JPH0523789U - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 共振型電源回路において、スイッチング動作
を制御するタイミング制御部をＨＩＣ化して小型化する
際に、タイミング制御本来の回路動作が発熱性素子の電
力損失による温度上昇の影響を受けないようにする。 【構成】 スイッチング素子のオン期間には電流に対し
て直列共振を生じさせ、また前記スイッチング素子のオ
フ期間には電圧に対して並列共振を生じさせる共振型の
電源回路において、前記スイッチング素子の動作タイミ
ングを制御するタイミング制御部６のうち、前記動作タ
イミングを規定する低発熱性回路部分だけを混成集積回
路構成６Ａとし、前記スイッチング素子を駆動する発熱
性のドライブ素子Ｑ１，Ｑ２は外付け構成６Ｂとする。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

この考案は、タイミング制御部を一部ＨＩＣ（混成集積回路）化して小型化す ると共に、発熱量の大きなドライブ素子を外付けとしてタイミング制御部の熱安 定性を高めた電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

多機能化、小型化が進むオーディオ機器等の分野では、電源回路をディスクリ ート部品で構成すると装置外観が大型化するため、最近では、混成集積回路（Ｈ ＩＣ）を使用して小型化する傾向にある。ＨＩＣは周知のように、薄膜や厚膜で 構成された基板上にトランジスタやダイオード等の能動素子、或いは抵抗やコン デンサ等の受動素子、更にはＩＣやＬＳＩ等を組み合わせたものであるから、デ ィスクリート回路に比べて充分に小型化でき、また耐震性等の面でも信頼性が高 い。

【０００３】

【考案が解決しようとする課題】

しかしながら、電源回路は如何に変換効率が良くても、本質的に発熱の問題を 避けることができない。例えば、共振型電源ではスイッチング動作により電流共 振や電圧共振を繰り返し生じさせるため、スイッチング動作をする素子での発熱 がＨＩＣ化した他の回路動作に影響を与え、熱安定性を損なわせる原因となる。 この考案は、共振型電源回路において、スイッチング動作を制御するタイミン グ制御部をＨＩＣ化して小型化する際に、タイミング制御本来の回路動作が発熱 性素子の電力損失による温度上昇の影響を受けないようにすることを目的として いる。

【０００４】

【課題を解決するための手段】

上記目的を達成するため、この考案では、スイッチング素子のオン期間には電 流に対して直列共振を生じさせ、また前記スイッチング素子のオフ期間には電圧 に対して並列共振を生じさせる共振型の電源回路において、前記スイッチング素 子の動作タイミングを制御するタイミング制御部のうち、前記動作タイミングを 規定する低発熱性回路部分だけを混成集積回路構成とし、前記スイッチング素子 を駆動する発熱性のドライブ素子は外付けとしてなることを特徴としている。

【０００５】

【作用】

タイミング制御部をＨＩＣ化する際に、ＨＩＣ内部には非発熱性又は低発熱性 部品だけで構成されるスイッチング動作制御用の回路だけを残し、発熱性のスイ ッチング素子やドライブ素子等はこのＨＩＣに外付けするように構成する。この ようにすると、発熱性素子の電力損失による温度上昇がＨＩＣ内部の回路に及ぶ ことが防止され、しかもＨＩＣ化による小型化を図ることができる。

【０００６】

【実施例】

以下、図面を参照して本考案の実施例を説明する。 図１は、この考案の一実施例に係る電源回路の要部回路図である。この実施例 で示す電源回路の全体は電圧共振及び電流共振を利用したスイッチングインバー タ形式であり、本出願人により特願平３−１６６３８３号として出願されている 。 先ず、この電源装置の原理構成を図２を参照して説明する。この図において、 １は直流電源、２は任意のタイミングでオン、オフ可能な主スイッチング素子を 含み、直流電源１をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段、３は供 給される交流入力を全波整流してコンデンサで平滑して直流出力とする直流出力 手段、４はスイッチング手段２の出力端子に流れる電流に対して直列に形成され る直列共振回路、５はスイッチング手段２の出力端子に生じる電圧に対して並列 に形成される並列共振手段、６はスイッチング手段２のスイッチング素子を間欠 的にオンにするドライブ素子を有するタイミング制御手段である。

【０００７】 図３は図２のブロックを少し回路構成的に示した基本原理構成図である。この 図３を参照して概略動作を説明する。主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はタイミン グ制御手段６の制御により一定周期で交互にオン、オフを繰り返すが、図４の（ カ）（キ）に示すように同時にオフになる期間を有している。このとき両スイッ チング素子の交点Ａの電圧ＶＣ１は、正負の直流電源電圧＋ＶＩ，−ＶＩを受け て図４の（ア）のように波高値ＶＩの交流になる。このとき電流ｉＤ１またはｉ Ｄ２は、インダクタンスＬ２、コンデンサＣ２を通ってダイオードＤ１，Ｄ２で 整流され、コンデンサＣ３，Ｃ４で平滑されて負荷ＲＬに流れる。 スイッチング素子Ｓ１がオンしているときは、ダイオードＤ１が順方向となる ので、図４の（イ）に示すチャージ電流ｉＤ１がコンデンサＣ３に流れる。ここ でスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ１のインピーダンスが充分に小さく、且 つＣ３＞＞Ｃ２に設定しておけば、上記の電流はインダクタンスＬ２とコンデン サＣ２による正弦波状の直列共振電流となる。

【０００８】 この共振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるとダイオードＤ１が逆電 圧となってオフするため、それ以上流れることはない。つまり、共振電流が半波 終了して電流が零に戻ったところでこの直列共振は自動的に停止する。 このときコンデンサＣ２には、流れた共振電流に対応した電荷が蓄積されるた め、図４の（オ）のように両端電圧ＶＣ２が残る。この電荷は次にスイッチング 素子Ｓ２がオンするときに負荷ＲＬに放出されるためエネルギロスにはならない 。また、インダクタンスに蓄えられるエネルギは電流に比例するため、電流零で 共振が止まったときのインダクタンスＬ２のエネルギは零である。このため、有 害な電流ノイズの発生は極めて少ない。 スイッチング素子Ｓ１がオフするときは電流共振が終了しているため、インダ クタンスＬ１に流れる電流ｉＬ１（図４の（エ））だけがスイッチング素子Ｓ１ を流れる。インダクタンスＬ１の値は直列共振用のインダクタンスＬ２，コンデ ンサＣ２とは独立して設定できるため、Ｌ１＞＞Ｌ２に設定することで、インダ クタンスＬ１を流れる電流ｉＬ１の値は、直列共振電流ｉＤ１に比べて充分に小 さなものとすることができる。このため、スイッチング素子Ｓ１は殆ど零電流の 状態でオフすることができる。

【０００９】 一方、スイッチング素子Ｓ１がオンしている間にインダクタンスＬ１に蓄えら れた磁気エネルギ（電流）は、インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１が並列共振 するエネルギになる。この結果、Ａ点の電圧ＶＣ１は正弦波状に低下し、やがて 零を越えて−ＶＩに近づく。これが電圧共振モードである。 Ａ点の電位が−ＶＩ近くになるとダイオードＤ２がオンし、インダクタンスＬ １に残存しているエネルギ（電流）をＬ２，Ｃ２，Ｄ２を通じてコンデンサＣ４ に放出する。しかし、インダクタンスＬ１の電流は小さく設定されているので、 電流的には大きな変化とはならず、Ａ点の電位は−ＶＩ近くの値を維持する。従 って、スイッチング素子Ｓ２をその両端電圧が非常に小さい状態でオンさせる零 電圧動作が可能となり、オン時の損失が極めて小さくて済む。

【００１０】 スイッチング素子Ｓ２がオンするとインダクタンスＬ２，コンデンサＣ２は負 側の電流共振を生じ、図４（ウ）に示すチャージ電流ｉＤ２がダイオードＤ２を 通してコンデンサＣ４に流れる。以後はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オ フに従い上述した動作を繰り返す。 この様な共振型の電源装置は、スイッチング素子の全スイッチング動作が電圧 零又は電流零で行われるため、スイッチング損失が少なく、回路全体の効率が極 めて高い。また、直列共振電流及び並列共振電圧のいずれも単一周波数に近いス ペクトラムとなるため、回路各部の共振ディップと干渉してリンギングあるいは オーバシュートを生じる可能性が減少し、高調波等の不要輻射が極めて少ない。

【００１１】 図５はトランスＴ１の１次側の自己インダクタンスＬ１と漏れインダクタンス Ｌ２を利用して直列共振回路Ｌ２，Ｃ２及び並列共振回路Ｌ１，Ｃ１を構成した 実際的な回路図である。コンデンサＣ１（Ｃ２）は２分の１の容量のコンデンサ Ｃ１／２（Ｃ２／２）を２個直列に接続して構成される。この様にすると、電圧 共振ループ内にはＬ２，Ｃ２が含まれてしまうが、Ｌ２＜＜Ｌ１，Ｃ２＞＞Ｃ１ の関係にあるため、実際にはＬ２，Ｃ２の存在が電圧共振に与える影響は無視で きる。 トランスＴ１の２次側には４個のダイオードからなる全波整流回路７が接続さ れ、その整流出力がコンデンサＣ３で平滑されて負荷ＲＬに供給される。直流電 源１は交流電源を整流して直流化したものでも良いので、この場合にはＡＣ／Ｄ Ｃコンバータになる。

【００１２】 図６の電源装置はこのタイプであり、４個のダイオードからなる全波整流回路 ８で交流電源ＡＣを全波整流してコンデンサＣ５，Ｃ６で平滑する。従って、こ こではコンデンサＣ５，Ｃ６の部分が直流電源１となる。並列共振用の２分割コ ンデンサＣ１／２は主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列に接続される。直列共 振用のコンデンサＣ２は分割されずにトランスＴ１の１次巻線に直列に接続され ている。

【００１３】 タイミング制御部６は主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を独立して駆動できるよ うに２系統の独立した駆動制御回路６１，６２を備える。駆動制御回路６１，６ ２の出力段はドライブ素子Ｑ１，Ｑ２であり、この素子Ｑ１，Ｑ２のオン、オフ 周期を前段のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びＣＲ時定数回路６３，６４で制御 する。この時定数回路６３，６４にはトランスＴ１の巻線Ｕ１，Ｕ２に誘起され た交流成分をそれぞれ正帰還する。駆動制御回路６１，６２は同じ回路構成であ るが、出力段のドライブ素子Ｑ１，Ｑ２は図４の（カ）（キ）に示したように、 共にオフする期間を介在させて交互にオンする。即ち、素子Ｓ１がオンしている ときに巻線Ｕ１に誘起される電流で時定数回路６３のコンデンサが充電され、や がてその充電電圧が上昇してトランジスタＱ３をオンさせるとドライブ素子Ｑ１ がオフする。この素子Ｑ１がオフするとトランスＴ１の１次巻線の誘導により、 １次巻線の両端にかかる電圧が反転し、この反転電圧が駆動制御回路６２側に作 用する。まずドライブ素子Ｑ２のベース・エミッタ間に接続されたコンデンサが 抵抗を介して充電していき、その充電電圧が上昇した時点で素子Ｑ２がオンし、 素子Ｓ２もオンする。並行して時定数回路６４のコンデンサも充電されていき、 素子Ｑ２のオン以後、所定時間経過するとトランジスタＱ４がオンして素子Ｑ２ がオフするようになっている。これで次は素子Ｑ１がオンする番になるので、以 下同様の動作を繰り返す。この回路動作の基本は本出願人により出願され、公告 された特公平３−１９１４号に示されている。

【００１４】 図１の回路はこのタイミング制御部６を詳細に示したものである。駆動制御回 路６１の時定数回路６３は、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ１０ 及びトランジスタＱ３により構成され、コンデンサＣ１０の充電電圧がトランジ スタＱ３のベース・エミッタ間電圧を越えて上昇すると、トランジスタＱ３がオ ンしてドライブ素子Ｑ１がオフする。この時定数回路６３の充電時定数はＣ１０ Ｒ１０であり、この時定数および抵抗Ｒ１０が別途決定する時定数によりドライ ブ素子Ｑ１の発振周波数やデューティー比が規定される。他方の駆動制御回路６ ２も同様の構成を有し、時定数回路６４は、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ２０、ダ イオードＤ２０及びトランジスタＱ４により構成される。 駆動制御回路６１の抵抗Ｒ１１はトランスＴ１からの正帰還ループ部を構成し 、また、抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１１は自動起動回路を構 成する。他方の駆動制御回路６２についても同様であり、抵抗Ｒ２１はトランス Ｔ１からの正帰還ループ部を構成し、また、抵抗Ｒ２２、コンデンサＣ２１、ダ イオードＤ２１は自動起動回路を構成する。この自動起動回路は、電源投入時に ドライブ素子Ｑ１，Ｑ２の一方だけがオンになるようにするものである。

【００１５】 図６で示したタイミング制御部６にはこの他にドライブ素子Ｑ１，Ｑ２とその ベース・エミッタ間に接続されるコンデンサＣ１２，Ｃ２２とが含まれる。従っ て、一般にこのタイミング制御部６を小型化するには、ドライブ素子までを含む 全体を共通のＨＩＣ内に組み込むことが考えられるが、この考案ではドライブ素 子Ｑ１，Ｑ２は外付けにしてその発熱の影響が駆動制御回路６１，６２に及ぶこ とを防止しつつ小型化を図る。６Ａ，６Ｂはこの様にして分離されたＨＩＣ化部 と外付け部である。この実施例の外付け部６Ｂにはドライブ素子Ｑ１，Ｑ２の他 にコンデンサＣ１２，Ｃ２２も含まれる。なおコンデンサＣ１２，Ｃ２２は、前 述したように素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフする期間を決定する一要素であり、ＨＩ Ｃ化してもよいが、実際のところ調整量が大きいため、ここでは外付となってい る。従って、ＨＩＣ化部６Ａには前述した自己起動回路部、正帰還ループ部、時 定数回路部等の非発熱性又は低発熱性の回路だけが収容される。

【００１６】 この様にタイミング制御部６のＨＩＣ化部６Ａに発熱性のドライブ素子を収容 しない構成にすると、外付け部６Ｂとの間を離したり、遮蔽したりすることもで きるので、ＨＩＣ化部６Ａによるタイミング制御本来の動作が熱的に安定し、発 振周波数やデューティー比を高精度に制御できるようになる。

【００１７】

【考案の効果】

以上述べたように本考案によれば、スイッチング素子を動作させる共振型の電 源回路において、前記スイッチング素子の動作タイミングを制御するタイミング 制御部のうち、前記動作タイミングを規定する低発熱性回路部分だけをＨＩＣ構 成とし、前記スイッチング素子を駆動する発熱性のドライブ素子は外付けするよ うにしたので、電源回路の小型化を図りながら、タイミング制御本来の回路動作 が、発熱性素子の電力損失による温度上昇の影響を受けないようにすることがで きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この考案の一実施例を示す要部回路図であ
る。

【図２】 共振型電源装置の原理構成図である。

【図３】 図２の回路の具体例を示す詳細回路図であ
る。

【図４】 図３の回路の動作波形図である。

【図５】 図２の回路の変形例を示す回路図である。

【図６】 実用的な共振型電源装置の詳細回路図であ
る。

【符号の説明】

１…直流電源、２…スイッチング手段、３…直流出力手
段、４…直列共振回路、５…並列共振回路、６…タイミ
ング制御手段、６Ａ…ＨＩＣ化部、６Ｂ…外付け部、Ｑ
１，Ｑ２…ドライブ素子、Ｓ１，Ｓ２…主スイッチング
素子。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子のオン期間には電流に
   対して直列共振を生じさせ、また前記スイッチング素子
   のオフ期間には電圧に対して並列共振を生じさせる共振
   型の電源回路において、 前記スイッチング素子の動作タイミングを制御するタイ
   ミング制御部のうち、前記動作タイミングを規定する低
   発熱性回路部分だけを混成集積回路構成とし、前記スイ
   ッチング素子を駆動する発熱性のドライブ素子は外付け
   としてなることを特徴とする電源回路。