JPH05299971A - Ｉｃフィルタのばらつき補正システム - Google Patents
Ｉｃフィルタのばらつき補正システムInfo
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- JPH05299971A JPH05299971A JP9997892A JP9997892A JPH05299971A JP H05299971 A JPH05299971 A JP H05299971A JP 9997892 A JP9997892 A JP 9997892A JP 9997892 A JP9997892 A JP 9997892A JP H05299971 A JPH05299971 A JP H05299971A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 抵抗ばかりでなくキャパシタンスのばらつき
も補正できるとともに、素子数の個数を少なくし、かつ
引込み範囲を広くする。 【構成】 所定の周波数の基準信号を発生する基準信号
発生手段２と、制御可能な可変時定数を有し基準信号を
受けるオールパスフィルタ４と、このオールパスフィル
タの出力信号の位相と基準信号の位相とを比較する位相
比較手段６と、この位相比較手段から出力される制御信
号の高周波成分の通過を阻止するローパスフィルタ８
と、を備え、オールパスフィルタは制御可能な可変時定
数を有するＩＣフィルタと同一チップ上に形成され、オ
ールパスフィルタ及びＩＣフィルタの可変時定数はロー
パスフィルタを介して得られる制御信号によって制御さ
れることを特徴とする。
も補正できるとともに、素子数の個数を少なくし、かつ
引込み範囲を広くする。 【構成】 所定の周波数の基準信号を発生する基準信号
発生手段２と、制御可能な可変時定数を有し基準信号を
受けるオールパスフィルタ４と、このオールパスフィル
タの出力信号の位相と基準信号の位相とを比較する位相
比較手段６と、この位相比較手段から出力される制御信
号の高周波成分の通過を阻止するローパスフィルタ８
と、を備え、オールパスフィルタは制御可能な可変時定
数を有するＩＣフィルタと同一チップ上に形成され、オ
ールパスフィルタ及びＩＣフィルタの可変時定数はロー
パスフィルタを介して得られる制御信号によって制御さ
れることを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＩＣチップ上に形成され
るフィルタのばらつきを補正するＩＣフィルタのばらつ
き補正システムに関するものであり、特にＴＶ、ＶＴＲ
などのＡＶ機器用、もしくはフロッピディスク駆動装置
やハードディスク駆動装置などのＯＡ機器用のフィルタ
内蔵アナログＩＣ、もしくはアナログ・ディジタル混在
ＩＣに用いられる。
るフィルタのばらつきを補正するＩＣフィルタのばらつ
き補正システムに関するものであり、特にＴＶ、ＶＴＲ
などのＡＶ機器用、もしくはフロッピディスク駆動装置
やハードディスク駆動装置などのＯＡ機器用のフィルタ
内蔵アナログＩＣ、もしくはアナログ・ディジタル混在
ＩＣに用いられる。
【０００２】
【従来の技術】従来のＩＣフィルタのばらつき補正シス
テムの構成を図８に示す。この補正システムは、フィル
タ８１及び抵抗８２が形成されたＩＣチップ内に抵抗比
検出回路８３を形成し、更に抵抗１００を外付としたも
のである。これはＩＣチップ内の抵抗８２とＩＣチップ
外の抵抗１００の抵抗値の比を抵抗比検出回路８３によ
って検出し、この比に基づいてフィルタの相互コンダク
タンスｇｍを制御し、フィルタ８１の周波数特性を決定
する時定数のうち、抵抗８２のばらつきのみを補正する
ものである。
テムの構成を図８に示す。この補正システムは、フィル
タ８１及び抵抗８２が形成されたＩＣチップ内に抵抗比
検出回路８３を形成し、更に抵抗１００を外付としたも
のである。これはＩＣチップ内の抵抗８２とＩＣチップ
外の抵抗１００の抵抗値の比を抵抗比検出回路８３によ
って検出し、この比に基づいてフィルタの相互コンダク
タンスｇｍを制御し、フィルタ８１の周波数特性を決定
する時定数のうち、抵抗８２のばらつきのみを補正する
ものである。
【０００３】又、ばらつき補正システムの他の例を図９
に示す。図９に示す補正システムは基準信号源９２と、
バイカッドバンドパスフィルタ９４と、位相比較器９６
と、コンデンサからなるローパスフィルタ９８と、直流
増幅器９９とを有している。基準信号源９２は周波数が
一定で位相が９０度異なる２種類の信号を発生する。バ
ンドパスフィルタ９４は制御可能な可変中心周波数を有
し、被補正フィルタとともに同一チップ上で形成され、
基準信号源９２から出力される２種類の信号のうち位相
が９０度進んだ信号が入力される。なお、バンドパスフ
ィルタ９４の上記中心周波数は基準信号源９２から発生
される信号の周波数となるように設計される。位相比較
器９６はバンドパスフィルタ９４の出力信号の位相ψ2
と基準信号源９２から発生される位相遅れのない信号の
位相ψ1 を比較し、位相差ψ1 −ψ2 が９０度となるよ
うな制御信号を出力する。この位相比較器９６の出力は
ローパスフィルタ９８を介して直流増幅器９９に送出さ
れて増幅され、バンドパスフィルタ９４に送られてバン
ドパスフィルタ９４の中心周波数を制御する。又、増幅
器９９の出力は被補正フィルタ（ＩＣフィルタ）に送ら
れる。
に示す。図９に示す補正システムは基準信号源９２と、
バイカッドバンドパスフィルタ９４と、位相比較器９６
と、コンデンサからなるローパスフィルタ９８と、直流
増幅器９９とを有している。基準信号源９２は周波数が
一定で位相が９０度異なる２種類の信号を発生する。バ
ンドパスフィルタ９４は制御可能な可変中心周波数を有
し、被補正フィルタとともに同一チップ上で形成され、
基準信号源９２から出力される２種類の信号のうち位相
が９０度進んだ信号が入力される。なお、バンドパスフ
ィルタ９４の上記中心周波数は基準信号源９２から発生
される信号の周波数となるように設計される。位相比較
器９６はバンドパスフィルタ９４の出力信号の位相ψ2
と基準信号源９２から発生される位相遅れのない信号の
位相ψ1 を比較し、位相差ψ1 −ψ2 が９０度となるよ
うな制御信号を出力する。この位相比較器９６の出力は
ローパスフィルタ９８を介して直流増幅器９９に送出さ
れて増幅され、バンドパスフィルタ９４に送られてバン
ドパスフィルタ９４の中心周波数を制御する。又、増幅
器９９の出力は被補正フィルタ（ＩＣフィルタ）に送ら
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図８に示す従来のばら
つき補正システムにおいては、被補正フィルタ８１の周
波数特性を決定する時定数のうち、抵抗ばらつきを補正
することができるが、ＩＣ内のキャパシタンスのばらつ
きは全く補正されない。
つき補正システムにおいては、被補正フィルタ８１の周
波数特性を決定する時定数のうち、抵抗ばらつきを補正
することができるが、ＩＣ内のキャパシタンスのばらつ
きは全く補正されない。
【０００５】又、図９に示す従来のばらつき補正システ
ムにおいては、周波数に対する位相変化の感度が高く、
ばらつきの補正効果が大きいが、バンドパスフィルタと
して最低でも２次のもの設ける必要があり、これにより
素子数が多くなってしまうとともに、周波数がずれると
振幅応答が小さくなってしまい引込み範囲を広く取れな
いという問題があった。
ムにおいては、周波数に対する位相変化の感度が高く、
ばらつきの補正効果が大きいが、バンドパスフィルタと
して最低でも２次のもの設ける必要があり、これにより
素子数が多くなってしまうとともに、周波数がずれると
振幅応答が小さくなってしまい引込み範囲を広く取れな
いという問題があった。
【０００６】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
であって、抵抗ばかりでなくキャパシタンスのばらつき
も補正できなるとともに、素子数の個数を少なくでき、
かつ引込み範囲の広いＩＣフィルタのばらつき補正シス
テムを提供することを目的とする。
であって、抵抗ばかりでなくキャパシタンスのばらつき
も補正できなるとともに、素子数の個数を少なくでき、
かつ引込み範囲の広いＩＣフィルタのばらつき補正シス
テムを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によるＩＣフィル
タのばらつき補正システムは、所定の周波数の基準信号
を発生する基準信号発生手段と、制御可能な可変時定数
を有し前記基準信号を受けるオールパスフィルタと、こ
のオールパスフィルタの出力信号の位相と前記基準信号
の位相とを比較し位相差が９０度となるような制御信号
を出力する位相比較手段と、この位相比較手段から出力
される制御信号の高周波成分の通過を阻止するローパス
フィルタと、を備え、オールパスフィルタは制御可能な
可変時定数を有するＩＣフィルタと同一チップ上に形成
され、オールパスフィルタ及びＩＣフィルタの可変時定
数はローパスフィルタを介して得られる制御信号によっ
て制御されることを特徴とする。
タのばらつき補正システムは、所定の周波数の基準信号
を発生する基準信号発生手段と、制御可能な可変時定数
を有し前記基準信号を受けるオールパスフィルタと、こ
のオールパスフィルタの出力信号の位相と前記基準信号
の位相とを比較し位相差が９０度となるような制御信号
を出力する位相比較手段と、この位相比較手段から出力
される制御信号の高周波成分の通過を阻止するローパス
フィルタと、を備え、オールパスフィルタは制御可能な
可変時定数を有するＩＣフィルタと同一チップ上に形成
され、オールパスフィルタ及びＩＣフィルタの可変時定
数はローパスフィルタを介して得られる制御信号によっ
て制御されることを特徴とする。
【０００８】
【作用】このように構成された本発明のＩＣフィルタの
ばらつき補正システムによれば、オールパスフィルタと
ＩＣフィルタが同一チップ上に形成される。これにより
素子のばらつきによる各々の時定数のずれは各々の設計
値に対して同じ方向となる。オールパスフィルタの時定
数の設計値を、基準信号発生手段から発生される基準信
号の周波数に対して移相量が−９０度となるように設計
しておけば、ローパスフィルタを介して得られる位相比
較手段から出力される制御信号によってオールパスフィ
ルタの時定数が設計値となるように制御されるとともに
ＩＣフィルタの時定数も上記制御信号によって設計値と
なるように制御される。これにより抵抗のばらつきばか
りでなくキャパシタンスのばらつきも補正できる。又１
次オールパスフィルタを用いることにより従来の場合に
比べ素子数を少なくすることができるとともに引込み範
囲を広くすることができる。
ばらつき補正システムによれば、オールパスフィルタと
ＩＣフィルタが同一チップ上に形成される。これにより
素子のばらつきによる各々の時定数のずれは各々の設計
値に対して同じ方向となる。オールパスフィルタの時定
数の設計値を、基準信号発生手段から発生される基準信
号の周波数に対して移相量が−９０度となるように設計
しておけば、ローパスフィルタを介して得られる位相比
較手段から出力される制御信号によってオールパスフィ
ルタの時定数が設計値となるように制御されるとともに
ＩＣフィルタの時定数も上記制御信号によって設計値と
なるように制御される。これにより抵抗のばらつきばか
りでなくキャパシタンスのばらつきも補正できる。又１
次オールパスフィルタを用いることにより従来の場合に
比べ素子数を少なくすることができるとともに引込み範
囲を広くすることができる。
【０００９】
【実施例】本発明によるＩＣフィルタのばらつき補正シ
ステムの第１の実施例の構成を図１に示す。この実施例
のばらつき補正システムは、基準信号源２と、オールパ
スフィルタ４と、位相比較器６と、ローパスフィルタ８
と、増幅器９とを備えている。基準信号源２は所定の周
波数の基準信号を発生する。オールパスフィルタ４は、
電流制御の電圧制御電流源（以下、Ｇｍアンプともい
う）４ａ、キャパシタ４ｂ、及びバッファ４ｃからなる
時定数回路と、抵抗４ｄ、４ｅとを備えており、基準信
号源の出力を抵抗４ｄ、４ｅによって１／２に分圧した
ものと上記時定数回路の出力との差を位相比較器６に送
出する。ここでオールパスフィルタ４の特性を、図２に
示す最も原始的な１次オールパスフィルタを例にとって
説明する。基準信号源２２の出力電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ1 で
分割した電圧ＶA （＝１／２Ｖ1）と、キャパシタＣ及
び抵抗Ｒで分圧された電圧ＶB との差電圧Ｖ2 （＝ＶA
−ＶB ）は
ステムの第１の実施例の構成を図１に示す。この実施例
のばらつき補正システムは、基準信号源２と、オールパ
スフィルタ４と、位相比較器６と、ローパスフィルタ８
と、増幅器９とを備えている。基準信号源２は所定の周
波数の基準信号を発生する。オールパスフィルタ４は、
電流制御の電圧制御電流源（以下、Ｇｍアンプともい
う）４ａ、キャパシタ４ｂ、及びバッファ４ｃからなる
時定数回路と、抵抗４ｄ、４ｅとを備えており、基準信
号源の出力を抵抗４ｄ、４ｅによって１／２に分圧した
ものと上記時定数回路の出力との差を位相比較器６に送
出する。ここでオールパスフィルタ４の特性を、図２に
示す最も原始的な１次オールパスフィルタを例にとって
説明する。基準信号源２２の出力電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ1 で
分割した電圧ＶA （＝１／２Ｖ1）と、キャパシタＣ及
び抵抗Ｒで分圧された電圧ＶB との差電圧Ｖ2 （＝ＶA
−ＶB ）は
【００１０】
【数１】 したがって伝達関数Ｔ（ｓ）は、
【００１１】
【数２】 となる。ここでｓ＝ｊωとおくと、伝達関数Ｔ（ｓ）の
振幅は
振幅は
【００１２】
【数３】 となり、周波数ｗに依らず一定となる。
【００１３】一方、位相θは θ＝tan -1（−ω／ω0 ）−tan -1（ω／ω0 ） ＝−２tan -1（ω／ω0 ） となる。すなわち、ω＝ω0 で９０度の位相回転が生じ
ていることを示す。このオールパスフィルタの特性を図
３に示す。図３においてグラフｈ1 は振幅特性をグラフ
ｈ2 は位相特性を示す。なお、図１に示す実施例のオー
ルパスフィルタ４においては、Ｇｍアンプ４ａの相互コ
ンダクタンスをｇｍ、キャパシタ４ｂのキャパシタンス
をＣT とすると、ω0 ＝ｇｍ／ＣT なる周波数（角周波
数）で９０度の位相回転が生じる。そして、オールパス
フィルタ４は基準信号源２から出力される信号の周波数
（所定値）において位相が９０度シフトするようにキャ
パシタンスＣT 及び相互コンダクタンスｇｍが設計され
る。
ていることを示す。このオールパスフィルタの特性を図
３に示す。図３においてグラフｈ1 は振幅特性をグラフ
ｈ2 は位相特性を示す。なお、図１に示す実施例のオー
ルパスフィルタ４においては、Ｇｍアンプ４ａの相互コ
ンダクタンスをｇｍ、キャパシタ４ｂのキャパシタンス
をＣT とすると、ω0 ＝ｇｍ／ＣT なる周波数（角周波
数）で９０度の位相回転が生じる。そして、オールパス
フィルタ４は基準信号源２から出力される信号の周波数
（所定値）において位相が９０度シフトするようにキャ
パシタンスＣT 及び相互コンダクタンスｇｍが設計され
る。
【００１４】位相比較器６は例えばダブリーバランス回
路で実現され、基準信号源２の出力の位相と、オールパ
スフィルタ４の出力の位相とを比較し、当該位相差に比
例した制御電流を出力する（図４参照）。この位相比較
器６の出力はローパスフィルタ８を介して増幅器９で増
幅されて図示されない被補正フィルタ（ＩＣフィルタ）
に送られるとともに、Ｇｍアンプ４ａの相互コンダクタ
ンスｇｍを制御するためにＧｍアンプ４ａに送られる。
路で実現され、基準信号源２の出力の位相と、オールパ
スフィルタ４の出力の位相とを比較し、当該位相差に比
例した制御電流を出力する（図４参照）。この位相比較
器６の出力はローパスフィルタ８を介して増幅器９で増
幅されて図示されない被補正フィルタ（ＩＣフィルタ）
に送られるとともに、Ｇｍアンプ４ａの相互コンダクタ
ンスｇｍを制御するためにＧｍアンプ４ａに送られる。
【００１５】次に本実施例の動作を説明する。例えば被
補正フィルタの固有角周波数ω0 が素子のばらつきによ
り低い方にずれたとすれば、上記被補正フィルタと同一
チップ上で同一プロセスによって形成されるオールパス
フィルタ４の設計角周波数ω0 （＝ｇｍ／ＣT ）も素子
のばらつきにより同様に低い方にずれる。すると、オー
ルパスフィルタ４から位相比較器６に送出される信号
は、基準信号源２から出力される基準信号に対して位相
の移相量が９０度より大きな値の遅れとなる。これは図
３に示す位相特性において特性曲線ｈ2 が左、つまりω
0 が低い方にずれていることに相当する。すると、図４
に示す位相比較器６の特性から位相比較器６の出力が大
きくなってＧｍアンプ４ａの相互コンダクタンスｇｍを
大にする。これによりω0 は高くなり、オールパスフィ
ルタの出力の位相は基準信号に対して９０度に近づいて
行き、ついにはその差が初期誤差のループゲイン分の１
になったところで安定する。したがって被補正フィルタ
のＧｍアンプにも増幅器９を介して位相比較器６の出力
が送出されることにより同様にしてばらつきが補正され
て、補正された固有角周波数が設計値となる。
補正フィルタの固有角周波数ω0 が素子のばらつきによ
り低い方にずれたとすれば、上記被補正フィルタと同一
チップ上で同一プロセスによって形成されるオールパス
フィルタ４の設計角周波数ω0 （＝ｇｍ／ＣT ）も素子
のばらつきにより同様に低い方にずれる。すると、オー
ルパスフィルタ４から位相比較器６に送出される信号
は、基準信号源２から出力される基準信号に対して位相
の移相量が９０度より大きな値の遅れとなる。これは図
３に示す位相特性において特性曲線ｈ2 が左、つまりω
0 が低い方にずれていることに相当する。すると、図４
に示す位相比較器６の特性から位相比較器６の出力が大
きくなってＧｍアンプ４ａの相互コンダクタンスｇｍを
大にする。これによりω0 は高くなり、オールパスフィ
ルタの出力の位相は基準信号に対して９０度に近づいて
行き、ついにはその差が初期誤差のループゲイン分の１
になったところで安定する。したがって被補正フィルタ
のＧｍアンプにも増幅器９を介して位相比較器６の出力
が送出されることにより同様にしてばらつきが補正され
て、補正された固有角周波数が設計値となる。
【００１６】なお、オールパスフィルタ４の移相量（位
相遅れ量）は入力信号が正弦波におけるものであるから
入力信号が方形波や三角波の場合はこの入力信号に含ま
れる高周波の影響でゼロクロス点での位相誤差が発生す
る。すなわち入力信号が方形波の場合は位相が９０度よ
り進み気味となり、三角波では少々遅れ気味となる。
又、入力信号が特定形状の台形波の場合はほとんど誤差
は発生しないが、設定が難しい。そこで、基準信号源２
から出力される基準信号としては台形波をローパスフィ
ルタを通して得られる擬似的な正弦波であれば位相誤差
も発生しないことになる。この擬似的な正弦波の生成回
路を図５に示す。この生成回路はトランジスタＴ1 、Ｔ
2 からなるバッファと、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 及びキャパシタ
Ｃ１からなる時定数回路と、ダイオードｄ1 、ｄ2 、ト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 、抵抗Ｒ3 、Ｒ4 及び電流源Ｉか
らなるリミッタ回路と、キャパシタＣ2 及び抵抗Ｒ5 、
Ｒ6からなるローパスフィルタとからなっている。上記
バッファに方形波が入力されると、時定数回路からは三
角波が出力され、この三角波はリミッタ回路によって台
形波にされ、この台形波はローパスフィルタによって疑
似的な三角波にされ、この三角波がローパスフィルタの
出力端ＯＵＴ1 からＯＵＴ2 から出力される。
相遅れ量）は入力信号が正弦波におけるものであるから
入力信号が方形波や三角波の場合はこの入力信号に含ま
れる高周波の影響でゼロクロス点での位相誤差が発生す
る。すなわち入力信号が方形波の場合は位相が９０度よ
り進み気味となり、三角波では少々遅れ気味となる。
又、入力信号が特定形状の台形波の場合はほとんど誤差
は発生しないが、設定が難しい。そこで、基準信号源２
から出力される基準信号としては台形波をローパスフィ
ルタを通して得られる擬似的な正弦波であれば位相誤差
も発生しないことになる。この擬似的な正弦波の生成回
路を図５に示す。この生成回路はトランジスタＴ1 、Ｔ
2 からなるバッファと、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 及びキャパシタ
Ｃ１からなる時定数回路と、ダイオードｄ1 、ｄ2 、ト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 、抵抗Ｒ3 、Ｒ4 及び電流源Ｉか
らなるリミッタ回路と、キャパシタＣ2 及び抵抗Ｒ5 、
Ｒ6からなるローパスフィルタとからなっている。上記
バッファに方形波が入力されると、時定数回路からは三
角波が出力され、この三角波はリミッタ回路によって台
形波にされ、この台形波はローパスフィルタによって疑
似的な三角波にされ、この三角波がローパスフィルタの
出力端ＯＵＴ1 からＯＵＴ2 から出力される。
【００１７】以上述べたように本実施例によれば、抵抗
ばかりでなく、キャパシタンスのばらつきも補正でき
る。又、１次のオールパスフィルタを用いたことにより
最低でも２次のバンドパスを用いる従来の場合に比べて
素子数を少なくできるとともに、振幅特性が平担で、位
相の回転が広い周波数で緩かに行われるため、引込み範
囲も従来のものに比べて広くすることができる。
ばかりでなく、キャパシタンスのばらつきも補正でき
る。又、１次のオールパスフィルタを用いたことにより
最低でも２次のバンドパスを用いる従来の場合に比べて
素子数を少なくできるとともに、振幅特性が平担で、位
相の回転が広い周波数で緩かに行われるため、引込み範
囲も従来のものに比べて広くすることができる。
【００１８】次に本発明によるＩＣフィルタの補正シス
テムの第２の実施例の構成を図６に示す。この実施例の
補正システムは具体的にＩＣ内に組込んだ例であり、バ
イアス回路６０と、疑似正弦波生成回路６２と、可変Ｇ
ｍアンプ及びキャパシタを有するオールパスフィルタ６
４と、ダブリバランス回路を利用した位相比較器６６
と、キャパシタからなるローパスフィルタ６８と、出力
回路６９とを備えており、ダブリーバランス回路（位相
比較器６６）の出力に接続されたトランジスタＴ5 、Ｔ
6 、Ｔ7 からなるカレントミラーのペア性と、Ｇｍアン
プに使用される定電流源のペア性に大きく依存してい
る。このため、回路、ＩＣパターン共に製造に十分な注
意が必要である。
テムの第２の実施例の構成を図６に示す。この実施例の
補正システムは具体的にＩＣ内に組込んだ例であり、バ
イアス回路６０と、疑似正弦波生成回路６２と、可変Ｇ
ｍアンプ及びキャパシタを有するオールパスフィルタ６
４と、ダブリバランス回路を利用した位相比較器６６
と、キャパシタからなるローパスフィルタ６８と、出力
回路６９とを備えており、ダブリーバランス回路（位相
比較器６６）の出力に接続されたトランジスタＴ5 、Ｔ
6 、Ｔ7 からなるカレントミラーのペア性と、Ｇｍアン
プに使用される定電流源のペア性に大きく依存してい
る。このため、回路、ＩＣパターン共に製造に十分な注
意が必要である。
【００１９】図６に示す補正システムにおいては、位相
比較器６６の出力は差動電流で得られ、一方の出力は出
力回路６９のトランジスタＴ5 、Ｔ6 、Ｔ7 からなるカ
レントミラーで折り返され他方の出力と合成されてシン
グルエンド出力となる。この出力点にローパスフィルタ
６８のキャパシタＣ1 が接続される。又、エミッタホロ
ワＴ3 と抵抗Ｒ1 を介して制御電流がＧｍアンプへ供給
される。
比較器６６の出力は差動電流で得られ、一方の出力は出
力回路６９のトランジスタＴ5 、Ｔ6 、Ｔ7 からなるカ
レントミラーで折り返され他方の出力と合成されてシン
グルエンド出力となる。この出力点にローパスフィルタ
６８のキャパシタＣ1 が接続される。又、エミッタホロ
ワＴ3 と抵抗Ｒ1 を介して制御電流がＧｍアンプへ供給
される。
【００２０】又、この補正システムは電源起動時などに
動作範囲を逸脱しないように保護回路が設けられてい
る。即ち制御電流の最大値及び最小値を制限する回路で
ある。最小値はトランジスタＴ1 、Ｔ2 のカレントミラ
ーからトランジスタＴ4 に供給される電流で決まる。最
大値は上記最小値設定電流とＶF ／Ｒ1 で決まる電流と
の和で決まる。なぜならばトランジスタのベース電位
は、電圧正弦ダイオードＤ1 の働きにより接地から３Ｖ
F の電位に制限される（トランジスタＴ6 、Ｔ5 及びダ
イオードＤ1 のＶF の和）。そしてトランジスタＴ3 の
電流は３ＶF から２ＶF （トランジスタＴ3 とＴ4 のＶ
F ）を引いたＶF １個分に対する抵抗Ｒ1 との比で決ま
ることになる。このように最小、最大制御電流の制限回
路により安定な動作が保証される。なお、上記システム
は、元々従来の回路に比べて広い引込み範囲を有するの
で、上記最小、最大の幅は大きくとって差支えない。
動作範囲を逸脱しないように保護回路が設けられてい
る。即ち制御電流の最大値及び最小値を制限する回路で
ある。最小値はトランジスタＴ1 、Ｔ2 のカレントミラ
ーからトランジスタＴ4 に供給される電流で決まる。最
大値は上記最小値設定電流とＶF ／Ｒ1 で決まる電流と
の和で決まる。なぜならばトランジスタのベース電位
は、電圧正弦ダイオードＤ1 の働きにより接地から３Ｖ
F の電位に制限される（トランジスタＴ6 、Ｔ5 及びダ
イオードＤ1 のＶF の和）。そしてトランジスタＴ3 の
電流は３ＶF から２ＶF （トランジスタＴ3 とＴ4 のＶ
F ）を引いたＶF １個分に対する抵抗Ｒ1 との比で決ま
ることになる。このように最小、最大制御電流の制限回
路により安定な動作が保証される。なお、上記システム
は、元々従来の回路に比べて広い引込み範囲を有するの
で、上記最小、最大の幅は大きくとって差支えない。
【００２１】この第２の実施例の補正システムも第１の
実施例と同様の効果を有することは云うまでもない。
実施例と同様の効果を有することは云うまでもない。
【００２２】なお、被補正フィルタ（ＩＣフィルタ）の
周波数特性は、上記被補正フィルタに送出される本発明
の補正システムからの制御電流を大きくするにつれて、
図７に示すようにグラフｋ1 からグラフｋ2 へ、グラフ
ｋ2 からグラフｋ3 へその特性がシフトする。
周波数特性は、上記被補正フィルタに送出される本発明
の補正システムからの制御電流を大きくするにつれて、
図７に示すようにグラフｋ1 からグラフｋ2 へ、グラフ
ｋ2 からグラフｋ3 へその特性がシフトする。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、抵抗ばかりでなくキャ
パシタンスのばらつきも補正できるとともに、素子数を
少なくでき、かつ引込み範囲を広くすることができる。
パシタンスのばらつきも補正できるとともに、素子数を
少なくでき、かつ引込み範囲を広くすることができる。
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック
図。
図。
【図２】本発明にかかるオールパルスフィルタの原理を
説明する回路図。
説明する回路図。
【図３】オールパスフィルタの周波数特性を示すグラ
フ。
フ。
【図４】本発明にかかる位相比較器の特性を示すグラ
フ。
フ。
【図５】本発明にかかる疑似正弦波を生成する生成回路
の構成を示す回路図。
の構成を示す回路図。
【図６】本発明の第２の実施例の構成を示す回路図。
【図７】被補正フィルタの周波数応答の変化を示すグラ
フ。
フ。
【図８】従来の補正システムの例を示すブロック図。
【図９】従来の補正システムの別々の例を示すブロック
図。
図。
２ 基準信号源 ４ オールパスフィルタ ６ 位相比較器 ８ ローパスフィルタ ９ 増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】所定の周波数の基準信号を発生する基準信
号発生手段と、制御可能な可変時定数を有し前記基準信
号を受けるオールパスフィルタと、このオールパスフィ
ルタの出力信号の位相と前記基準信号の位相とを比較す
る位相比較手段と、この位相比較手段から出力される制
御信号の高周波成分の通過を阻止するローパスフィルタ
と、を備え、 前記オールパスフィルタは制御可能な可変時定数を有す
るＩＣフィルタと同一チップ上に形成され、前記オール
パスフィルタ及び前記ＩＣフィルタの可変時定数は前記
ローパスフィルタを介して得られる制御信号によって制
御されることを特徴とするＩＣフィルタのばらつき補正
システム。 - 【請求項２】前記基準信号発生手段は基準信号として疑
似正弦波を発生することを特徴とする請求項１記載のＩ
Ｃフィルタのばらつき補正システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9997892A JPH05299971A (ja) | 1992-04-20 | 1992-04-20 | Ｉｃフィルタのばらつき補正システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9997892A JPH05299971A (ja) | 1992-04-20 | 1992-04-20 | Ｉｃフィルタのばらつき補正システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05299971A true JPH05299971A (ja) | 1993-11-12 |
Family
ID=14261763
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9997892A Pending JPH05299971A (ja) | 1992-04-20 | 1992-04-20 | Ｉｃフィルタのばらつき補正システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05299971A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7924068B2 (en) | 2005-11-29 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Automatic adjustment circuit, and filter circuit |
-
1992
- 1992-04-20 JP JP9997892A patent/JPH05299971A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7924068B2 (en) | 2005-11-29 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Automatic adjustment circuit, and filter circuit |
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