JPH05219048A - エコーキャンセラを用いた秘話通信装置のサンプリング同期方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 エコーキャンセラを用いた秘話通信装置にお
いて、Ｍ系列信号の絶対値の局所的な偏りに対しても安
定したサンプリング同期を送信側と受信側間で取ること
ができるようにする。 【構成】 送信側で加算した同じＭ系列信号と受信した
秘話信号をディジタル変換した信号との相関信号の直流
成分と、このＭ系列信号を一定時間遅延させた信号と上
記ディジタル変換した信号との相関信号の直流成分とで
取った差分信号から、ループフィルタ１５にて直流成分
を取り出し、更にこの直流成分の信号を積分器１８で平
坦化した信号を乗算器１９で重み付けした信号と、上記
直流成分の信号を乗算器２０で重み付けした信号とを加
算してサンプリング周波数を決定するＤＰＬＬ１４に入
力する。アナログディジタル変換回路１３を駆動するサ
ンプリング周波数を決定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は通信装置によって伝送さ
れる音声情報の保護のための秘話伝送方式に関し、特に
送信側装置と受信側装置でのサンプリング同期を行うエ
コーキャンセラを用いた秘話通信装置のサンプリング同
期方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来この種のエコーキャンセラを用いた
アナログ秘話方式は、エコーキャンセラの原理を用いて
送信側で送信信号に雑音を加えて送信する。受信側でそ
の送信側で加えた雑音を除去して、所望する送信信号を
取り出している。従って秘話方式の様々な特性はエコー
キャンセラの原理に依存する。ここで簡単にエコーキャ
ンセラの原理と、エコーキャンセラを用いた秘話方式に
ついて、それぞれ図を参照しつつ以下に説明する。

【０００３】図２はエコーキャンセラの原理図を示して
いる。この図２において、近端側入出力端子３０は２線
４線変換を行うハイブリッド回路３１に接続され、この
ハイブリッド回路３１はエコーキャンセラ３３の送信信
号入力端子３２と受信信号出力端子３７とに接続され、
送信信号入力端子３２は加算器３５の一方の入力端子に
接続されている。この加算器３５の他方の入力端子には
トランスバーサルフィルタ３６の出力端子が接続されて
いる。エコーキャンセラ３３の送信信号出力端子３４は
遠端側出力端子３９に、受信信号入力端子３８は遠端側
入力端子４０と接続されている。この様にエコーキャン
セラ３３は加算器３５とトランスバーサルフィルタ３６
とで構成されている。

【０００４】このエコーキャンセラの動作は、トランス
バーサルフィルタ３６の推定インパルス応答ｈｉ（ｊ）
と、遠端側入力端子４０から受信信号入力端子３８を介
して入力された遠端側入力信号ｘ（ｊ）を、下記した式
（１）のような畳込みで、擬似エコー信号ｙ’（ｊ）を
発生させる。

【０００５】次に送信信号入力端子３２から入力される
送信入力信号ｙ（ｊ）から上記の擬似エコー信号ｙ’
（ｊ）を加算器３５を用いて式（２）の様に減算してエ
コーを消去した残差信号ｅ（ｊ）を得る。 ここで、次
の推定インパルス応答ｈｉ（ｊ＋１）は残差ｅ（ｊ）
（送信入力信号ｙ（ｊ）から擬似エコーｙ’（ｊ）を減
算した残り）が最小（０）となる様に、収束関数αと送
信入力信号ｘ（ｊ）から次式（３）のようにして決定さ
れる。

【０００６】

【数１】

【０００７】

【数２】

【０００８】

【数３】

【０００９】このアルゴリズムでは、近端側入出力端子
３０からのもの以外には信号が無いと仮定している。こ
のため推定時（次の推定インパルス応答の決定）に送信
信号入力端子３２からの入力である近端側入力信号に、
近端側入出力端子３０からハイブリッド回路３１を介し
て送信信号入力端子３２に至る本来の送信信号が加わる
場合、残差信号ｅ（ｊ）は最小（０）にはならず、推定
インパルス応答には誤差を生じる。従って、送信側から
加わる信号が大きい程推定誤差は大きくなり、エコーキ
ャンセラのエコー消去能力は低下する。そこで、遠端側
入力端子４０から受信信号入力端子３８に至る遠端側入
力信号の方が、送信信号入力端子３２からの近端側入力
信号より大きい場合は「ダブルトーク」として上式
（３）の推定動作を停止している。

【００１０】次に、エコーキャンセラを用いた秘話通信
装置の従来例を図３に示す。この図３において、送信側
入力端子５０は加算器５１の一方の入力端子に接続さ
れ、加算器５１の出力端子は送信側出力端子５３に接続
されている。そして、この送信側出力端子５３は伝送路
７０によって受信側入力端子５４と接続されており、秘
話信号が上記加算器５１及びＭ系列信号発生回路５２等
からなる送信側装置から、以下に述べる受信側装置へと
伝送される。また、上記加算器５１の他方の入力端子に
はＭ系列信号発生回路５２が接続されている。このＭ系
列信号発生回路５２は受信側において、送信雑音として
用いられるＭ系列信号を発生する。つまり加算器５１は
送信側入力端子５０から入力された信号に、Ｍ系列信号
発生回路５２が発生したＭ系列信号（雑音信号）を単純
に加算する。

【００１１】受信側入力端子５４はアナログディジタル
変換回路６２の信号入力端子に接続され、この変換回路
６２のサンプリング信号入力端子にはＤｉｇｉｔａｌ
Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ（ディジタル位相
同期ループ、以下：ＤＰＬＬ）６３が接続されている。
このＤＰＬＬ６３は変換回路６２のサンプリング周波数
を制御する。そして、この変換回路６２の出力端子はエ
コーキャンセラ６５と乗算器５５，５８の一方の入力端
子に各々接続されている。乗算器５５の他方の入力端子
二はＭ系列信号発生回路５６の出力端子が、乗算器５８
の他方の入力端子には遅延回路５７の出力端子が各々接
続されている。また、前記Ｍ系列信号発生回路５６の出
力信号であるＭ系列信号は遅延回路５７とエコーキャン
セラ６５とにも入力されるように接続されている。そし
て、乗算器５５，５８の各出力端子は積分器５９，６０
の入力端子と各々接続され、この積分器５９，６０の出
力端子は減算器６１の二つの入力端子と各々接続されて
いる。この減算器６１の出力端子は、入力信号より直流
成分を取り出すループフィルタ６４に接続され、ループ
フィルタ６４の出力端子は前記ＤＰＬＬ６３の入力端子
に接続されている。そうして、エコーキャンセラ６５の
出力端子は受信側出力端子６６と接続されており、この
受信側出力端子６６より送信側から伝送された送信信号
が再生されて出力される。

【００１２】以上の構成で送信側装置では、送信側入力
端子５０から入力された信号のレベルに比べて十分大き
なレベルを持つＭ系列信号発生回路５２の出力信号（Ｍ
系列信号）を、加算器５１で加えて秘話信号とし、更に
送信側出力端子５３から伝送路７０へと送出する。この
Ｍ系列信号によって、送信側出力端子５３と受信側入力
端子５４間の伝送路７０上では大きな雑音（Ｍ系列信
号）のため送信内容を傍受することは困難となり、秘話
が実現される。

【００１３】次に、受信側装置では、受信した秘話信号
を受信側入力端子５４からアナログディジタル変換回路
６２に入力し、ディジタル信号とする。そしてエコーキ
ャンセラ６５、乗算器５５，５８に各々入力する。乗算
器５５ではこのディジタル信号と、Ｍ系列信号発生回路
５６の出力Ｍ系列信号とで相関を取り、乗算器５８では
上記ディジタル信号と、Ｍ系列信号発生回路５６の出力
信号を遅延回路５７によって遅らせた信号とで相関を取
る。そして、それぞれの乗算器５５，５８で相関を取っ
た信号から、さらにローパスフィルタである積分器５
９，６０で直流成分を取出し、減算器６１に入力する。
この積分器５９の出力信号から積分器６０の出力信号を
減算器６１で差し引いてループフィルタ６４に入力す
る。ループフィルタ６４の出力はＤＰＬＬ６３に入力さ
れ、フィルタ６４の出力信号の符号（＋，０，−）によ
ってＤＰＬＬ６３を制御する。これによってアナログデ
ィジタル変換回路６２用のサンプリング周波数ｆ_s2を補
正し、送信側のサンプリング周波数ｆ_s1と等しくなるよ
うにサンプリング周波数ｆ_s2’が決定される。

【００１４】このサンプリング周波数ｆ_s2’に従ってア
ナログディジタル変換回路６２でディジタル信号に変換
された秘話信号は、エコーキャンセラ６５に入力され
る。Ｍ系列信号発生回路５６は送信側で用いたものと同
じＭ系列信号を出力しており、エコーキャンセラ６５で
このＭ系列信号を参照しつつ、前述の秘話信号から原送
信信号を取出し受信側出力端子６６に出力する。尚、サ
ンプリング周波数ｆ_s2’は、受信側が秘話信号を受信し
ていればループフィルタ６４の出力信号で常時修正補正
されるので、送信側と受信側のサンプリング同期を定常
的に取ることができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな秘話信号生成に用いられるＭ系列信号の絶対値のば
らつきは局所的に偏っている場合がある。このときはＤ
ＰＬＬの補正信号が大きく変動することになり、サンプ
リング同期のジッタの増大や極端な場合は同期が外れて
しまう欠点がある。

【００１６】そこで本発明の目的は、エコーキャンセラ
を用いた秘話通信装置において、Ｍ系列信号の絶対値の
局所的な偏りに対しても安定したサンプリング同期を取
る手段を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の本発明の解決手段は、秘話状態を保つための第一のＭ
系列信号を発生させるＭ系列信号発生回路と、入力され
た送信目的の信号に前記第一のＭ系列信号を加算して秘
話信号を生成する加算器とからなり、前記秘話信号を送
信信号として送出する送信側装置と、この送信側装置で
加算した前記第一のＭ系列信号と同じ第二のＭ系列信号
を発生するＭ系列信号発生回路と、受信した前記秘話信
号をサンプリング信号によってディジタル信号に変換す
るアナログディジタル変換回路と、前記ディジタル信号
から前記第一のＭ系列信号を除去して原送信信号を抽出
するエコーキャンセラと、前記第二のＭ系列信号と前記
ディジタル信号との相関をとる第一の乗算器と、前記第
二のＭ系列信号を遅延させた信号と前記ディジタル信号
との相関をとる第二の乗算器と、前記第一の乗算器の出
力相関信号から直流成分を取り出す第一の積分器と、前
記第二の乗算器の出力相関信号から直流成分を取り出す
第二の積分器と、前記第一及び第二の積分器からの信号
の差分を取る減算器と、この減算器の出力信号から低域
成分信号を取り出す第三のフィルタと、前記アナログデ
ィジタル変換回路のサンプリング周波数を決定するディ
ジタル位相同期ループとからなる受信側装置とで構成さ
れるエコーキャンセラを用いた秘話通信装置のサンプリ
ング同期方式において、前記第三のフィルタの出力信号
を積分する積分器と、所定の値に設定した重み付け乗数
を有して、前記積分器の出力信号を重み付ける第一の乗
算器と、所定の値に設定した重み付け乗数を有して、前
記第三のフィルタの出力信号を重み付ける第二の乗算器
と、前記第一第二の乗算器の出力信号相互を加算した信
号を前記ディジタル位相同期ループに出力する加算器と
を前記受信側装置に備えて、前記アナログディジタル変
換回路での前記サンプリング周波数を、前記Ｍ系列信号
の絶対値の偏りに係りなく送信側のサンプリング周波数
と同期させられることを特徴とする。

【００１８】

【実施例】以下本発明の一実施例について図面を参照し
つつ説明する。図１は本発明の一実施例あって、送信側
入力端子１は加算器２の一方の入力端子に接続され、他
方の入力端子にはＭ系列信号発生回路３が接続されてい
る。加算器２の出力端子は送信側出力端子４に接続され
ている。この送信側出力端子４は伝送路７０を介して受
信側入力端子５に接続され、この受信側入力端子５はア
ナログディジタル変換回路１３に接続されている。上記
加算器２は送信側入力端子１からの信号と、Ｍ系列信号
発生回路３の出力する雑音信号であるＭ系列信号とを加
算して秘話信号を生成している。アナログディジタル変
換回路１３にはＤｉｇｉｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ
ｅｄ Ｌｏｏｐ（ディジタル位相同期ループ、以下：Ｄ
ＰＬＬ）１４の出力信号が接続入力されており、この変
換回路１３の出力信号はエコーキャンセラ１６と、乗算
器６及び乗算器９のそれぞれの一方の入力端子とに接続
されている。この乗算器６の他方の入力端子には、送信
側のＭ系列信号発生回路３と同様なＭ系列信号発生回路
７の出力信号が接続入力され、乗算器９の他方の入力端
子には同じく発生回路７の出力信号を遅延回路８で遅延
させて接続入力させている。乗算器６の出力信号は積分
回路１０に接続入力され、乗算器９の出力信号は積分回
路１１に接続入力されている。そうして、積分回路１０
と積分回路１１各々の出力信号は、減算器１２の二つの
入力端子各々に接続入力されている。減算器１２の出力
信号は、その出力信号から直流成分を取り出すループフ
ィルタ１５に接続入力される。このフィルタ１５の出力
信号は、入力信号を積分する積分器１８と、入力信号を
重みβで乗算を行う乗算器２０とに接続入力される。積
分器１８の出力信号は、重みαでその信号を乗算する乗
算器１９に接続入力される。上記乗算器１９，２０の出
力信号は加算器２１に接続入力されて加算され、加算器
２１の出力はＤＰＬＬ１４に接続入力される。そしてこ
のＤＰＬＬ１４で、アナログディジタル変換回路１３の
サンプリング周波数が決定されている。

【００１９】尚、以上の構成において、送信側入力端子
１から送信側出力端子４までが送信側装置で、受信側入
力端子５から受信側出力端子１７までが受信側装置であ
る。

【００２０】以上の構成において、以下その受信側装置
と送信側装置との動作について説明する。送信側入力端
子１から入力された信号のレベルに比べて、十分に大き
なレベルを持つＭ系列信号発生回路３からの出力信号
（Ｍ系列信号）は、加算器２で送信側入力端子１からの
入力信号と加算され、秘話信号として送信側出力端子４
から伝送路７０へと送出される。送信側出力端子４と受
信側入力端子５間の伝送路７０上では、このＭ系列信号
による大きな雑音のため送信内容の傍受は困難になり秘
話が保たれる。

【００２１】次に、受信側装置の動作について説明す
る。受信側入力端子５から入力される入力信号を、アナ
ログディジタル変換回路１３によりディジタル信号に変
換し、乗算器６，９に入力する。乗算器６ではこのディ
ジタル信号と、Ｍ系列信号発生回路７の出力信号とで相
関を取る。また乗算器９では上記ディジタル信号と、Ｍ
系列信号発生回路７の出力信号を遅延回路８によって遅
らせた信号とで相関を取る。そうして、各々の乗算器
６，９で相関を取った信号から、ローパスフィルタであ
る積分回路１０，１１にて直流成分を取出し、減算器１
２に入力する。この減算器１２で、積分回路１０の出力
信号から積分回路１１の出力信号を差し引いてループフ
ィルタ１５に出力する。このループフィルタ１５は低域
通過フィルタであり、減算器１２の出力信号から高域成
分を除去して積分器１８，乗算器２０に出力する。ここ
で、積分器１８と乗算器１９，２０及び加算器２１によ
って構成される回路によって、ループフィルタ１５の出
力信号から緩やかな変動を抽出（急激な変動を平坦化）
して、ＤＰＬＬ１４への制御信号とする。これによっ
て、受信側変換回路１３用のサンプリング周波数ｆ_s2を
補正し、送信側のサンプリング周波数ｆ_s1＝ｆ_s2’とな
るよう決定される。

【００２２】このサンプリング周波数ｆ_s2’に従ってア
ナログディジタル変換回路１３でディジタル信号に変換
された秘話信号は、エコーキャンセラ１６に入力され
る。エコーキャンセラ１６では、Ｍ系列信号発生回路７
で発生させた送信側で用いたものと同じＭ系列信号を参
照しつつ、前述の秘話信号からＭ系列信号を除去して原
送信信号を取出し、受信側出力端子１７に出力する。

【００２３】以上のように、受信側装置のサンプリング
周波数を決定するＤＰＬＬ１４を制御する信号を上述し
たように従来例と異なり、ループフィルタ１５の出力信
号を積分器１８で積分（平坦化）し、さらに所定の値に
設定した重み付け乗数αを有する乗算器１９で重み付け
を行った信号と、ループフィルタ１５の出力信号を所定
の値に設定した重み付け乗数βを有する乗算器２０で重
み付けを行った信号とを加算して求めた。これによりＭ
系列信号の絶対値の偏りに影響を受けないサンプリング
同期を実現できる。また、サンプリング周波数ｆ_s2’
は、受信側に秘話信号が入力される間は常時、送信側の
サンプリング周波数ｆ_s1に近づくように補正されるの
で、送信側と受信側のサンプリング同期を定常的に取る
ことができ、しかもサンプリング周波数の収束具合いに
ついても、乗算器１９，２０の重み付け乗数α，βで変
更できる特徴もある。

【００２４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によるエコー
キャンセラを用いた秘話通信装置において、受信側装置
で受信した秘話信号からサンプリング周波数を決定して
送信側装置とのサンプリング同期を取るため、送信側で
付加したＭ系列信号と、受信秘話信号をサンプリングし
てディジタル信号に変換した信号との第一相関信号を求
め、受信側Ｍ系列信号を更に遅延させた信号と上記ディ
ジタル信号との第二相関信号を求める。そして上記２つ
の第一第二相関信号から積分器によって取り出した直流
成分のみによる差分を減算器で求め、この差分信号を低
域通過フィルタであるループフィルタを介して低域成分
のみの信号とする。さらにこの低域成分の信号を積分器
で平坦化した信号を更に第一の乗算器で重み付けした信
号と、上記低域成分の信号を第二の乗算器で重み付けし
た信号とを加算してサンプリング周波数を決定するＤＰ
ＬＬに入力するようにした。これにより受信側のサンプ
リング周波数は送信側のサンプリング周波数と最適な同
期が取れ、しかもＭ系列信号の絶対値の偏りに影響を受
けない同期を取ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のブロック構成回路図であ
る。

【図２】従来より使用されているエコーキャンセラの回
路図である。

【図３】従来例の図である。

【符号の説明】

１，５０ 送信側入力端子 ２，３５，５１，５９ 加算器 ３，７，５２，５６ Ｍ系列信号発生回路 ４，５３ 送信側出力端子 ５，１７，５４ 受信側入力端子 ６，９，，１９，２０，５５，５８ 乗算器 ８，５７ 遅延回路 １０，１１ 積分回路 １２，６１ 減算器 １３，６２ アナログディジタル変換回路 １４，６３ ＤＰＬＬ １５，６４ ループフィルタ １６，３３，５７，６５ エコーキャンセラ １７，６０，６６ 受信側出力端子 １８，５９，６０ 積分器 ３０ 近端側入出力端子 ３１ ハイブリッド回路 ３２，５６ 送信信号入力端子 ３４，５８ 送信信号出力端子 ３６，６１ トランスバーサルフィルタ ３７ 受信信号出力端子 ３８ 受信信号入力端子 ３９ 遠端側出力端子 ４０ 遠端側入力端子 ５４，６４ サンプリング周波数発生回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】秘話状態を保つための第一のＭ系列信号を
   発生させるＭ系列信号発生回路と、入力された送信目的
   の信号に前記第一のＭ系列信号を加算して秘話信号を生
   成する加算器とからなり、前記秘話信号を送信信号とし
   て送出する送信側装置と、この送信側装置で加算した前
   記第一のＭ系列信号と同じ第二のＭ系列信号を発生する
   Ｍ系列信号発生回路と、受信した前記秘話信号をサンプ
   リング信号によってディジタル信号に変換するアナログ
   ディジタル変換回路と、前記ディジタル信号から前記第
   一のＭ系列信号を除去して原送信信号を抽出するエコー
   キャンセラと、前記第二のＭ系列信号と前記ディジタル
   信号との相関をとる第一の乗算器と、前記第二のＭ系列
   信号を遅延させた信号と前記ディジタル信号との相関を
   とる第二の乗算器と、前記第一の乗算器の出力相関信号
   から直流成分を取り出す第一の積分器と、前記第二の乗
   算器の出力相関信号から直流成分を取り出す第二の積分
   器と、前記第一及び第二の積分器からの信号の差分を取
   る減算器と、この減算器の出力信号から低域成分信号を
   取り出す第三のフィルタと、前記アナログディジタル変
   換回路のサンプリング周波数を決定するディジタル位相
   同期ループとからなる受信側装置とで構成されるエコー
   キャンセラを用いた秘話通信装置のサンプリング同期方
   式において、 前記第三のフィルタの出力信号を積分する積分器と、 所定の値に設定した重み付け乗数を有して、前記積分器
   の出力信号を重み付ける第一の乗算器と、 所定の値に設定した重み付け乗数を有して、前記第三の
   フィルタの出力信号を重み付ける第二の乗算器と、 前記第一第二の乗算器の出力信号相互を加算した信号を
   前記ディジタル位相同期ループに出力する加算器とを前
   記受信側装置に備えて、前記アナログディジタル変換回
   路での前記サンプリング周波数を、前記Ｍ系列信号の絶
   対値の偏りにかかわりなく送信側のサンプリング周波数
   と同期可能とすることを特徴とするエコーキャンセラを
   用いた秘話通信装置のサンプリング同期方式。