JPS6367925A - 負帰還増幅器 - Google Patents
負帰還増幅器Info
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- JPS6367925A JPS6367925A JP61212897A JP21289786A JPS6367925A JP S6367925 A JPS6367925 A JP S6367925A JP 61212897 A JP61212897 A JP 61212897A JP 21289786 A JP21289786 A JP 21289786A JP S6367925 A JPS6367925 A JP S6367925A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- attenuator
- signal
- control circuit
- amplifier
- Prior art date
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- Granted
Links
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 6
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形
で帰還する負帰還増幅器に関する。
で帰還する負帰還増幅器に関する。
無線通信において、送信機における電力増幅器の線形性
と電源効率との間の関係は常に問題となるところである
。電源効率の高い増幅器を用いれば、非線形歪が大きく
なる。高密度なディジタル伝送を行なう場合には４相Ｐ
ＳＫや１６値ＱＡＭ等の線形変調方式が用いられるが、
このような変調方式により変調された信号は増幅器の非
線形性による送信スペクトル劣化は避けられない。この
ような劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は一
般によく用いられる方式の−一つである。特に高い周波
数帯域の信号に対して高い一巡利得を得るための一方式
として、電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形で
帰還する方式が知られている。
と電源効率との間の関係は常に問題となるところである
。電源効率の高い増幅器を用いれば、非線形歪が大きく
なる。高密度なディジタル伝送を行なう場合には４相Ｐ
ＳＫや１６値ＱＡＭ等の線形変調方式が用いられるが、
このような変調方式により変調された信号は増幅器の非
線形性による送信スペクトル劣化は避けられない。この
ような劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は一
般によく用いられる方式の−一つである。特に高い周波
数帯域の信号に対して高い一巡利得を得るための一方式
として、電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形で
帰還する方式が知られている。
（従来技術とその問題点）
増幅器出力を復調して帰還する方式としては、セカンド
・インターナショナル・コンファレンス・オン・レディ
オ・スペクトラム・コンバージョン０テクニクス（２ｎ
ｄ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃ
ｅ ｏｎＲａｄｉｏ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎｖｅｒ
ｓｉｏｎ １：ｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ）に発表された方
式がある。第２図にその方式の一例を示す。端子２０１
、２０２から入力した信号ｘ （ｔ＞ 、 ｙ （ｔ
）はそれぞれ引き算器２０１ 、２１５を通って低域ろ
波器２３０および２３５に入力する。低域ろ波器Ｌ Ｐ
Ｆ ２３０出力と正弦波発生器２９０出力である搬送
波（角周波数はωｔ）とをかけ算器２４０でかけ合わせ
、また低域ろ波器Ｌ Ｐ Ｆ ２３５出力と移相器２９
５で９０°位相が変化した正弦波発生器２９０出力とを
かけ算器２４５でかけあわせたあと、かけ算器２４０お
よび２４５出力を加算器２５０で加算する。加算器２５
０の出力は端子２０１ 、２０２から入力した基底帯域
信号により直交変調された信号である。加算器２５０出
力は利得Ｇの増幅器２６０で増幅されて端子２０３から
送信される。
・インターナショナル・コンファレンス・オン・レディ
オ・スペクトラム・コンバージョン０テクニクス（２ｎ
ｄ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃ
ｅ ｏｎＲａｄｉｏ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎｖｅｒ
ｓｉｏｎ １：ｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ）に発表された方
式がある。第２図にその方式の一例を示す。端子２０１
、２０２から入力した信号ｘ （ｔ＞ 、 ｙ （ｔ
）はそれぞれ引き算器２０１ 、２１５を通って低域ろ
波器２３０および２３５に入力する。低域ろ波器Ｌ Ｐ
Ｆ ２３０出力と正弦波発生器２９０出力である搬送
波（角周波数はωｔ）とをかけ算器２４０でかけ合わせ
、また低域ろ波器Ｌ Ｐ Ｆ ２３５出力と移相器２９
５で９０°位相が変化した正弦波発生器２９０出力とを
かけ算器２４５でかけあわせたあと、かけ算器２４０お
よび２４５出力を加算器２５０で加算する。加算器２５
０の出力は端子２０１ 、２０２から入力した基底帯域
信号により直交変調された信号である。加算器２５０出
力は利得Ｇの増幅器２６０で増幅されて端子２０３から
送信される。
増幅器２６０出力の一部を受けて減衰量Ｒの減衰器２７
０で減衰した送信信号は移相器２７５で位相を調整した
あとかけ算器２８０および２８５に入力する。かけ算器
２８０では正弦波発生器２９０出力とかけあわせて復調
し、復調された信号は引き算器２１０に入力して端子２
０１からの入力信号から引き算する。かけ算器２８５で
は９０°位相変化した正弦波発生器出力とかけあわせて
復調し、復調された信号は引き算器２１５に入力し端子
２０２からの入力信号から引き算する。Ｌ Ｐ Ｆ ２
３０および２３５は帰還回路の帯域を制限するためのも
ので、二つの特性はほぼ等しいことが望ましい。また移
相器２７５は、遅延による一巡利得の劣化を防ぐための
ものである。例えば増幅器２６０人力から減衰器２７０
出力までの遅延を−τとし、移相器がないとする。この
時加算器２５０出力をｚ、（ｔ）とすると、 ｚ ｅ（ｔ） ＝ ｘ （ｔ）ｃｏｓ（Ｉ）１１ｔ＋
ｙ （ｔ）ｓｉｎωｔｔ （１）とすると、減衰
器２７０出力ｚ、（ｔ）は、ｚ 、（ｔ）＝Ｇ−Ｒ・（
ｘ（ｔ−ｘｒ）ｃｏｓωｃ（ｔ−６τ）＋ｙ（を−Δτ
）ｓｉｎωｃ（ｔ−ムτ）） （２）となり、かけ算
回路２８０および２８５出力ＸＩ（ｔ）１ｙバｔ）はそ
れぞれ ｘ＊（ｔ）＝ｘ（ｔ ｔ−τ）ｃｏｓω２Δτ又は、
７ｘ （ｔ＞ −ｙ（を−Δτ）ｃｏｓω６ムτ
（３）となる。従って復調時に信号成分に対し
て利得ｃｌｔＡω１Δτがかかることになる。これは復
調器において信号が減衰することを意味する。この時の
信俤対°する負帰還回路の利得Ｇ、は、次のようになる
一スロ値： とＰ免足砧洛ｐことを意味する。
０で減衰した送信信号は移相器２７５で位相を調整した
あとかけ算器２８０および２８５に入力する。かけ算器
２８０では正弦波発生器２９０出力とかけあわせて復調
し、復調された信号は引き算器２１０に入力して端子２
０１からの入力信号から引き算する。かけ算器２８５で
は９０°位相変化した正弦波発生器出力とかけあわせて
復調し、復調された信号は引き算器２１５に入力し端子
２０２からの入力信号から引き算する。Ｌ Ｐ Ｆ ２
３０および２３５は帰還回路の帯域を制限するためのも
ので、二つの特性はほぼ等しいことが望ましい。また移
相器２７５は、遅延による一巡利得の劣化を防ぐための
ものである。例えば増幅器２６０人力から減衰器２７０
出力までの遅延を−τとし、移相器がないとする。この
時加算器２５０出力をｚ、（ｔ）とすると、 ｚ ｅ（ｔ） ＝ ｘ （ｔ）ｃｏｓ（Ｉ）１１ｔ＋
ｙ （ｔ）ｓｉｎωｔｔ （１）とすると、減衰
器２７０出力ｚ、（ｔ）は、ｚ 、（ｔ）＝Ｇ−Ｒ・（
ｘ（ｔ−ｘｒ）ｃｏｓωｃ（ｔ−６τ）＋ｙ（を−Δτ
）ｓｉｎωｃ（ｔ−ムτ）） （２）となり、かけ算
回路２８０および２８５出力ＸＩ（ｔ）１ｙバｔ）はそ
れぞれ ｘ＊（ｔ）＝ｘ（ｔ ｔ−τ）ｃｏｓω２Δτ又は、
７ｘ （ｔ＞ −ｙ（を−Δτ）ｃｏｓω６ムτ
（３）となる。従って復調時に信号成分に対し
て利得ｃｌｔＡω１Δτがかかることになる。これは復
調器において信号が減衰することを意味する。この時の
信俤対°する負帰還回路の利得Ｇ、は、次のようになる
一スロ値： とＰ免足砧洛ｐことを意味する。
Ｃ殖叩整・Ｃτ≧ｐ−の時
それに加わる奇数次混笈調が増加し、かつ−巡利′１１
夜全さＪ、」門回鼠、： 得がｃＯ３ω、Δτ倍になって減るため歪改善特性が劣
化する。つまり非線形歪が大きくなる。
夜全さＪ、」門回鼠、： 得がｃＯ３ω、Δτ倍になって減るため歪改善特性が劣
化する。つまり非線形歪が大きくなる。
■ｃｏｓω。Δτ〈０の時
発振する。
従ってこのような問題を解決するために移相器２７５を
用いている。減衰器出力の位相をΔθだけ動かし、かつ ｃｏｓ（ω。Δτ−ム０）＝１
（５）となる時、かけ算器２８０および２８５出力をｘ
（ｔ−Δτ）、ｙ（ｔ−Δτ） とできる。このようにムθを式（９を満足するように決
定すれば上記（１）、■を解決できる。
用いている。減衰器出力の位相をΔθだけ動かし、かつ ｃｏｓ（ω。Δτ−ム０）＝１
（５）となる時、かけ算器２８０および２８５出力をｘ
（ｔ−Δτ）、ｙ（ｔ−Δτ） とできる。このようにムθを式（９を満足するように決
定すれば上記（１）、■を解決できる。
しかしながら、このような送信機をＦＤＭシステムに用
い、増幅器２６０の遅延が周波数特性を持つとすると、
一定の一部に移相器２７５の位相変化量を固定したこの
ような回路では回線を切りかえた時に上記（１）■の問
題が再び起こる。また、回路の入力信号レベルが高くな
ると回路出力の電力も限界を越えることがある。
い、増幅器２６０の遅延が周波数特性を持つとすると、
一定の一部に移相器２７５の位相変化量を固定したこの
ような回路では回線を切りかえた時に上記（１）■の問
題が再び起こる。また、回路の入力信号レベルが高くな
ると回路出力の電力も限界を越えることがある。
本発明の目的は、このような欠点を解決する負帰還増幅
器の提供にある。
器の提供にある。
（問題点を解決するための手段）
前述の問題点を解決するために本発明が提供する手段は
、第１および第２の基底帯域信号を入力とし：前記第１
および第２の入力信号をそれぞれ受ける第１および第２
の引き算器と；前記第１および第２の引き算器出力およ
び正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；前記直交変
調器出力を増幅して出力する電力増幅器と；前記電力増
幅器の出力の一部を受けて減衰させる減衰器と；前記減
衰器の出力と前記正弦波発生器出力とを受けて第１およ
び第２の基底帯域信号を復調し、これら両信号を前記第
１および第２の引き算器に出力する直交復調器とを少な
くとも有するー・巡回路の中に帯域制限回路を含んでな
る負帰還増幅器において：前記電力増幅器出力の平均値
がある定められた一定値以上か以下かを示す制御信号を
出力する制御回路と：前記電力増幅器から前記第１およ
び第２の引き算器までの負帰還路に位置して該制御回路
出力を受けて前記制御回路入力の平均電力が常に一定に
なるように、負帰還路利得を調整する可変利得回路とが
加わったことを特徴とする。
、第１および第２の基底帯域信号を入力とし：前記第１
および第２の入力信号をそれぞれ受ける第１および第２
の引き算器と；前記第１および第２の引き算器出力およ
び正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；前記直交変
調器出力を増幅して出力する電力増幅器と；前記電力増
幅器の出力の一部を受けて減衰させる減衰器と；前記減
衰器の出力と前記正弦波発生器出力とを受けて第１およ
び第２の基底帯域信号を復調し、これら両信号を前記第
１および第２の引き算器に出力する直交復調器とを少な
くとも有するー・巡回路の中に帯域制限回路を含んでな
る負帰還増幅器において：前記電力増幅器出力の平均値
がある定められた一定値以上か以下かを示す制御信号を
出力する制御回路と：前記電力増幅器から前記第１およ
び第２の引き算器までの負帰還路に位置して該制御回路
出力を受けて前記制御回路入力の平均電力が常に一定に
なるように、負帰還路利得を調整する可変利得回路とが
加わったことを特徴とする。
（作用）
本発明では次の２つの制御を行なっている。第１は増幅
器出力を検出し、負帰還回路全体の利得Ｇ２が常に所望
の利得Ｇ、となるように増幅器利得を調整する制御であ
る。つまり、復調器において遅延に起因する減衰がおこ
り、かつ電力増幅器の出力が飽和領域に達していない時
には、式（４）に示しとなる。増幅器出力を監視し、増
幅器出力が所望の出力以上用ないように増幅器利得を調
整している。このことにより負帰還増幅器は設計時の一
巡利得を保持する。
器出力を検出し、負帰還回路全体の利得Ｇ２が常に所望
の利得Ｇ、となるように増幅器利得を調整する制御であ
る。つまり、復調器において遅延に起因する減衰がおこ
り、かつ電力増幅器の出力が飽和領域に達していない時
には、式（４）に示しとなる。増幅器出力を監視し、増
幅器出力が所望の出力以上用ないように増幅器利得を調
整している。このことにより負帰還増幅器は設計時の一
巡利得を保持する。
（実施例）
以下図面を参照して本発明を一層詳しく説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。端
子１０１ 、１０２からそれぞれ帯域制限きれた基底帯
域信号が入力する。端子１０１から入力した信号は引き
算器１１０に入力し、端子１０２から入力した信号は引
き算器１１５に入力する。引き算器１１０および引き算
器１１５出力はそれぞれ低域ろ波器１２０および１２５
を通って直交変調器１３０に入力する。直交変調器１３
０では正弦波発生器１３１の出力を変調する。変調され
た信号は電力増幅器１４０で増幅されて送信される。増
幅器１４０出力の一部は可変利得減衰器１４５で減衰さ
れて直交復調器１３５に入力する。直交復調器１３５で
は可変利得減衰器１４５出力と移相器１３２を通過した
正弦波発生器１３１出力を受けて復調され第１および第
２の基底帯域信号を得る。可変減衰器１４５人力は、ま
た制御回路１５０に入力し、減衰器１４５人力が所望の
値をとるように利得可変減衰器１４５の利得制御用信号
を得る。それぞれの基底帯域信号は引き算器１１０およ
び１１５に入力する。制御回路１５０出力は、減衰器１
４５に入力し、増幅器１４０出力が所望の値より大きい
時には減衰量を小さくシ、小せい時には大きくするよう
に制御する。このようにすることにより、遅延特性が設
計値からかわって負帰還回路の特性全体が劣化すること
を防ぐことができる。
子１０１ 、１０２からそれぞれ帯域制限きれた基底帯
域信号が入力する。端子１０１から入力した信号は引き
算器１１０に入力し、端子１０２から入力した信号は引
き算器１１５に入力する。引き算器１１０および引き算
器１１５出力はそれぞれ低域ろ波器１２０および１２５
を通って直交変調器１３０に入力する。直交変調器１３
０では正弦波発生器１３１の出力を変調する。変調され
た信号は電力増幅器１４０で増幅されて送信される。増
幅器１４０出力の一部は可変利得減衰器１４５で減衰さ
れて直交復調器１３５に入力する。直交復調器１３５で
は可変利得減衰器１４５出力と移相器１３２を通過した
正弦波発生器１３１出力を受けて復調され第１および第
２の基底帯域信号を得る。可変減衰器１４５人力は、ま
た制御回路１５０に入力し、減衰器１４５人力が所望の
値をとるように利得可変減衰器１４５の利得制御用信号
を得る。それぞれの基底帯域信号は引き算器１１０およ
び１１５に入力する。制御回路１５０出力は、減衰器１
４５に入力し、増幅器１４０出力が所望の値より大きい
時には減衰量を小さくシ、小せい時には大きくするよう
に制御する。このようにすることにより、遅延特性が設
計値からかわって負帰還回路の特性全体が劣化すること
を防ぐことができる。
第１図の制御回路１５０の一例を第３図に示す。
入力信号を余波整流回路３１０で全波整流し、Ｌ Ｐ
Ｆ ３２０で平滑化し、実効値を得る。引き算器３３０
でＬＰＦ出力と所望実効値（ｒｅｆ）との間で引き算し
、比較器３４０で引き算器出力が正か負かを判定し、正
ならば（ＬＰＦ出力がｒｅｆより大）減衰器１４５の減
衰量を下げるパルスを発生し、負ならば（ＬＰＦ出力が
ｒｅｆ’より小）上げるパルスを発生する。
Ｆ ３２０で平滑化し、実効値を得る。引き算器３３０
でＬＰＦ出力と所望実効値（ｒｅｆ）との間で引き算し
、比較器３４０で引き算器出力が正か負かを判定し、正
ならば（ＬＰＦ出力がｒｅｆより大）減衰器１４５の減
衰量を下げるパルスを発生し、負ならば（ＬＰＦ出力が
ｒｅｆ’より小）上げるパルスを発生する。
可変利得減衰器１４５の構成の一例を第４図に示す。制
御回路１５０からのパルスを数えるアップ−ダウン−＝
＋ンバータ（ｕｐ−ｄｏｗｎ ｃｏｕｎｔｅｒ ） ４
１０と、それをアナログ電圧に変換するＤＡ変換器４２
０と、ＤＡ変換器出力がＩＦ端子に入力するように接続
したダブルバランスドミキサー４３０とで構成できる。
御回路１５０からのパルスを数えるアップ−ダウン−＝
＋ンバータ（ｕｐ−ｄｏｗｎ ｃｏｕｎｔｅｒ ） ４
１０と、それをアナログ電圧に変換するＤＡ変換器４２
０と、ＤＡ変換器出力がＩＦ端子に入力するように接続
したダブルバランスドミキサー４３０とで構成できる。
本実施例においては低域ろ波器を引き算器のあとに設け
たが、本発明では引き算器と直交復調器１３５の間でも
よい。また低域ろ波器のかわりに帯域ろ波器を直交変調
器から直交復調器までの回路の中に設けても同様の帯域
制限効果が得られる。
たが、本発明では引き算器と直交復調器１３５の間でも
よい。また低域ろ波器のかわりに帯域ろ波器を直交変調
器から直交復調器までの回路の中に設けても同様の帯域
制限効果が得られる。
以上図を用いて本発明について説明したが、本発明は本
実施例に限られるものではなく、本発明の範囲内で変更
が可能なことはもちろんである。
実施例に限られるものではなく、本発明の範囲内で変更
が可能なことはもちろんである。
（発明の効果）
以上に詳しく説明した本発明により、電力増幅器等の遅
延に起因する出力信号スペクトルの劣化を防いだ負帰還
増幅器が得られる。
延に起因する出力信号スペクトルの劣化を防いだ負帰還
増幅器が得られる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、第
２図は従来例を示すブロック図であり、第３図は第１図
における制御回路の一具体例を示したブロック図であり
、第４図は第１図における可変利得減衰器の一具体例を
示したブロック図である。 図において、１０１ 、１０２ 、２０１ 、２０２は
入力端子であり、１１０ 、１１５ 、２１０ 、２１
５ 、３３０は引き算器であり、１２０ 、１２５ 、
２３０ 、２３５ 、３２０は低域ろ波器であり、１３
０は直交変調器であり、１３１ 、２９０は正弦波発生
器であり、１３２ 、２７５ 、２９５は移相器であり
、１３５は直交復調器であり、１４０ 、２６０は電力
増幅器であり、１４５は可変利得減衰器であり、１５０
は制御回路であり、２４０ 、２４５ 、２８０ 、２
８５は掛算器であり、２５０は加算器であり、２７０は
減衰器であり、３１０は全波整流回路であり、３４０は
比較器であり、４１０はアップダウンカウンタであり、
４２０はディジタルアナログ変換器であり、４３０は電
圧制御型可変減衰器である。
２図は従来例を示すブロック図であり、第３図は第１図
における制御回路の一具体例を示したブロック図であり
、第４図は第１図における可変利得減衰器の一具体例を
示したブロック図である。 図において、１０１ 、１０２ 、２０１ 、２０２は
入力端子であり、１１０ 、１１５ 、２１０ 、２１
５ 、３３０は引き算器であり、１２０ 、１２５ 、
２３０ 、２３５ 、３２０は低域ろ波器であり、１３
０は直交変調器であり、１３１ 、２９０は正弦波発生
器であり、１３２ 、２７５ 、２９５は移相器であり
、１３５は直交復調器であり、１４０ 、２６０は電力
増幅器であり、１４５は可変利得減衰器であり、１５０
は制御回路であり、２４０ 、２４５ 、２８０ 、２
８５は掛算器であり、２５０は加算器であり、２７０は
減衰器であり、３１０は全波整流回路であり、３４０は
比較器であり、４１０はアップダウンカウンタであり、
４２０はディジタルアナログ変換器であり、４３０は電
圧制御型可変減衰器である。
Claims (1)
- 第１および第２の基底帯域信号を入力とし；前記第１お
よび第２の入力信号をそれぞれ受ける第１および第２の
引き算器と；前記第１および第２の引き算器出力および
正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；前記直交変調
器出力を増幅して出力する電力増幅器と；前記電力増幅
器の出力の一部を受けて減衰させる減衰器と；前記減衰
器の出力と前記正弦波発生器出力とを受けて第１および
第２の基底帯域信号を復調し、これら両信号を前記第１
および第２の引き算器に出力する直交復調器とを少なく
とも有する一巡回路の中に帯域制限回路を含んでなる負
帰還増幅器において：前記電力増幅器出力の平均値があ
る定められた一定値以上か以下かを示す制御信号を出力
する制御回路と；前記電力増幅器から前記第１および第
２の引き算器までの負帰還路に位置して該制御回路出力
を受けて前記制御回路入力の平均電力が常に一定になる
ように、負帰還路利得を調整する可変利得回路とが加わ
ったことを特徴とする負帰還増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212897A JPS6367925A (ja) | 1986-09-10 | 1986-09-10 | 負帰還増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212897A JPS6367925A (ja) | 1986-09-10 | 1986-09-10 | 負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6367925A true JPS6367925A (ja) | 1988-03-26 |
| JPH0530335B2 JPH0530335B2 (ja) | 1993-05-07 |
Family
ID=16630080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61212897A Granted JPS6367925A (ja) | 1986-09-10 | 1986-09-10 | 負帰還増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6367925A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1991000653A1 (en) * | 1989-06-30 | 1991-01-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Linear transmitter |
| JPH06311194A (ja) * | 1993-04-21 | 1994-11-04 | Nec Corp | 多値直交振幅変調波歪補償回路 |
| JPH08204774A (ja) * | 1995-01-21 | 1996-08-09 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
-
1986
- 1986-09-10 JP JP61212897A patent/JPS6367925A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1991000653A1 (en) * | 1989-06-30 | 1991-01-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Linear transmitter |
| US5251330A (en) * | 1989-06-30 | 1993-10-05 | Nippon Telegraph & Telephone Corporation | Linear transmitter |
| JPH06311194A (ja) * | 1993-04-21 | 1994-11-04 | Nec Corp | 多値直交振幅変調波歪補償回路 |
| JPH08204774A (ja) * | 1995-01-21 | 1996-08-09 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0530335B2 (ja) | 1993-05-07 |
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