JPH05268109A - 受信機用ｉｃ及びこれを使用した受信機 - Google Patents
受信機用ｉｃ及びこれを使用した受信機Info
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- JPH05268109A JPH05268109A JP4095834A JP9583492A JPH05268109A JP H05268109 A JPH05268109 A JP H05268109A JP 4095834 A JP4095834 A JP 4095834A JP 9583492 A JP9583492 A JP 9583492A JP H05268109 A JPH05268109 A JP H05268109A
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- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
- H03J1/02—Indicating arrangements
- H03J1/04—Indicating arrangements with optical indicating means
- H03J1/045—Indication of the tuning band, the bandwidth, tone control, the channel number, the frequency, or the like
- H03J1/047—Indication of the tuning band, the bandwidth, tone control, the channel number, the frequency, or the like using electronic means, e.g. LED's
- H03J1/048—Indication of the tuning band, the bandwidth, tone control, the channel number, the frequency, or the like using electronic means, e.g. LED's with digital indication
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
- H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
- H03J1/0016—Indicating arrangements
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 中間周波フィルタを内蔵したＩＣにおいて、
受信周波数と表示周波数との間のずれをなくす。 【構成】 同一の半導体チップ上に、スーパーヘテロダ
イン方式の受信回路１２Ａ〜２２と、その中間周波フィ
ルタ１７を構成する素子と同等の素子２７と、この素子
２７を帰還路に有する発振回路２５とを形成する。発振
回路２５を、中間周波フィルタ１７の中心周波数で発振
させる。ＰＬＬ回路３０と、受信周波数を表示する表示
素子５２とを設ける。ＰＬＬ回路３０の可変分周回路３
２の分周比を変更して受信周波数を制御する。発振回路
１３の発振周波数を検出し、この検出出力と、可変分周
回路３２の分周比を示す値とから、受信周波数を示すデ
ータを得る。このデータにより表示素子５２に、受信周
波数を表示する。
受信周波数と表示周波数との間のずれをなくす。 【構成】 同一の半導体チップ上に、スーパーヘテロダ
イン方式の受信回路１２Ａ〜２２と、その中間周波フィ
ルタ１７を構成する素子と同等の素子２７と、この素子
２７を帰還路に有する発振回路２５とを形成する。発振
回路２５を、中間周波フィルタ１７の中心周波数で発振
させる。ＰＬＬ回路３０と、受信周波数を表示する表示
素子５２とを設ける。ＰＬＬ回路３０の可変分周回路３
２の分周比を変更して受信周波数を制御する。発振回路
１３の発振周波数を検出し、この検出出力と、可変分周
回路３２の分周比を示す値とから、受信周波数を示すデ
ータを得る。このデータにより表示素子５２に、受信周
波数を表示する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はラジオ受信機及びその
ＩＣに関する。
ＩＣに関する。
【０００２】
【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式のラジオ受信
機を１チップＩＣ化する場合、その中間周波フィルタを
セラミックフィルタなどにより構成すると、その中間周
波フィルタを一体にモノリシックＩＣ化することができ
ない。
機を１チップＩＣ化する場合、その中間周波フィルタを
セラミックフィルタなどにより構成すると、その中間周
波フィルタを一体にモノリシックＩＣ化することができ
ない。
【０００３】このため、中間周波フィルタを、抵抗器、
コンデンサ及びオペアンプを使用したアクティブフィル
タにより構成することが考えられる。しかし、このと
き、その中間周波数を標準的な450 ｋHzにすると、ＩＣ
の半導体チップにおいて、アクティブフィルタが占める
面積が大きくなり、好ましくない。
コンデンサ及びオペアンプを使用したアクティブフィル
タにより構成することが考えられる。しかし、このと
き、その中間周波数を標準的な450 ｋHzにすると、ＩＣ
の半導体チップにおいて、アクティブフィルタが占める
面積が大きくなり、好ましくない。
【０００４】そこで、さらに、中間周波数を、例えば55
ｋHzと受信帯域に比べて十分に低くすることが考えられ
ている。
ｋHzと受信帯域に比べて十分に低くすることが考えられ
ている。
【０００５】図５はそのようなＩＣ及びラジオ受信機の
一例を示すもので、図５において、鎖線で囲った部分１
０が、１チップ化されたＡＭ受信機用のモノリシックＩ
Ｃ、Ｔ1 〜Ｔ8 はその外部端子ピンで、ピンＴ3 は電源
端子ピン、ピンＴ4 は接地端子ピンである。
一例を示すもので、図５において、鎖線で囲った部分１
０が、１チップ化されたＡＭ受信機用のモノリシックＩ
Ｃ、Ｔ1 〜Ｔ8 はその外部端子ピンで、ピンＴ3 は電源
端子ピン、ピンＴ4 は接地端子ピンである。
【０００６】また、鎖線の外側の部品が外付けされた部
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 及びバリコン
（可変コンデンサ）VC1 とから構成され、共振回路２
は、局部発振コイルＬ2 と、バリコンVC1 に連動するバ
リコンVC2 とから構成されている。
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 及びバリコン
（可変コンデンサ）VC1 とから構成され、共振回路２
は、局部発振コイルＬ2 と、バリコンVC1 に連動するバ
リコンVC2 とから構成されている。
【０００７】さらに、SWは電源スイッチ、BATTは電源用
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。
【０００８】そして、アンテナ同調回路１により、周波
数ｆr の放送波信号Ｓr Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。
数ｆr の放送波信号Ｓr Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。
【０００９】そして、この信号Ｓr が、ＩＣ１０のピン
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給される。
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給される。
【００１０】さらに、局部発振回路１３に、端子ピンＴ
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２［ｋHz］ ・・・・・ (1) ｆi は中間周波数で、例えばｆi ＝55ｋHz とされる。
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２［ｋHz］ ・・・・・ (1) ｆi は中間周波数で、例えばｆi ＝55ｋHz とされる。
【００１１】そして、この発振信号Ｓo が、分周回路１
４に供給され、１／２の周波数で、互いに位相が90°異
なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。
４に供給され、１／２の周波数で、互いに位相が90°異
なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。
【００１２】そして、これら信号Ｓoa、Ｓobが、ミキサ
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωo ｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωo ｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。
【００１３】そして、後述するように、これら信号Ｓi
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。
【００１４】そして、このとき、イメージ信号Ｓm は、 Ｓm ＝Ｅm ・sin ωm ｔ ωm ＝ωo ＋ωi ωi ＝２πｆi であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓr に、イメ
ージ信号Ｓm が含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、 ωr ＜ωo ＜ωm であるから、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ となる。
ージ信号Ｓm が含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、 ωr ＜ωo ＜ωm であるから、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ となる。
【００１５】そして、これら信号Ｓia、Ｓibが、移相回
路１５Ａ、１５Ｂに供給される。この移相回路１５Ａ、
１５Ｂは、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプ
を使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回
路１５Ａが信号Ｓiaを値φだけ移相するとともに、移相
回路１５Ｂが信号Ｓibを値（φ＋90°）だけ移相するこ
とにより、55ｋHz±10ｋHzの帯域において、入力された
２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°の関係に移相す
るものである。
路１５Ａ、１５Ｂに供給される。この移相回路１５Ａ、
１５Ｂは、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプ
を使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回
路１５Ａが信号Ｓiaを値φだけ移相するとともに、移相
回路１５Ｂが信号Ｓibを値（φ＋90°）だけ移相するこ
とにより、55ｋHz±10ｋHzの帯域において、入力された
２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°の関係に移相す
るものである。
【００１６】こうして、移相回路１５Ａ、１５Ｂによ
り、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°進相されて、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos ｛（ωo −ωr ）ｔ＋90°｝ ＋β・cos ｛（ωm −ωo ）ｔ＋90°｝ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが加算回路１６に供給さ
れて加算され、加算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓia＋Ｓib ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＋｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ｝ ＝−２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。
り、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°進相されて、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos ｛（ωo −ωr ）ｔ＋90°｝ ＋β・cos ｛（ωm −ωo ）ｔ＋90°｝ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが加算回路１６に供給さ
れて加算され、加算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓia＋Ｓib ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＋｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ｝ ＝−２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。
【００１７】ここで、 ωo −ωr ＝２π（ｆo −ｆr ） ＝２πｆi であるから、信号Ｓi は目的とする中間周波信号であ
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。
【００１８】こうして、加算回路１６からは、放送波信
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。
【００１９】そして、この中間周波信号Ｓi が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば図７に示すよう
に、コンデンサＣ11、Ｃ12、抵抗器Ｒ11〜Ｒ16及び反転
アンプＡ11〜Ａ13を使用したバイクワッド型のアクティ
ブフィルタにより構成され、その通過中心周波数ｆ17は
55ｋHz、帯域帯域幅は±３〜±４ｋHzとされる。こうし
て、バンドパスフィルタ１７において、不要な信号成分
が除去されて中間周波信号Ｓi だけが取り出される。
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば図７に示すよう
に、コンデンサＣ11、Ｃ12、抵抗器Ｒ11〜Ｒ16及び反転
アンプＡ11〜Ａ13を使用したバイクワッド型のアクティ
ブフィルタにより構成され、その通過中心周波数ｆ17は
55ｋHz、帯域帯域幅は±３〜±４ｋHzとされる。こうし
て、バンドパスフィルタ１７において、不要な信号成分
が除去されて中間周波信号Ｓi だけが取り出される。
【００２０】そして、この取り出された中間周波信号Ｓ
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。
【００２１】さらに、ミキサ回路１２Ｂからの信号Ｓib
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてＡＧＣ電圧の平滑用のコンデンサＣ3 が接
続される。また、このＡＧＣ電圧が、移相回路１５Ａ、
１５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７を構成している各オ
ペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給される。
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてＡＧＣ電圧の平滑用のコンデンサＣ3 が接
続される。また、このＡＧＣ電圧が、移相回路１５Ａ、
１５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７を構成している各オ
ペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給される。
【００２２】また、検波回路２２の検波出力が、ＡＧＣ
電圧形成回路２４に供給されてＡＧＣ電圧が形成され、
このＡＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信
号として供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対
してＡＧＣが行われる。
電圧形成回路２４に供給されてＡＧＣ電圧が形成され、
このＡＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信
号として供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対
してＡＧＣが行われる。
【００２３】なお、この場合、形成回路２４には、ピン
Ｔ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続され、このコンデン
サＣ4 により、ローパスフィルタが構成されて検波出力
から直流電圧Ｖ22が取り出され、この直流電圧Ｖ22から
ＡＧＣ電圧が形成される。また、この直流電圧Ｖ22が、
アンプ２３の差動入力に供給され、検波回路２２からア
ンプ２３にオーディオ信号Ｓs と一緒に供給される直流
分Ｖ22が、等価的にキャンセルされる。
Ｔ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続され、このコンデン
サＣ4 により、ローパスフィルタが構成されて検波出力
から直流電圧Ｖ22が取り出され、この直流電圧Ｖ22から
ＡＧＣ電圧が形成される。また、この直流電圧Ｖ22が、
アンプ２３の差動入力に供給され、検波回路２２からア
ンプ２３にオーディオ信号Ｓs と一緒に供給される直流
分Ｖ22が、等価的にキャンセルされる。
【００２４】さらに、アンプ２３には、ピンＴ7 を通じ
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。
【００２５】なお、コンデンサＣ6 は、オーディオ信号
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。
【００２６】そして、このＩＣ１０においては、中間周
波数ｆi が、一般の中間周波数や受信帯域に比べて十分
に低い周波数なので、バンドパスフィルタ（中間周波フ
ィルタ）１７の１段あたりの占める面積は大きくなる
が、必要な選択度特性を得るための段数を少なくするこ
とができ、したがって、ＩＣ１０において、バンドパス
フィルタ１７の占める面積を小さくすることができ、上
述のようにＩＣ化をすることができる。
波数ｆi が、一般の中間周波数や受信帯域に比べて十分
に低い周波数なので、バンドパスフィルタ（中間周波フ
ィルタ）１７の１段あたりの占める面積は大きくなる
が、必要な選択度特性を得るための段数を少なくするこ
とができ、したがって、ＩＣ１０において、バンドパス
フィルタ１７の占める面積を小さくすることができ、上
述のようにＩＣ化をすることができる。
【００２７】また、一般に、中間周波数ｆi が低いと、
イメージ特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイ
メージ信号Ｓm を除去しているので、イメージ特性の悪
くなることがない。
イメージ特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイ
メージ信号Ｓm を除去しているので、イメージ特性の悪
くなることがない。
【００２８】さらに、移相回路１５Ａ、１５Ｂ及びバン
ドパスフィルタ１７はアクティブフィルタにより構成さ
れているので、これらの回路１５Ａ、１５Ｂ、１７は扱
うことのできる信号レベルに限界があるが、アンプ１２
に対してＡＧＣをかけているので、移相回路１５Ａ、１
５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７に対して過大入力を生
じることがない。
ドパスフィルタ１７はアクティブフィルタにより構成さ
れているので、これらの回路１５Ａ、１５Ｂ、１７は扱
うことのできる信号レベルに限界があるが、アンプ１２
に対してＡＧＣをかけているので、移相回路１５Ａ、１
５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７に対して過大入力を生
じることがない。
【００２９】図６は、上述のＩＣ１０をＰＬＬシンセサ
イザ方式の受信機に使用した場合の一例を示す。すなわ
ち、この場合には、アンテナ同調回路１が、バーアンテ
ナＬ1 及び可変容量ダイオードVC11により構成され、局
部発振用の共振回路２が、局部発振コイルＬ2 及び可変
容量ダイオードVC12により構成される。
イザ方式の受信機に使用した場合の一例を示す。すなわ
ち、この場合には、アンテナ同調回路１が、バーアンテ
ナＬ1 及び可変容量ダイオードVC11により構成され、局
部発振用の共振回路２が、局部発振コイルＬ2 及び可変
容量ダイオードVC12により構成される。
【００３０】また、３０はＰＬＬ回路を示し、共振回路
２に得られる局部発振信号Ｓo が、アンプ３１を通じて
可変分周回路３２に供給されて１／Ｎの周波数の信号Ｓ
32に分周され、この分周信号Ｓ32が位相比較回路３３に
供給されるとともに、発振回路３４から基準となる周波
数２ｋHzの発振信号Ｓ34が取り出され、この信号Ｓ34が
比較回路３３に供給される。そして、この比較回路３３
の比較出力が、ローパスフィルタ３５及びバッファ抵抗
器Ｒ31、Ｒ32を通じて可変容量ダイオードVC11、VC12に
その制御電圧として供給される。
２に得られる局部発振信号Ｓo が、アンプ３１を通じて
可変分周回路３２に供給されて１／Ｎの周波数の信号Ｓ
32に分周され、この分周信号Ｓ32が位相比較回路３３に
供給されるとともに、発振回路３４から基準となる周波
数２ｋHzの発振信号Ｓ34が取り出され、この信号Ｓ34が
比較回路３３に供給される。そして、この比較回路３３
の比較出力が、ローパスフィルタ３５及びバッファ抵抗
器Ｒ31、Ｒ32を通じて可変容量ダイオードVC11、VC12に
その制御電圧として供給される。
【００３１】したがって、定常時には、分周信号Ｓ32の
周波数と、発振信号Ｓ34の発振周波数（＝２ｋHz）とは
等しいので、このときの局部発振信号Ｓo の発振周波数
２ｆo は、 ２ｆo ＝２・Ｎ［ｋHz］ ・・・・・ (2) となっている。
周波数と、発振信号Ｓ34の発振周波数（＝２ｋHz）とは
等しいので、このときの局部発振信号Ｓo の発振周波数
２ｆo は、 ２ｆo ＝２・Ｎ［ｋHz］ ・・・・・ (2) となっている。
【００３２】そして、(1) 式によれば、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２［ｋHz］ ・・・・・ (1) であるから、これら(1) 、(2) 式から、 （ｆr ＋ｆi ）×２＝２・Ｎ となり、これを変形して ｆr ＋ｆi ＝Ｎ ∴ ｆr ＝Ｎ−ｆi ・・・・・ (3) となる。ただし、周波数ｆr 、ｆi の単位は、［ｋHz］
である。
である。
【００３３】したがって、分周回路３２の分周比Ｎを例
えば586 〜1666の範囲で１ずつ変更すれば、その分周比
Ｎに対応して局部発振信号Ｓo の発振周波数２ｆo が11
72〜3332ｋHzの範囲を２ｋHzステップで変化するので、
受信周波数ｆr を531 〜1611ｋHzの範囲で１ｋHzステッ
プで変更することができる。あるいは分周比Ｎを、９ず
つ変更すれば、受信周波数ｆr を９ｋHzステップで変更
することができる。
えば586 〜1666の範囲で１ずつ変更すれば、その分周比
Ｎに対応して局部発振信号Ｓo の発振周波数２ｆo が11
72〜3332ｋHzの範囲を２ｋHzステップで変化するので、
受信周波数ｆr を531 〜1611ｋHzの範囲で１ｋHzステッ
プで変更することができる。あるいは分周比Ｎを、９ず
つ変更すれば、受信周波数ｆr を９ｋHzステップで変更
することができる。
【００３４】また、４０はシステムコントロール用のマ
イクロコンピュータ、５１は各種の操作キー、５２は表
示素子、例えばＬＣＤを示し、キー５１により受信周波
数ｆr を指定すると、これがマイコン４０において、分
周比Ｎに換算され、この分周比Ｎが分周回路３２にセッ
トされる。したがって、キー５１を操作することによ
り、任意の周波数ｆr の放送を選局することができる。
イクロコンピュータ、５１は各種の操作キー、５２は表
示素子、例えばＬＣＤを示し、キー５１により受信周波
数ｆr を指定すると、これがマイコン４０において、分
周比Ｎに換算され、この分周比Ｎが分周回路３２にセッ
トされる。したがって、キー５１を操作することによ
り、任意の周波数ｆr の放送を選局することができる。
【００３５】さらに、このとき、マイコン４０において
は、(3) 式にしたがって、分周比Ｎから、［ｋHz］を単
位として受信周波数ｆr を示す数値データ（Ｎ−ｆi ）
が形成されるとともに、この数値データが受信周波数ｆ
r を表示するキャラクタデータに変換され、このキャラ
クタデータがＬＣＤ５２に供給されて受信周波数ｆrが
デジタル表示される。
は、(3) 式にしたがって、分周比Ｎから、［ｋHz］を単
位として受信周波数ｆr を示す数値データ（Ｎ−ｆi ）
が形成されるとともに、この数値データが受信周波数ｆ
r を表示するキャラクタデータに変換され、このキャラ
クタデータがＬＣＤ５２に供給されて受信周波数ｆrが
デジタル表示される。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
に、ＩＣ１０においては、バンドパスフィルタ１７は、
例えば図７に示すように、バイクワッド型のアクティブ
フィルタにより構成されるとともに、その中心周波数ｆ
17は55ｋHzとされる。そして、この場合、その中心周波
数ｆ17は、バンドパスフィルタ１７を構成するコンデン
サＣ11、Ｃ12及び抵抗器Ｒ11〜Ｒ16の値の積で決まる。
に、ＩＣ１０においては、バンドパスフィルタ１７は、
例えば図７に示すように、バイクワッド型のアクティブ
フィルタにより構成されるとともに、その中心周波数ｆ
17は55ｋHzとされる。そして、この場合、その中心周波
数ｆ17は、バンドパスフィルタ１７を構成するコンデン
サＣ11、Ｃ12及び抵抗器Ｒ11〜Ｒ16の値の積で決まる。
【００３７】ところが、一般に、ＩＣにおいては、コン
デンサや抵抗器を高精度で得ることができず、コンデン
サについては±５％程度、抵抗器については±20％程度
の誤差を生じてしまう。このため、図５〜図７のバンド
パスフィルタ１７においては、その中心周波数ｆ17が±
25％程度、すなわち、±14ｋHz程度の範囲にわたってば
らついてしまう。
デンサや抵抗器を高精度で得ることができず、コンデン
サについては±５％程度、抵抗器については±20％程度
の誤差を生じてしまう。このため、図５〜図７のバンド
パスフィルタ１７においては、その中心周波数ｆ17が±
25％程度、すなわち、±14ｋHz程度の範囲にわたってば
らついてしまう。
【００３８】そして、ＩＣ１０においては、バンドパス
フィルタ１７の中心周波数ｆ17が、実際の中間周波数ｆ
i となるので、バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ
17が、ばらつきにより正規の値55ｋHzからずれている
と、実際の受信周波数ｆr と、その表示周波数との間に
ずれを生じてしまう。
フィルタ１７の中心周波数ｆ17が、実際の中間周波数ｆ
i となるので、バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ
17が、ばらつきにより正規の値55ｋHzからずれている
と、実際の受信周波数ｆr と、その表示周波数との間に
ずれを生じてしまう。
【００３９】すなわち、今、局部発振周波数ｆo が2110
ｋHzになっているとする。すると、バンドパスフィルタ
１７の中心周波数ｆ17が正常値55ｋHzの場合には、(1)
式及び(3) 式から受信周波数ｆr 及び分周比Ｎは、図４
の第２列にも示すように、1000ｋHz及び1055となる。
ｋHzになっているとする。すると、バンドパスフィルタ
１７の中心周波数ｆ17が正常値55ｋHzの場合には、(1)
式及び(3) 式から受信周波数ｆr 及び分周比Ｎは、図４
の第２列にも示すように、1000ｋHz及び1055となる。
【００４０】さらに、マイコン４０において、(3) 式に
したがって、このときの分周比1055から、［ｋHz］を単
位とした中間周波数ｆi の値55が減算されて値1000が形
成され、この値1000がキャラクタデータに変換されてか
らＬＣＤ５２に供給され、受信周波数として1000ｋHzが
デジタル表示される。
したがって、このときの分周比1055から、［ｋHz］を単
位とした中間周波数ｆi の値55が減算されて値1000が形
成され、この値1000がキャラクタデータに変換されてか
らＬＣＤ５２に供給され、受信周波数として1000ｋHzが
デジタル表示される。
【００４１】したがって、今の場合には、受信周波数ｆ
r が1000ｋHzになるとともに、ＬＣＤ５２の表示周波数
も1000ｋHzとなり、両周波数が一致するので、何も問題
はない。
r が1000ｋHzになるとともに、ＬＣＤ５２の表示周波数
も1000ｋHzとなり、両周波数が一致するので、何も問題
はない。
【００４２】しかし、図４の第３列に示すように、バン
ドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17が正常値からずれ
て例えば50ｋHzになっている場合には、(1) 式及び(3)
式から受信周波数ｆr 及び分周比Ｎは、図４の第３列に
も示すように、1005ｋHz及び1055となる。つまり、受信
周波数ｆr は変化するが、分周比Ｎは変化しない。
ドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17が正常値からずれ
て例えば50ｋHzになっている場合には、(1) 式及び(3)
式から受信周波数ｆr 及び分周比Ｎは、図４の第３列に
も示すように、1005ｋHz及び1055となる。つまり、受信
周波数ｆr は変化するが、分周比Ｎは変化しない。
【００４３】そして、マイコン４０においては、(3) 式
にしたがって、その分周比1055から値55を減算し、その
減算結果の値1000を受信周波数としてデジタル表示する
ので、このときの表示周波数は、1000ｋHzとなる。
にしたがって、その分周比1055から値55を減算し、その
減算結果の値1000を受信周波数としてデジタル表示する
ので、このときの表示周波数は、1000ｋHzとなる。
【００４４】したがって、この場合には、受信周波数ｆ
r が1005ｋHzとなるとともに、ＬＣＤ５２の表示周波数
が1000ｋHzとなり、両周波数は一致しない。
r が1005ｋHzとなるとともに、ＬＣＤ５２の表示周波数
が1000ｋHzとなり、両周波数は一致しない。
【００４５】このように、バンドパスフィルタ１７の中
心周波数ｆ17にずれがあると、受信周波数ｆr と、ＬＣ
Ｄ５２の表示周波数との間にずれを生じてしまう。すな
わち、バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17にずれ
があるとき、 Δｆ＝バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17のずれ
量 ＝正常値−ｆ17 （ただし、正常値は55ｋHz） とすると、ＬＣＤ５２の表示周波数が、受信周波数ｆr
よりも周波数Δｆだけ低くなってしまう。あるいは受信
周波数ｆr が、表示周波数よりも周波数Δｆだけ高くな
ってしまう。
心周波数ｆ17にずれがあると、受信周波数ｆr と、ＬＣ
Ｄ５２の表示周波数との間にずれを生じてしまう。すな
わち、バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17にずれ
があるとき、 Δｆ＝バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17のずれ
量 ＝正常値−ｆ17 （ただし、正常値は55ｋHz） とすると、ＬＣＤ５２の表示周波数が、受信周波数ｆr
よりも周波数Δｆだけ低くなってしまう。あるいは受信
周波数ｆr が、表示周波数よりも周波数Δｆだけ高くな
ってしまう。
【００４６】そして、一般に、中波放送に対する中間周
波フィルタ（バンドパスフィルタ１７）の通過帯域幅
は、±３〜±４ｋHzであるが、このとき、同調周波数
（受信周波数ｆr ）のずれ量の許容値は１〜1.5 ｋHz程
度である。
波フィルタ（バンドパスフィルタ１７）の通過帯域幅
は、±３〜±４ｋHzであるが、このとき、同調周波数
（受信周波数ｆr ）のずれ量の許容値は１〜1.5 ｋHz程
度である。
【００４７】しかし、上述のように、バンドパスフィル
タ１７の中心周波数ｆ17のずれ量Δｆは、±14ｋHz程度
の範囲にわたり、このずれ量Δｆがそのまま表示周波数
に対する受信周波数ｆr のずれ量Δｆになるので、表示
周波数に対する受信周波数ｆr のずれ量Δｆが、許容値
１〜1.5 ｋHzを越えてしまう。
タ１７の中心周波数ｆ17のずれ量Δｆは、±14ｋHz程度
の範囲にわたり、このずれ量Δｆがそのまま表示周波数
に対する受信周波数ｆr のずれ量Δｆになるので、表示
周波数に対する受信周波数ｆr のずれ量Δｆが、許容値
１〜1.5 ｋHzを越えてしまう。
【００４８】このため、ＬＣＤ５２に表示される周波数
にしたがって選局を行うと、同調ずれの状態を生じてし
まうとともに、そのずれ量が許容値を越えることがある
ので、非常に聴きにくい再生音となってしまう。あるい
は再生音を聴きながら同調を合わせると、表示周波数が
受信周波数ｆr からずれていることになる。
にしたがって選局を行うと、同調ずれの状態を生じてし
まうとともに、そのずれ量が許容値を越えることがある
ので、非常に聴きにくい再生音となってしまう。あるい
は再生音を聴きながら同調を合わせると、表示周波数が
受信周波数ｆr からずれていることになる。
【００４９】この場合、図５に示すように、ＩＣ１０に
接続されている共振回路１、２がバリコンVC1 、VC2 を
使用しているときには、受信周波数ｆr の表示は、バリ
コンVC1 、VC2 及び同調つまみに連動したダイヤル指針
により行われるので、そのダイヤル指針は十分な精度で
受信周波数ｆr を指示することができない。このため、
実際には、ダイヤル指針によりおよその受信周波数ｆr
に合わせ、その後、再生音を聴きながら同調を正しく合
わせるのが普通であるから、表示周波数と受信周波数ｆ
r との間にずれがあっても、あまり問題ない。
接続されている共振回路１、２がバリコンVC1 、VC2 を
使用しているときには、受信周波数ｆr の表示は、バリ
コンVC1 、VC2 及び同調つまみに連動したダイヤル指針
により行われるので、そのダイヤル指針は十分な精度で
受信周波数ｆr を指示することができない。このため、
実際には、ダイヤル指針によりおよその受信周波数ｆr
に合わせ、その後、再生音を聴きながら同調を正しく合
わせるのが普通であるから、表示周波数と受信周波数ｆ
r との間にずれがあっても、あまり問題ない。
【００５０】しかし、図６のように、ＰＬＬシンセサイ
ザ方式に構成した場合には、十分な精度で受信周波数ｆ
r を表示できるので、上述のように受信周波数ｆr と表
示周波数とのずれは、問題になってしまう。
ザ方式に構成した場合には、十分な精度で受信周波数ｆ
r を表示できるので、上述のように受信周波数ｆr と表
示周波数とのずれは、問題になってしまう。
【００５１】この発明は、以上のような点を解決しよう
とするものである。
とするものである。
【００５２】
【課題を解決するための手段】ここで、局部発振周波数
２ｆo が例えば1000ｋHzであるとする。そして、図４の
第３列に示すように、バンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17が、正常値55ｋHzから50ｋHzにずれているとす
る。すると、このときの受信周波数ｆr 及び及び分周比
Ｎは、(1) 式及び(3) 式から図４の第３列にも示すよう
に、1005ｋHz及び1055となる（ここまでは、図４の第２
列と同じ）。
２ｆo が例えば1000ｋHzであるとする。そして、図４の
第３列に示すように、バンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17が、正常値55ｋHzから50ｋHzにずれているとす
る。すると、このときの受信周波数ｆr 及び及び分周比
Ｎは、(1) 式及び(3) 式から図４の第３列にも示すよう
に、1005ｋHz及び1055となる（ここまでは、図４の第２
列と同じ）。
【００５３】しかし、マイコン４０において、このとき
の分周比1055から値50を減算すれば、その結果は値1005
となり、この値1005は、このときの受信周波数1005［ｋ
Hz］に等しい。
の分周比1055から値50を減算すれば、その結果は値1005
となり、この値1005は、このときの受信周波数1005［ｋ
Hz］に等しい。
【００５４】そして、一般的には、図４の第５列に示す
ように、バンドパスフィルタ１７の中心周波数が周波数
ｆ17［ｋHz］であるとすると、このときの受信周波数及
び分周比は、(1) 式及び(3) 式から図４の第５列にも示
すように、周波数（ｆo −ｆ17）及び値Ｎとなる。
ように、バンドパスフィルタ１７の中心周波数が周波数
ｆ17［ｋHz］であるとすると、このときの受信周波数及
び分周比は、(1) 式及び(3) 式から図４の第５列にも示
すように、周波数（ｆo −ｆ17）及び値Ｎとなる。
【００５５】つまり、バンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17が中間周波数ｆi になるので、 ｆi ＝ｆ17 である。そして、周波数ｆr 、ｆo 、fi、ｆ17の単位
を、［ｋHz］とすれば、(3) 式から ｆr ＝Ｎ−ｆi ＝Ｎ−ｆ17 ・・・・・ (4) となる。
波数ｆ17が中間周波数ｆi になるので、 ｆi ＝ｆ17 である。そして、周波数ｆr 、ｆo 、fi、ｆ17の単位
を、［ｋHz］とすれば、(3) 式から ｆr ＝Ｎ−ｆi ＝Ｎ−ｆ17 ・・・・・ (4) となる。
【００５６】すなわち、(4) 式によれば、分周比Ｎか
ら、［ｋHz］を単位とした値ｆ17を減算すると、その結
果は値ｆr となり、この値ｆr は、［ｋHz］を単位とし
た、このときの受信周波数ｆr に等しい。
ら、［ｋHz］を単位とした値ｆ17を減算すると、その結
果は値ｆr となり、この値ｆr は、［ｋHz］を単位とし
た、このときの受信周波数ｆr に等しい。
【００５７】この発明は、このような関係を利用するも
ので、バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17を検出
し、このときの分周比Ｎに、その検出した周波数ｆ17に
したがったオフセットを与えて受信周波数表示用のデー
タを得るものである。
ので、バンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17を検出
し、このときの分周比Ｎに、その検出した周波数ｆ17に
したがったオフセットを与えて受信周波数表示用のデー
タを得るものである。
【００５８】すなわち、この発明においては、各部の参
照符号を後述の実施例に対応させると、同一の半導体チ
ップ上に、少なくとも、ミキサ回路１２Ａと、局部発振
信号用の発振回路１３と、中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ１７と、検波回路２２と、バンドパスフィ
ルタ１７を構成する素子と同等の素子２７と、この同等
の素子２７を帰還路に有する発振回路２５とが形成さ
れ、この発振回路２５が、バンドパスフィルタ１７の中
心周波数で発振するようにされたＩＣ１０とする。
照符号を後述の実施例に対応させると、同一の半導体チ
ップ上に、少なくとも、ミキサ回路１２Ａと、局部発振
信号用の発振回路１３と、中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ１７と、検波回路２２と、バンドパスフィ
ルタ１７を構成する素子と同等の素子２７と、この同等
の素子２７を帰還路に有する発振回路２５とが形成さ
れ、この発振回路２５が、バンドパスフィルタ１７の中
心周波数で発振するようにされたＩＣ１０とする。
【００５９】このＩＣ１０と、発振回路１３の発振信号
が供給される可変分周回路３２と、この可変分周回路３
２の分周出力と、基準信号とを位相比較する位相比較回
路３３と、この位相比較回路３３の比較出力が供給され
るローパスフィルタ３５と、受信周波数を表示する表示
素子５２とを設ける。そして、ローパスフィルタ３５の
出力を、発振回路１３にその発振周波数の制御信号とし
て供給してＰＬＬ回路３０を構成し、可変分周回路３２
の分周比を変更して受信周波数を制御するとともに、発
振回路１３の発振周波数を検出し、この検出出力と、可
変分周回路３２の分周比を示す値とから、受信周波数を
示すデータを得、このデータにより表示素子５２に、受
信周波数を表示するようにしたものである。
が供給される可変分周回路３２と、この可変分周回路３
２の分周出力と、基準信号とを位相比較する位相比較回
路３３と、この位相比較回路３３の比較出力が供給され
るローパスフィルタ３５と、受信周波数を表示する表示
素子５２とを設ける。そして、ローパスフィルタ３５の
出力を、発振回路１３にその発振周波数の制御信号とし
て供給してＰＬＬ回路３０を構成し、可変分周回路３２
の分周比を変更して受信周波数を制御するとともに、発
振回路１３の発振周波数を検出し、この検出出力と、可
変分周回路３２の分周比を示す値とから、受信周波数を
示すデータを得、このデータにより表示素子５２に、受
信周波数を表示するようにしたものである。
【００６０】
【作用】発振回路２７が、中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ１７の中心周波数で発振するとともに、こ
の発振周波数が検出され、この検出出力と、ＰＬＬ回路
３０の分周比を示す値とから受信周波数を示すデータが
形成され、このデータにより受信周波数が表示される。
パスフィルタ１７の中心周波数で発振するとともに、こ
の発振周波数が検出され、この検出出力と、ＰＬＬ回路
３０の分周比を示す値とから受信周波数を示すデータが
形成され、このデータにより受信周波数が表示される。
【００６１】
【実施例】図１において、ＩＣ１０の半導体チップに
は、バンドパスフィルタ１７と等しい通過特性のバンド
パスフィルタ２７が形成されるとともに、このバンドパ
スフィルタ２７に反転アンプ２６が接続されて発振回路
２５が構成される。そして、この発振回路２５の発振信
号Ｓ25が、周波数カウンタ２８に供給されて１ｍ秒にお
ける信号Ｓ25のサイクル数がカウントされ、このカウン
ト信号Ｓ28が、ピンＴ9 を通じてマイコン５０に分周比
Ｎから周波数表示用のキャラクタデータを求めるときの
オフセットとして供給される。なお、この場合、回路２
６、２７（及び回路２８）は、バンドパスフィルタ１７
と共通の半導体チップ上に、フィルタ１７と同時に同様
に形成される。
は、バンドパスフィルタ１７と等しい通過特性のバンド
パスフィルタ２７が形成されるとともに、このバンドパ
スフィルタ２７に反転アンプ２６が接続されて発振回路
２５が構成される。そして、この発振回路２５の発振信
号Ｓ25が、周波数カウンタ２８に供給されて１ｍ秒にお
ける信号Ｓ25のサイクル数がカウントされ、このカウン
ト信号Ｓ28が、ピンＴ9 を通じてマイコン５０に分周比
Ｎから周波数表示用のキャラクタデータを求めるときの
オフセットとして供給される。なお、この場合、回路２
６、２７（及び回路２８）は、バンドパスフィルタ１７
と共通の半導体チップ上に、フィルタ１７と同時に同様
に形成される。
【００６２】図２は、バンドパスフィルタ２７及びアン
プ２６の一例を示すもので、バンドパスフィルタ２７
は、コンデンサＣ21、Ｃ22、抵抗器Ｒ22〜Ｒ26及び反転
アンプＡ21〜Ａ23により、図７のバンドパスフィルタ１
７と同様にバイクワッド型のアクティブフィルタに構成
される。また、アンプ２６は、差動アンプ２６１と、出
力用のカレントミラー回路２６２と、定電流源用のカレ
ントミラー回路２６３とにより構成される。
プ２６の一例を示すもので、バンドパスフィルタ２７
は、コンデンサＣ21、Ｃ22、抵抗器Ｒ22〜Ｒ26及び反転
アンプＡ21〜Ａ23により、図７のバンドパスフィルタ１
７と同様にバイクワッド型のアクティブフィルタに構成
される。また、アンプ２６は、差動アンプ２６１と、出
力用のカレントミラー回路２６２と、定電流源用のカレ
ントミラー回路２６３とにより構成される。
【００６３】そして、バンドパスフィルタ２７のアンプ
Ａ21、Ａ22の出力が差動アンプ２６１に供給されるとと
もに、差動アンプ２６１及びカレントミラー回路２６２
の出力がアンプＡ21に供給されて発振回路２５が構成さ
れ、アンプＡ22から発振信号Ｓ25が取り出される。
Ａ21、Ａ22の出力が差動アンプ２６１に供給されるとと
もに、差動アンプ２６１及びカレントミラー回路２６２
の出力がアンプＡ21に供給されて発振回路２５が構成さ
れ、アンプＡ22から発振信号Ｓ25が取り出される。
【００６４】このような構成によれば、バンドパスフィ
ルタ２７は、ＩＣ１０にバンドパスフィルタ１７と同時
に同様に形成されているので、バンドパスフィルタ２７
の中心周波数もバンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ
17に等しくなり、バンドパスフィルタ１７の中心周波数
ｆ17がずれているときには、バンドパスフィルタ２７の
中心周波数も同様にずれる。
ルタ２７は、ＩＣ１０にバンドパスフィルタ１７と同時
に同様に形成されているので、バンドパスフィルタ２７
の中心周波数もバンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ
17に等しくなり、バンドパスフィルタ１７の中心周波数
ｆ17がずれているときには、バンドパスフィルタ２７の
中心周波数も同様にずれる。
【００６５】そして、そのようなバンドパスフィルタ２
７にアンプ２６が接続されて発振回路２５が構成されて
いるのであるから、この発振回路２５は、バンドパスフ
ィルタ２７の中心周波数ｆ17で発振する。すなわち、発
振回路２５の発振信号Ｓ25の発振周波数は、バンドパス
フィルタ１７の中心周波数ｆ17に等しくなる。
７にアンプ２６が接続されて発振回路２５が構成されて
いるのであるから、この発振回路２５は、バンドパスフ
ィルタ２７の中心周波数ｆ17で発振する。すなわち、発
振回路２５の発振信号Ｓ25の発振周波数は、バンドパス
フィルタ１７の中心周波数ｆ17に等しくなる。
【００６６】そして、この発振信号Ｓ25が、カウンタ２
８に供給されて１ｍ秒における信号Ｓ25のサイクル数が
カウントされるので、そのカウント信号Ｓ28は、［ｋH
z］を単位として信号Ｓ25の周波数ｆ17を示しているこ
とになり、この値ｆ17［ｋHz］は(4) 式における値ｆ17
に等しい。
８に供給されて１ｍ秒における信号Ｓ25のサイクル数が
カウントされるので、そのカウント信号Ｓ28は、［ｋH
z］を単位として信号Ｓ25の周波数ｆ17を示しているこ
とになり、この値ｆ17［ｋHz］は(4) 式における値ｆ17
に等しい。
【００６７】そして、マイコン５０において、このとき
の分周比Ｎから、その［ｋHz］を単位とする値ｆ17が減
算されて数値データ（Ｎ−ｆ17）が形成され、この数値
データが表示用のキャラクタデータに変換されてからＬ
ＣＤ５２に供給される。
の分周比Ｎから、その［ｋHz］を単位とする値ｆ17が減
算されて数値データ（Ｎ−ｆ17）が形成され、この数値
データが表示用のキャラクタデータに変換されてからＬ
ＣＤ５２に供給される。
【００６８】したがって、ＬＣＤ５２には、受信周波数
として値（Ｎ−ｆ17）がデジタル表示されるが、この値
（Ｎ−ｆ17）は、(4) 式に示すように、周波数ｆr の放
送を受信しているときの、その周波数ｆr を［ｋHz］を
単位とした値にほかならない。したがって、バンドパス
フィルタ１７の中心周波数ｆ17にずれがあっても、ＬＣ
Ｄ５２には、そのときの受信周波数ｆr が正しくデジタ
ル表示される。
として値（Ｎ−ｆ17）がデジタル表示されるが、この値
（Ｎ−ｆ17）は、(4) 式に示すように、周波数ｆr の放
送を受信しているときの、その周波数ｆr を［ｋHz］を
単位とした値にほかならない。したがって、バンドパス
フィルタ１７の中心周波数ｆ17にずれがあっても、ＬＣ
Ｄ５２には、そのときの受信周波数ｆr が正しくデジタ
ル表示される。
【００６９】こうして、この発明によれば、バンドパス
フィルタ１７の中心周波数ｆ17を検出し、その検出した
中心周波数ｆ17にしたがって、周波数表示に使用される
分周比Ｎを補正しているので、バンドパスフィルタ１７
の中心周波数ｆ17にずれがあっても、受信周波数ｆr と
表示周波数との間にずれを生じることがない。
フィルタ１７の中心周波数ｆ17を検出し、その検出した
中心周波数ｆ17にしたがって、周波数表示に使用される
分周比Ｎを補正しているので、バンドパスフィルタ１７
の中心周波数ｆ17にずれがあっても、受信周波数ｆr と
表示周波数との間にずれを生じることがない。
【００７０】したがって、ＬＣＤ５２に表示される周波
数にしたがって選局を行っても、同調ずれを生じること
もなく、目的とする放送を正常に受信することができ
る。
数にしたがって選局を行っても、同調ずれを生じること
もなく、目的とする放送を正常に受信することができ
る。
【００７１】また、常に値Ｎ、ｆ17から周波数表示用の
値（Ｎ−ｆ17）を得、この値（Ｎ−ｆ17）にしたがって
表示を行っているので、受信機の製造時、そのバンドパ
スフィルタ１７の中心周波数ｆ17がずれていても、表示
周波数の補正の調整を行う必要がない。あるいは温度な
どの環境の変化によりバンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17がずれても、受信周波数ｆr と表示周波数との
間にずれを生じることがない。
値（Ｎ−ｆ17）を得、この値（Ｎ−ｆ17）にしたがって
表示を行っているので、受信機の製造時、そのバンドパ
スフィルタ１７の中心周波数ｆ17がずれていても、表示
周波数の補正の調整を行う必要がない。あるいは温度な
どの環境の変化によりバンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17がずれても、受信周波数ｆr と表示周波数との
間にずれを生じることがない。
【００７２】実験によれば、ＩＣ１０を試作し、そのＩ
Ｃ１０を使用して受信機を構成したところ、受信周波数
ｆr と表示周波数とのずれは、±500Hz 以内であり、上
述した許容値１〜1.5 ｋHzを十分に満たすことができ
た。
Ｃ１０を使用して受信機を構成したところ、受信周波数
ｆr と表示周波数とのずれは、±500Hz 以内であり、上
述した許容値１〜1.5 ｋHzを十分に満たすことができ
た。
【００７３】図３は発振回路２５を簡略化した場合の一
例を示し、この例においては、差動アンプ２６１の正帰
還路に、コンデンサＣ21、Ｃ22及び抵抗器Ｒ21、Ｒ22が
設けられて発振回路２５が構成される。
例を示し、この例においては、差動アンプ２６１の正帰
還路に、コンデンサＣ21、Ｃ22及び抵抗器Ｒ21、Ｒ22が
設けられて発振回路２５が構成される。
【００７４】なお、上述においては、常に値Ｎ、ｆ17か
ら周波数表示用の値（Ｎ−ｆ17）を得ているが、例え
ば、電源投入時、選局時あるいは一定期間ごとに、信号
Ｓ28により値ｆ17を得、この値ｆ17をマイコン４０のメ
モリに保持するとともに、このメモリに保持されている
値ｆ17を使用して表示を行うこともできる。そして、こ
の場合にも、受信機の製造時、バンドパスフィルタ１７
の中心周波数ｆ17がずれていても、表示周波数の補正の
調整を行う必要がない。あるいは温度など環境の変化に
よりバンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17がずれて
も、受信周波数ｆr と表示周波数との間にずれを生じる
ことがない。
ら周波数表示用の値（Ｎ−ｆ17）を得ているが、例え
ば、電源投入時、選局時あるいは一定期間ごとに、信号
Ｓ28により値ｆ17を得、この値ｆ17をマイコン４０のメ
モリに保持するとともに、このメモリに保持されている
値ｆ17を使用して表示を行うこともできる。そして、こ
の場合にも、受信機の製造時、バンドパスフィルタ１７
の中心周波数ｆ17がずれていても、表示周波数の補正の
調整を行う必要がない。あるいは温度など環境の変化に
よりバンドパスフィルタ１７の中心周波数ｆ17がずれて
も、受信周波数ｆr と表示周波数との間にずれを生じる
ことがない。
【００７５】さらに、受信機の製造時、信号Ｓ28により
値ｆ17を得、この値ｆ17をマイコン４０の不揮発性とさ
れたメモリに記憶し、以後、この不揮発性とされたメモ
リの値ｆ17を受信周波数ｆr の表示に使用することもで
きる。また、カウンタ２８をＩＣ１０に内蔵としない
で、外付けとしたり、マイコン４０に内蔵とすることも
できる。さらに、ＰＬＬ回路３０を、ＩＣ１０あるいは
マイコン４０に内蔵させることもできる。
値ｆ17を得、この値ｆ17をマイコン４０の不揮発性とさ
れたメモリに記憶し、以後、この不揮発性とされたメモ
リの値ｆ17を受信周波数ｆr の表示に使用することもで
きる。また、カウンタ２８をＩＣ１０に内蔵としない
で、外付けとしたり、マイコン４０に内蔵とすることも
できる。さらに、ＰＬＬ回路３０を、ＩＣ１０あるいは
マイコン４０に内蔵させることもできる。
【００７６】
【発明の効果】この発明によれば、バンドパスフィルタ
１７の中心周波数ｆ17を検出し、その検出した中心周波
数ｆ17にしたがって、周波数表示に使用される分周比Ｎ
を補正しているので、バンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17にずれがあっても、受信周波数ｆr と表示周波
数との間にずれを生じることがない。
１７の中心周波数ｆ17を検出し、その検出した中心周波
数ｆ17にしたがって、周波数表示に使用される分周比Ｎ
を補正しているので、バンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17にずれがあっても、受信周波数ｆr と表示周波
数との間にずれを生じることがない。
【００７７】したがって、ＬＣＤ５２に表示される周波
数にしたがって選局を行っても、同調ずれを生じること
もなく、目的とする放送を正常に受信することができ
る。
数にしたがって選局を行っても、同調ずれを生じること
もなく、目的とする放送を正常に受信することができ
る。
【００７８】また、常に値Ｎ、ｆ17から周波数表示用の
値（Ｎ−ｆ17）を得、この値（Ｎ−ｆ17）にしたがって
表示を行っているので、受信機の製造時、そのバンドパ
スフィルタ１７の中心周波数ｆ17がずれていても、表示
周波数の補正の調整を行う必要がない。あるいは温度な
どの環境の変化によりバンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17がずれても、受信周波数ｆr と表示周波数との
間にずれを生じることがない。
値（Ｎ−ｆ17）を得、この値（Ｎ−ｆ17）にしたがって
表示を行っているので、受信機の製造時、そのバンドパ
スフィルタ１７の中心周波数ｆ17がずれていても、表示
周波数の補正の調整を行う必要がない。あるいは温度な
どの環境の変化によりバンドパスフィルタ１７の中心周
波数ｆ17がずれても、受信周波数ｆr と表示周波数との
間にずれを生じることがない。
【００７９】実験によれば、ＩＣ１０を試作し、そのＩ
Ｃ１０を使用して受信機を構成したところ、受信周波数
ｆr と表示周波数とのずれは、±500Hz 以内であり、上
述した許容値１〜1.5 ｋHzを十分に満たすことができ
た。
Ｃ１０を使用して受信機を構成したところ、受信周波数
ｆr と表示周波数とのずれは、±500Hz 以内であり、上
述した許容値１〜1.5 ｋHzを十分に満たすことができ
た。
【図１】この発明の一例を示す系統図である。
【図２】図１の一部の一例を示す接続図である。
【図３】図１の一部の他の例を示す接続図である。
【図４】受信周波数と表示周波数との関係を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図５】受信機用１チップＩＣの一例及びその使用例を
示す系統図である。
示す系統図である。
【図６】図５の受信機用１チップＩＣの他の使用例を示
す系統図である。
す系統図である。
【図７】図５の受信機用１チップＩＣの一部の一例を示
す接続図である。
す接続図である。
１ アンテナ同調回路 ２ 局部発振用の共振回路 １０ １チップＩＣ １２Ａ、１２Ｂ ミキサ回路 １３ 局部発振回路 １４ 分周回路 １５Ａ、１５Ｂ 移相回路 １６ 加算回路 １７ バンドパスフィルタ ２２ ＡＭ検波回路 ２５ 発振回路 ２６ 位相反転アンプ ２７ バンドパスフィルタ ２８ 周波数カウンタ ３０ ＰＬＬ回路 ３２ 可変分周回路 ３３ 位相比較回路 ３４ 基準発振回路 ４０ マイクロコンピュータ ５２ 表示素子 Ｔ1 〜Ｔ9 外部端子ピン
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年８月２５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５８】すなわち、この発明においては、各部の参
照符号を後述の実施例に対応させると、同一の半導体チ
ップ上に、少なくとも、ミキサ回路１２Ａと、局部発振
信号用の発振回路１３と、中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ１７と、検波回路２２と、バンドパスフィ
ルタ１７を構成する素子と同等の素子２７と、この同等
の素子２７を帰還路に有する発振回路２５とが形成さ
れ、この発振回路２５が、バンドパスフィルタ１７の中
心周波数と比例関係にある周波数で発振するようにされ
たＩＣ１０とする。
照符号を後述の実施例に対応させると、同一の半導体チ
ップ上に、少なくとも、ミキサ回路１２Ａと、局部発振
信号用の発振回路１３と、中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ１７と、検波回路２２と、バンドパスフィ
ルタ１７を構成する素子と同等の素子２７と、この同等
の素子２７を帰還路に有する発振回路２５とが形成さ
れ、この発振回路２５が、バンドパスフィルタ１７の中
心周波数と比例関係にある周波数で発振するようにされ
たＩＣ１０とする。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７５】さらに、受信機の製造時、信号Ｓ28により
値ｆ17を得、この値ｆ17をマイコン４０の不揮発性とさ
れたメモリに記憶し、以後、この不揮発性とされたメモ
リの値ｆ17を受信周波数ｆr の表示に使用することもで
きる。また、カウンタ２８をＩＣ１０に内蔵としない
で、外付けとしたり、マイコン４０に内蔵とすることも
できる。さらに、ＰＬＬ回路３０を、ＩＣ１０あるいは
マイコン４０に内蔵させることもできる。また、発振回
路２５の発振周波数を、バンドパスフィルタ１７の中心
周波数ｆ17の整数倍とすることもできる。
値ｆ17を得、この値ｆ17をマイコン４０の不揮発性とさ
れたメモリに記憶し、以後、この不揮発性とされたメモ
リの値ｆ17を受信周波数ｆr の表示に使用することもで
きる。また、カウンタ２８をＩＣ１０に内蔵としない
で、外付けとしたり、マイコン４０に内蔵とすることも
できる。さらに、ＰＬＬ回路３０を、ＩＣ１０あるいは
マイコン４０に内蔵させることもできる。また、発振回
路２５の発振周波数を、バンドパスフィルタ１７の中心
周波数ｆ17の整数倍とすることもできる。
Claims (2)
- 【請求項１】 ＰＬＬシンセサイザ方式のスーパーヘテ
ロダイン受信機に使用される受信機用ＩＣであって、 同一の半導体チップ上に、少なくとも、 ミキサ回路と、 局部発振信号用の発振回路と、 中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタと、 検波回路と、 上記バンドパスフィルタを構成する素子と同等の素子
と、 この同等の素子を帰還路に有する発振回路とが形成さ
れ、 この発振回路が、上記バンドパスフィルタの中心周波数
で発振するようにされた受信機用ＩＣ。 - 【請求項２】 スーパーヘテロダイン受信機であって、 同一の半導体チップ上に、少なくとも、ミキサ回路と、
局部発振信号用の発振回路と、中間周波フィルタ用のバ
ンドパスフィルタと、検波回路と、上記バンドパスフィ
ルタを構成する素子と同等の素子と、この同等の素子を
帰還路に有する発振回路とが形成され、 この発振回路が、上記バンドパスフィルタの中心周波数
で発振するようにされたＩＣと、 上記発振回路の発振信号が供給される可変分周回路と、 この可変分周回路の分周出力と、基準発振回路の発振信
号とを位相比較する位相比較回路と、 この位相比較回路の比較出力が供給されるローパスフィ
ルタと、 受信周波数を表示する表示素子とを有し、 上記ローパスフィルタの出力を、上記発振回路にその発
振周波数の制御信号として供給してＰＬＬ回路を構成
し、 上記可変分周回路の分周比を変更して受信周波数を制御
するとともに、 上記発振回路の発振周波数を検出し、 この検出出力と、上記可変分周回路の分周比を示す値と
から、上記受信周波数を示すデータを得、 このデータにより上記表示素子に、上記受信周波数を表
示するようにした受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4095834A JPH05268109A (ja) | 1992-03-23 | 1992-03-23 | 受信機用ｉｃ及びこれを使用した受信機 |
| KR1019930002898A KR100263990B1 (ko) | 1992-03-23 | 1993-02-27 | 수신기용 ic회로 및 이것을 사용한 수신기 |
| US08/034,574 US5428835A (en) | 1992-03-23 | 1993-03-19 | AM receiver on semi-conductor with internally generated oscillation signal representing if band pass filter center frequency deviation |
| EP93302141A EP0562794B1 (en) | 1992-03-23 | 1993-03-22 | Superheterodyne receiver |
| DE69316416T DE69316416T2 (de) | 1992-03-23 | 1993-03-22 | Überlagerungsempfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4095834A JPH05268109A (ja) | 1992-03-23 | 1992-03-23 | 受信機用ｉｃ及びこれを使用した受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05268109A true JPH05268109A (ja) | 1993-10-15 |
Family
ID=14148419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4095834A Pending JPH05268109A (ja) | 1992-03-23 | 1992-03-23 | 受信機用ｉｃ及びこれを使用した受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5428835A (ja) |
| EP (1) | EP0562794B1 (ja) |
| JP (1) | JPH05268109A (ja) |
| KR (1) | KR100263990B1 (ja) |
| DE (1) | DE69316416T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7580683B2 (en) | 1997-02-20 | 2009-08-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4434825B2 (ja) * | 2003-05-08 | 2010-03-17 | パナソニック株式会社 | インパルス波形生成装置 |
| JP4827686B2 (ja) * | 2006-10-24 | 2011-11-30 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路装置 |
| JP6038493B2 (ja) * | 2012-06-04 | 2016-12-07 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | 同調回路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2933416A1 (de) * | 1979-08-17 | 1981-03-26 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur automatischen zf-korrektur von rundfunkgeraeten mit digital einstellbarer empfangsrequenz |
| FR2488078A1 (fr) * | 1980-07-30 | 1982-02-05 | Trt Telecom Radio Electr | Filtre passe-bande comportant une commande d'accord |
| EP0051179B1 (de) * | 1980-11-03 | 1984-09-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Integrierbare-Oszillatorschaltung |
| LU85372A1 (fr) * | 1984-05-22 | 1986-01-29 | Alexandre Graevenitz | Procede de fabrication de corps creux en beton arme par fibres continues,produits obtenus et dispositif pour la mise en oeuvre dudit procede |
| DE3618782A1 (de) * | 1986-06-04 | 1987-12-10 | Blaupunkt Werke Gmbh | Hochfrequenzempfaenger mit einer digitalen anzeige der empfangsfrequenz |
| JPH07105756B2 (ja) * | 1988-06-29 | 1995-11-13 | 松下電器産業株式会社 | 移動通信方法 |
-
1992
- 1992-03-23 JP JP4095834A patent/JPH05268109A/ja active Pending
-
1993
- 1993-02-27 KR KR1019930002898A patent/KR100263990B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-19 US US08/034,574 patent/US5428835A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-22 DE DE69316416T patent/DE69316416T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-22 EP EP93302141A patent/EP0562794B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7580683B2 (en) | 1997-02-20 | 2009-08-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| US8954020B2 (en) | 1997-02-20 | 2015-02-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100263990B1 (ko) | 2000-08-16 |
| DE69316416D1 (de) | 1998-02-26 |
| US5428835A (en) | 1995-06-27 |
| KR930020865A (ko) | 1993-10-20 |
| EP0562794B1 (en) | 1998-01-21 |
| DE69316416T2 (de) | 1998-05-14 |
| EP0562794A1 (en) | 1993-09-29 |
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