ことで、相巻線Ｌａ〜Ｌｃの一つを通電する。例えば、
ＴＲ1a→ＴＲ2b→ＴＲ1c→ＴＲ2a→ＴＲ1b→ＴＲ2c→Ｔ
Ｒ1aの循環順序でトランジスタＴＲ1a〜ＴＲ2cがスイッ
チングして、Ａ相→Ｂ相→Ｃ相→Ａ相の循環順序で励磁
する。通電期間が過ぎトランジスタＴＲ1a〜ＴＲ2cがＯ
ＦＦした際、相巻線Ｌａ〜Ｌｃに蓄積された磁気エネル
ギは、転流ダイオードＤ1a〜Ｄ1c又はＤ2a〜Ｄ2cを介し
て、コンデンサＣ１又はＣ２に電荷として回生される。
その通電及び回生の経路は、ＰＮＰトランジスタＴＲ1a
〜ＴＲ1cのスイッチングのときと、ＮＰＮのトランジス
タＴＲ2a〜ＴＲ2cのスイッチングのときとでは異なる。

【００２０】即ち、図２に示すように、トランジスタＴ
Ｒ1a〜ＴＲ1cの一つ（図ではＴＲ１の参照記号で表し
た）がＯＮすると、トランジスタＴＲ１→当該相巻線
（図では参照記号Ｌで表した）→中性点Ｎの経路で電流
が流れ、トランジスタＴＲ１がＯＦＦすると、当該相巻
線Ｌ→中性点Ｎ→コンデンサＣ２→転流ダイオードＤ２
→相巻線Ｌのループ（図に一点鎖線で示した）で電流ｉ
１が流れてコンデンサＣ２を充電する。一方、トランジ
スタＴＲ2a〜ＴＲ2cの一つ（図ではＴＲ２の参照記号で
表した）がＯＮすると、中性点Ｎ→当該相巻線Ｌ→トラ
ンジスタＴＲ２の経路で電流が流れ、トランジスタＴＲ
２がＯＦＦすると、当該相巻線Ｌ→転流ダイオードＤ１
→コンデンサＣ１→中性点Ｎ→当該相巻線Ｌのループ
（図に二点鎖線で示した）で電流ｉ２が流れてコンデン
サＣ１を充電する。つまり、トランジスタＴＲ1a〜ＴＲ
1cによる通電・遮断の際に、コンデンサＣ１，Ｃ２の一
方が給電源用として他方が回生電荷蓄積用として働く。

【００２１】又、上記したようにＮＰＮトランジスタＴ
Ｒ２のスイッチング時には、ＰＮＰトランジスタＴＲ１
のときとは逆の方向に電流が流れる。しかし、ＳＲモー
タＳＲＭはロータに永久磁石を用いないと共に、ステー
タのみを励磁して発生する電磁力によってロータを吸引
してロータを回転させる。そのため、通電タイミングが
同じであれば通電方向が異なっても回転トルクは常に同
じ方向となる。

【００２２】図３に示すように、可変リラクタンスモー
タ制御系（以下、単に制御系という）は、駆動部１０、
主制御部２０、通電制御部３０から構成されている。主
制御部２０は、磁極センサ（不図示）からの検出信号Ｓ
MPや電流センサＣＳからの検出信号ｉdet （相巻線電流
値）、外部からの速度指令信号ＳＰなどに基づいて、Ｓ
ＲモータＳＲＭの通電周期及び通電期間（通電タイミン
グ）を定める。通電制御部３０は、主制御部２０からの
通電タイミング信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣに基づいて通電す
る相を選択すると共に当該相巻線Ｌａ〜Ｌｃの通電極性
を決定し、正転シーケンス又は逆転シーケンスで各相巻
線Ｌａ〜Ｌｃを通電するように、各トランジスタＴＲ1a
〜ＴＲ2cのベースにスイッチングパルスＰＡ，ＰＢ，Ｐ
Ｃ，Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃを出力して各トランジスタＴＲ1a
〜ＴＲ2cのスイッチングを制御する。

【００２３】又通電制御部３０は、通電中に周知のチョ
ッパ制御を実行して相巻線電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを所望
レベルになるように制御して、出力トルクの大きさを調
節する。具体的には、目標電流値と検出した相巻線電流
値との偏差に応じてチョッピングのデューティ・レシオ
を制御する。

【００２４】尚、制御系各部の構成は周知であるので詳
細は省略する。図４に示すように、制御系によって運転
されるＳＲモータＳＲＭは、６極構成のステータＳＴと
４突極構成のローラＲＯとを有する周知の３相モータで
ある。ステータ磁極Ｐa1とＰa2とが対極をなしてＡ相を
形成し、ステータ磁極Ｐb1とＰb2とが対極をなしてＢ相
を形成し、ステータ磁極Ｐc1とＰc2とが対極をなしてＣ
相を形成する。このような磁極構造において、ロータ突
極がステータ磁極（Ｐa1・Ｐa2）〜（Ｐc1・Ｐc2）に接
近する区間では、相巻線Ｌａ〜Ｌｃのインダクタンスが
増加し、ロータ突極がステータ磁極（Ｐa1・Ｐa2）〜
（Ｐc1・Ｐc2）と正対したときにインダクタンスは最大
となる。一方、ロータ突極がステータ磁極Ｐa1〜Ｐc2か
ら離反する区間では、相巻線Ｌａ〜Ｌｃのインダクタン
スが減少し、ロータ突極がＳＲモータの機械角（６０
度）の中心位置（３０度、即ち隣り合う二つの磁極の中
央）にあるときに当該相巻線Ｌａ〜Ｌｃのインダクタン
スは最小となる。

【００２５】又、各相Ａ，Ｂ，Ｃの相巻線Ｌａ〜Ｌｃの
一端は相互にスター結線されると共に、他端は端子台Ｔ
にて引き出し線ｌａ，ｌｂ，ｌｃ，ｌｎを介して駆動部
１０に接続されている。更に、スター結線の中性点Ｎ
は、電源回路１３の電圧中点Ｍに接続されている。従っ
て、ＳＲモータＳＲＭと駆動部１０とのワイヤハーネス
は、端子台Ｔからの４本の引き出し線ｌａ，ｌｂ，ｌ
ｃ，ｌｎだけである。

【００２６】次に、駆動部１０によるＳＲモータＳＲＭ
の回転駆動について説明する。図５に示すように、駆動
部１０の通電タイミングは、通電制御部３０からトラン
ジスタＴＲ1a〜ＴＲ2cのベースに、タイミングが互いに
電気角でπだけずれているスイッチングパルスＰＡ〜Ｐ
Ｃ，Ｐａ〜Ｐｃが入力されることによって決定される。
例えば、トランジスタＴＲ1a〜ＴＲ2cが、ＴＲ1a→ＴＲ
2b→ＴＲ1c→ＴＲ2a→ＴＲ1b→ＴＲ2c→ＴＲ1aの循環順
序でスイッチングして、Ａ相｛相巻線電流ｉａ（正方
向）｝→Ｂ相｛相巻線電流ｉｂ（負方向）｝→Ｃ相｛相
巻線電流ｉｃ（正方向）｝→Ａ相｛相巻線電流ｉａ（負
方向）｝→Ｂ｛相巻線電流ｉｂ（正方向）｝→Ｃ｛相巻
線電流ｉｃ（負方向）｝→Ａ相巻線電流ｉａ（正方
向）｝の循環順序で各相の双方向通電が行われてＡ相→
Ｂ相→Ｃ相→Ａ相の循環順序で励磁される。更に、相巻
線Ｌａ〜Ｌｃのインダクタンスが増加する領域で通電す
れば、正のトルクが発生することから、ＳＲモータＳＲ
Ｍの駆動時には、インダクタンスの増加領域で通電が行
われる（インダクタンスが減少する領域で通電すれば、
負のトルクが発生するので、制動時にはインダクタンス
の減少領域で通電が行われる）。

【００２７】このように、各相の双方向通電が行われ各
相が励磁されてＳＲモータＳＲＭが回転駆動されるの
で、出力トルクの変動が少なく滑らかな回転で、ＳＲモ
ータＳＲＭが運転される。そして、駆動部１０による通
電及び通電遮断の際には、電源回路１３の二つのコンデ
ンサＣ１とＣ２とが、交互に給電源用として又は回生電
荷蓄積用として働く。つまり、一方のコンデンサＣ１又
はＣ２が、相巻線Ｌａ〜Ｌｃに蓄積された磁気エネルギ
を回生すると共に、他方のコンデンサＣ２又はＣ１が、
相巻線Ｌａ〜Ｌｃに給電するので、磁気エネルギは速や
かに回生されると共に電源電圧２Ｖより高い電圧が相巻
線Ｌａ〜Ｌｃに印加される。従って、相巻線電流ｉａ〜
ｉｃの立ち上がり及び立ち下がりが急峻となる。

【００２８】尚、本実施例ではインダクタンスの減少領
域で通電を開始しているが、これはインダクタンスが小
さく無視できるからであり、インダクタンスが減少から
増加に転じる領域ではインダクタンスが小さく電流の立
ち上がりが急峻になるからである。

【００２９】以上説明したように本実施例では、相巻線
Ｌａ〜Ｌｂを相互にスター結線し、且つスター結線の中
性点Ｎと電源回路１３の電圧中点Ｍとを接続したので、
ＳＲモータＳＲＭと駆動部１０とのワイヤハーネスを、
引き出し線ｌａ〜ｌｃ，ｌｎの４本だけとすることがで
きる。それ故、駆動部１０の小型化及び構成の簡素化に
功を奏し、従って信頼性も増す。

【００３０】又、通電回路１５を６アーム・ブリッジ構
成としたので、汎用モジュールとして作製されたインバ
ータを採用することができ、装置作製が極めて容易であ
る。更に、駆動部１０による通電と通電遮断の際には、
電源回路１３の二つのコンデンサＣ１とＣ２とが交互に
給電源用又は回生電荷蓄積用として働くので、相巻線電
流ｉａ〜ｉｃの立ち上がり及び立ち下がりを急峻にする
ことができる。従って、高速回転時の出力特性（回転数
−トルク特性）を改善することができる。

【００３１】上記のように本実施例では、二つのコンデ
ンサＣ１とＣ２とが交互に充電・放電を繰り返す構成で
あり、両者の容量が正確に等しくないときには、その容
量誤差によって両者の端子電圧の大きさに差が生じ拡大
することもある。そのため、その電圧アンバランスを検
出し、検出結果に基づいて通電シーケンスを変更するこ
とで安定したＳＲモータＳＲＭの運転を実現してもよ
い。

【００３２】ここで、電圧アンバランス検出判定回路の
一例について説明する。図６の（Ａ）欄に示すように、
電圧アンバランス検出判定回路５０は、コンデンサＣ１
とＣ２との電圧アンバランスを検出する検出回路５２
と、検出回路５２の出力と所定の閾値とを比較判定する
コンパレータ５４ａ，５４ｂからなる論理回路５４とか
ら構成される。

【００３３】検出回路５２は、コンデンサＣ１，Ｃ２の
端子電圧ＶC1，ＶC2を検出するための分圧抵抗Ｒ１，Ｒ
３及びＲ２，Ｒ４（但し、Ｒ１＝Ｒ２＞＞Ｒ３＝Ｒ４）
と、周知の加算器ＡＤとからなる。加算器ＡＤにおいて
は、抵抗Ｒ５＝Ｒ６とすると、加算器ＡＤの出力はコン
デンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧の総和ＶC1＋ＶC2（以
下、総和電圧という）となる。しかし、非反転端子
（＋）が電圧中点Ｍ及び中性点Ｎに接続されており、コ
ンデンサＣ２の端子間電圧ＶC2は負の電位として検出さ
れるので、加算器ＡＤの出力ＶADには、［｜ＶC2｜−｜
ＶC1｜］が現れ、この出力ＶADはコンデンサＣ１とＣ２
との電圧アンバランスの大きさに比例している。

【００３４】コンパレータ５４ａ，５４ｂは、加算器Ａ
Ｄの出力ＶADと正の閾値Ｒとを、又は出力ＶADと負の閾
値Ｓとを比較判定し、判定信号ＳＪ，ＳＫを出力する。
これらの比較結果は、コンデンサＣ１とＣ２との電位差
の大きさを反映している。即ち、図の（Ｂ）欄に示すよ
うに、出力ＶADが、正の閾値Ｒと負の閾値Ｓとの間にあ
るときは（Ｒ＞ＶAD＞Ｓ）、総和電圧ＶC1＋ＶC2も正の
基準値Ｑと負の基準値Ｐとの間にある。つまり、コンデ
ンサＣ１の端子電圧ＶC1とコンデンサＣ２の端子電圧Ｖ
C2との電圧アンバランスは小さく、コンパレータ５４ａ
及び５４ｂの判定信号は、共に正となる（ＳＪ＞０，Ｓ
Ｋ＞０）。

【００３５】出力ＶADが、正の閾値Ｒより大きいときに
は（図において、右上がりの斜線で示した領域にあり、
ＶAD＞＞０であるときには）、総和電圧ＶC1＋ＶC2は、
負の基準値Ｐより小さい。つまり、コンデンサＣ２の端
子電圧ＶC2が、コンデンサＣ１の端子電圧ＶC1よりかな
り大きく（ＶC2＞＞ＶC1）、コンパレータ５４ａ及び５
４ｂの判定信号は、負及び正となる（ＳＪ＜０，ＳＫ＞
０）。

【００３６】一方、出力ＶADが、負の閾値Ｓより小さい
ときには（図において、左上がりの斜線で示した領域に
あり、ＶAD＜＜０であるときには）、総和電圧ＶC1＋Ｖ
C2が、正の基準値Ｑより大きい。つまり、コンデンサＣ
１の端子電圧ＶC1がコンデンサＣ２の端子電圧ＶC2より
かなり大きく（ＶC1＞＞ＶC2）コンパレータ５４ａ及び
５４ｂの判定信号は、正及び負となる（ＳＪ＞０，ＳＫ
＜０）。

【００３７】上記の判定信号ＳＫ，ＳＪは、通電制御部
３０の中に設けられた論理回路７０に入力される。論理
回路７０は、周知のＪＫフリップフロップＦＦと論理積
回路ＡＮＤとからなり、通電制御部３０の中にあって主
制御部２０からの通電タイミング信号ＳＡ〜ＳＣ及びコ
ンパレータ５４ａ，５４ｂからの判定信号ＳＪ，ＳＫに
基づいて、ＰＮＰトランジスタＴＲ1a〜ＴＲ1cによる通
電又はＮＰＮのトランジスタＴＲ2a〜ＴＲ2cによる通電
を選択するための選択信号ＣＨ１又はＣＨ２（共にＨig
アクティブ）を出力する。つまり通電制御部３０では、
選択信号ＣＨ１又はＣＨ２に基づいて、所定の循環順序
で各相を通電する際、ＰＮＰトランジスタＴＲ1a〜ＴＲ
1cによる通電か（ＣＨ１がアクティブのとき）、又はＮ
ＰＮのトランジスタＴＲ2a〜ＴＲ2cによる通電か（ＣＨ
２がアクティブのとき）を決めるのである。

【００３８】尚、図にはＡ相の場合を示したが、Ｂ相及
びＣ相についても同様である。まず、コンデンサＣ１の
端子電圧ＶC1とコンデンサＣ２の端子電圧ＶC2とが近似
してバランスがとれているときには、論理回路７０は選
択信号ＣＨ１とＣＨ２とを交互に出力する。即ち、ＪＫ
フリップフロップＦＦのＪ，Ｋ両入力とも正であるの
で、通電タイミング信号ＳＡのパルスが入力される毎
に、その立ち上がりタイミングでＪＫフリップフロップ
ＦＦの出力（Ｑ及び反転Ｑ）が反転するので、論理積回
路ＡＮＤは選択信号ＣＨ１とＣＨ２とを交互に出力す
る。その結果、トランジスタＴＲ1aとＴＲ2aとは通常通
りの循環順序でスイッチングする。

【００３９】コンデンサＣ２の端子電圧ＶC2が、コンデ
ンサＣ１の端子電圧ＶC1よりかなり大きくなると、論理
回路７０は選択信号ＣＨ２のみを出力する。即ち、ＪＫ
フリップフロップＦＦの出力は［Ｑ＝Ｌow，反転Ｑ＝Ｈ
ig］に保持されるので、論理積回路ＡＮＤは選択信号Ｃ
Ｈ２のみを出力する。その結果、ＰＮＰトランジスタＴ
Ｒ1aがＯＮする代わりにＮＰＮトランジスタＴＲ2aがＯ
Ｎして、コンデンサＣ２から放電が行われて端子電圧Ｖ
C2が下がり、電圧アンバランスが解消される。

【００４０】コンデンサＣ１の端子電圧ＶC1が、コンデ
ンサＣ２の端子電圧ＶC2よりかなり大きくなると、論理
回路７０は選択信号ＣＨ１のみを出力する。即ち、ＪＫ
フリップフロップＦＦの出力は［Ｑ＝Ｈig，反転Ｑ＝Ｌ
ow］に保持されるので、論理積回路ＡＮＤは選択信号Ｃ
Ｈ１のみを出力する。その結果、ＮＰＮトランジスタＴ
Ｒ2aがＯＮする代わりにＰＮＰトランジスタがＴＲ1aが
ＯＮして、コンデンサＣ１から放電が行われて端子電圧
ＶC1が下がり、電圧アンバランスが解消される。

【００４１】更に、本実施例では電源回路１３に倍電圧
整流回路を用いたが、この他に電源回路をバッテリで構
成してもよい。例えば図７の（Ａ）欄に示すように、電
源回路７２は、バッテリＢ１，Ｂ２の直列回路及びコン
デンサＣ１，Ｃ２の直列回路で構成され、バッテリＢ
１，Ｂ２の接続中点がコンデンサＣ１，Ｃ２の接続中点
に接続されて電圧中点Ｍとなっている。又、図７の
（Ｂ）欄に示すように、電源回路８２は、一つのバッテ
リＢＴと二つのコンデンサＣ１，Ｃ２とからなり、コン
デンサＣ１とＣ２との接続中点にバッテリの正極が接続
され、その接続点はＳＲモータＳＲＭの起動後、コンデ
ンサＣ１が充電された後に電圧中点Ｍとなる。

【００４２】これらバッテリＢ１・Ｂ２，ＢＴを用いた
場合にも、上記実施例と同様に二つのコンデンサＣ１と
Ｃ２とが交互に充電・放電を繰り返す。従って、相巻線
電流ｉａ〜ｉｃの立ち上がり及び立ち下がりを急峻にし
て高速回転時の出力特性（回転数−トルク特性）を改善
することができる。

【００４３】それ故、バッテリを駆動電源として用いる
電気自動車の駆動モータとしてＳＲモータを採用するこ
とができる。従来は、バッテリの積載寸法や重量の制限
があるためにバッテリの数を増やして出力電圧を高圧に
することができないために、高速回転時の出力特性が劣
っていたＳＲモータの採用は困難であったが、このよう
な問題は、本実施例では克服されている。

【００４４】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、夫
々の相巻線を相互にスター結線し、且つスター結線の中
性点と電源回路の電圧中点とを接続すると共に、スター
結線された相巻線の夫々と直流電源回路の正極又は負極
とを予め定められた組合わせで順次断続して所定の循環
順序で夫々の相巻線を通電するので、可変リラクタンス
と駆動装置との引き出し線の数を削減することができ
る。

【００４５】それ故、駆動装置の小型化及び構成の簡素
化に功を奏し、従って装置の信頼性も増す。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の可変リラクタンスモータの駆動部を表
す電気回路図である。

【図２】駆動部の動作説明図である。

【図３】可変リラクタンスモータ制御系のブロック図で
ある。

【図４】可変リラクタンスモータの構造の説明図であ
る。

【図５】相巻線のインダクタンスや電流変化特性等を表
す説明図である。

【図６】電圧アンバランス検出判定回路の電気回路図及
び電圧アンバランスの判定動作の説明図である。

【図７】別構成の電源回路を用いた駆動部を表す電気回
路図である。

【図８】従来の可変リラクタンスモータの駆動装置を表
す電気回路図である。

【符号の説明】

１０…駆動部１３…電源回路１５…通電回路ＴＲ1a，ＴＲ1b，ＴＲ1c…ＰＮＰトランジスタＴＲ2a，ＴＲ2b，ＴＲ2c…ＮＰＮトランジスタＣ１，Ｃ２…コンデンサＭ…電圧中点Ｎ…中性
点Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ…相巻線ＳＲＭ…可変リラクタン
スモータ

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【手続補正書】

【提出日】平成４年２月３日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源回路から可変リラクタンスモー
タの夫々の相巻線へ通電して可変リラクタンスモータを
回転駆動する可変リラクタンスモータの駆動装置であっ
て、上記夫々の相巻線を相互にスター結線し、且つ該スター
結線の中性点と上記直流電源回路の電圧中点とを接続す
ると共に、上記スター結線された相巻線の夫々と上記直流電源回路
の正極又は負極とを予め定められた組合わせで順次断続
して所定の循環順序で上記夫々の相巻線を通電する通電
手段を備えてなることを特徴とする可変リラクタンスモ
ータの駆動装置。