JPH05308342A - スペクトル拡散無線通信装置 - Google Patents

スペクトル拡散無線通信装置

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JPH05308342A
JPH05308342A JP13600492A JP13600492A JPH05308342A JP H05308342 A JPH05308342 A JP H05308342A JP 13600492 A JP13600492 A JP 13600492A JP 13600492 A JP13600492 A JP 13600492A JP H05308342 A JPH05308342 A JP H05308342A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＳＮ比向上，周波数の安定性確保，送・受信
部での回路兼用等を図る。 【構成】 送信部には、１次変調用の角度変調回路(5
2)，局部発振器(49)，発振周波数をＮ1 倍する逓倍器(5
1)，角度変調波にＮ1 逓倍出力を乗ずるミキサ(9),角度
変調波を1/Ｎ1 にする分周器(25)，この分周出力に局部
発振出力を乗ずるミキサ(2),この出力を1/Ｎ2 にする分
周器(26)，この出力より拡散符号を生成するＰＮＧ(4
8)，ミキサ(9）出力に拡散符号を乗じてＳＳ変調するミ
キサ(10)を備え、 受信部には、ＳＳ信号を逆拡散する
回路(3),局部発振器(59)，局部発振周波数をＮ1 倍する
逓倍器(53)，この出力に逆拡散回路(3) 出力を乗じるミ
キサ(31)，この出力を角度復調する回路(61)，ＶＣＯ(2
2)の出力を1/Ｎ1 にする分周器(27)，この出力に局部発
振信号を乗じるミキサ(32)，この出力を各1/Ｎ2,1/Ｎ3
にする分周器(28,29),制御信号生成用の同期検出回路(6
0)，各分周出力選択用回路(Sw)，この出力より拡散符号
を生成するＰＮＧ(47)等を備えた。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散無線通信
装置に係り、特に、キャリヤ周波数と拡散符号とが同期
関係にあるスペクトル拡散（以下“ＳＳ”とも記載す
る）無線通信装置における送信部と受信部を改良したＳ
Ｓ無線通信装置に関する。
【０００２】
【技術的背景】最近のＳＳ通信において、ＳＳ技術によ
る多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来て
いる。周知の如く電波資源は有限なので、周波数を有効
に利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は広い周波数
帯域に拡散されてそのパワースペクトル密度は非常に小
さくなり、これにより他の通信に与える影響は小さく、
既存の通信周波数帯での混用が可能になるため、その面
での効用も大きく、原理的に周波数利用効率の向上に寄
与できるものである。かかる理由によりＳＳによる無線
通信は身近になりつつあり、今後は家庭用のワイヤレス
通信にまで応用が拡大されると予想され、その将来性や
発展性が大きく嘱望されている。
【０００３】
【従来の技術】ＳＳ無線通信において、受信における同
期捕捉と同期保持は基本的に必要なものであり、今まで
に種々の同期捕捉方法や保持方法が提案され、且つ、実
用化されている。その中で、変調時に１次変調である角
度変調（周波数変調や位相変調）用キャリヤと、２次変
調であるＳＳ変調に用いられる拡散符号用クロック信号
とに同期関係を持たせてＳＳ変調を行なう所謂同期型Ｓ
Ｓ変調，復調方式も、受信，復調において回路構成を多
少なりとも簡素化できる方式として知られている。
【０００４】かかるＳＳ無線通信の従来技術について、
図面を参照し乍ら説明する。図１及び図２は従来のＳＳ
無線通信装置の夫々送信部及び受信部のブロック構成
図、図３はＤＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持回路
の主要部となる信号処理回路の具体的ブロック構成図、
図４はＤＬＬ型同期保持回路における同期保持特性図、
図５はスライディング相関型の同期捕捉動作を示す相関
特性図である。
【０００５】まず、送信部の構成及び動作について、図
１と共に説明する。入力端子In1 より音声や情報等の信
号S(t)が、発振器４９より１次変調用のキャリヤ cosω
ｔが、共に変調用の乗算器１に供給され、ここで情報S
(t)の１次変調が行なわれて、変調波 S(t)cosωｔが得
られる。更に、発振器出力を分周器２５に供給してここ
で 1／Ｎ1 （Ｎ1 は任意の自然数）に分周することによ
りクロック信号を作り、これを基に拡散符号発生器（Ｐ
ＮＧ）４８にて拡散符号Ｐ(t) を生成している。従っ
て、出力される拡散符号Ｐ(t) は、上記キャリヤ cosω
ｔと同期関係が保たれる。かかる拡散符号Ｐ(t) は拡散
変調用の乗算器１０に供給され、ここでＳＳ変調が行な
われてＳＳ変調波Ｐ(t)S(t)cosωｔが生成され、ＢＰＦ
（帯域濾波器）１１を介して出力端子Out1より出力され
る。
【０００６】このような同期型ＳＳ変調波は電波となっ
て、空気等の伝送媒体を介して、他のＳＳ無線通信装置
のアンテナを介して、その復調部へと伝送される。そこ
で、従来の代表的なＳＳ無線通信装置の復調部の構成及
び動作について、図２を参照し乍ら説明する。
【０００７】上記ＳＳ変調波は、他機のアンテナ（図示
せず）で受信されて、入力端子In2よりＢＰＦ１２を介
してＡＧＣ（自動利得制御回路）２０に供給され、ここ
で必要に応じて増幅又は減衰された後、スライディング
相関及び逆拡散復調兼用の乗算器３と、ＤＬＬ型同期保
持用信号処理回路（以下単に「ＤＬＬ用信号処理回路」
等と記載する）３６に供給される。乗算器３にはＰＮＧ
（拡散符号発生器）４７にて生成される拡散符号も供給
されており、この拡散符号用のクロック信号周波数は、
同期捕捉されるまでは同期保持時に比較してやゝ高めに
ＶＣＯ（電圧制御発振器）２１により設定されている。
従って、スライディング相関と逆拡散復調は時系列的に
行なわれる。
【０００８】ここで、同期捕捉（確立）に至る動作を説
明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を減衰〜
除去された入力ＳＳ変調波Ｐ(t)S(t)cosωｔは、乗算器
３において拡散符号発生器４７からの拡散符号Ｐ(t) と
の乗算による相関が行われる。この拡散符号Ｐ(t) は受
信側のＰＮＧ４８で生成される拡散符号Ｐ(t) に比べ、
実際には時間τだけ異なるもので、これをρ(t) で表わ
すことにすれば、乗算器３からの乗算出力はＰ(t)*ρ
(t)S(t)cosωｔと表現される。
【０００９】かかる乗算出力は乗算器４と５に供給さ
れ、乗算器４ではＶＣＯ２２からの再生キャリヤcos(ω
t-φ）との乗算による同期検波が行われる。従って、乗
算器４からは（1/2)Ｐ(t)*ρ(t)*S(t){cosφ+cos(2ωt-
φ)}なる信号が出力され、次段のＬＰＦ（低域濾波器）
４５でＰ(t)*ρ(t)S(t)cos(2ωt-φ）／２成分が除去さ
れて、Ｐ(t)*ρ(t)S(t)cosφとなる。φの値が０に近い
値であれば、ＬＰＦ４５出力Ｐ(t)*ρ(t)S(t)cosφは約
1/2のレベルとなる。一方乗算器５には、ＶＣＯ２２よ
りの再生キャリヤcos(ωt-φ）がπ/2位相シフト回路２
３にて位相をπ/2シフトされてsin(ωt-φ）となって供
給されている。
【００１０】従って、乗算器５の出力は(-1/2)Ｐ(t)*ρ
(t)*S(t){sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ４６から
は−Ｐ(t)*ρ(t)sinφが出力されるが、実際のレベルは
０に近くなっている。ＬＰＦ４５とＬＰＦ４６の出力は
共に乗算器６に供給され、ここで乗算が行なわれて、そ
の出力はＰ2 (t)*ρ2 (t)S2 (t)*(-1/2)sin2φなる誤差
信号として得られる。かかる誤差信号は、更にループの
応答時定数を決めるループフィルタ２４にて-Ksin2φな
る誤差信号に変換された後、ＶＣＯ２２に制御用信号と
して供給される。かかる一巡の位相同期ループからなる
キャリヤ再生回路５０は、入力キャリヤに同期してＰＳ
Ｋ復調を同時に行なうことができる。
【００１１】通信装置における受信部の入電後、最初に
働きだすのはこのキャリヤ再生回路５０であり、従って
キャリヤ再生の後、ＬＰＦ４５より得られる相関出力Ｐ
(t)*ρ(t) 、即ち図５のｔ0 点を中心とする３角出力特
性に基づく出力は、スライディング相関の同期捕捉用の
同期判定回路３４に供給され、ここで同期捕捉点SHLを
検出された後、更に波形整形回路３５に供給され、同期
捕捉時より一定の直流出力を得ている。この直流出力は
加算回路４１に供給され、ここでＤＬＬ用信号処理回路
３６からの相関出力と加算された後、ＶＣＯ２１に供給
される。得られた加算出力によってＶＣＯ２１は制御さ
れ、制御された電圧制御発振出力は、正規の同期保持時
の拡散符号を発生させるためのクロック信号となる。
【００１２】次に、同期保持動作について説明する。入
力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２を介してＤＬＬ用信号処理回
路３６に供給されるが、ここで、ＤＬＬ用信号処理回路
３６の具体的回路例を図３に示して、機能，動作を説明
する。図３から明らかなように、入力端子In3 からのＳ
Ｓ変調波は、乗算器７及び８において、ＰＮＧ４７より
夫々供給される拡散符号（イ){正規の拡散符号Ｐ(t) よ
りも位相がΔｔ早いＰ(t−Δt)，及び拡散符号（ロ){同
じくΔｔ遅いＰ(t＋Δt)｝と、夫々乗算される。 な
お、ΔｔはＳＳ方式では拡散符号の１ビット分の時間，
即ち１チップ時間なので、乗算器７の出力は正規動作時
の逆拡散出力であるＰＳＫ変調波であり、これを伝送で
きる狭帯域特性のＢＰＦ１３を介して絶対値回路（又は
エンベロープ検出回路）３８に供給される。同様に、乗
算器８の出力もＢＰＦ１４を介して絶対値回路３９に供
給されている。
【００１３】従って、絶対値回路３８からの出力は、近
似的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t−Δt)
が乗じられた信号となり、絶対値回路３９の出力も同様
にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t＋Δt)が乗
じられた信号として得られる。 夫々の出力信号は引算
回路４０に供給されて引算されるが、その特性は図４に
示す逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、点(C) は同期保
持点である。このようにして得られた相関出力は、これ
を制御信号に加工するためのループフィルタ３７を介し
て出力端子Out3より出力され、図２の加算回路４１にて
前記出力整形回路３５の出力と加算された後ＶＣＯ２１
に供給され、同期の保持が行われる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のスペクトル
拡散無線通信装置においては、乗算器３におけるアップ
コンバージョンにより変換されたＳＳ変調波において、
そのＳＳ変調波のキャリヤ周波数と拡散符号とを同期関
係に保ち、受信，復調の場合に変調時と対称性を持たせ
たダウンコンバージョンを乗算器４，５で行なうこと
は、復調時のＳＳ同期を得る狙いだけでなく、変調時と
復調時の回路部品の共用化による部品コストの低廉化や
変調，復調性能を確保しつつ安定性を高める面からも必
要なことである。従来例はこのような方法を取り入れた
例は見あたらず、変調時の信号対雑音比や復調時の信号
対雑音比を確保する等の性能面だけではなく、低廉化に
厚い壁が存在するという問題点があった。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明のスペクトル拡散
無線通信装置は、まず送信部側には、被変調入力信号を
角度変調する角度変調回路と、変調用局部発振信号を出
力する局部発振器と、局部発振信号の周波数をＮ1 逓倍
する逓倍器と、上記角度変調波にＮ1 逓倍された局部発
振信号を乗じてアップコンバージョンを施す第１のミキ
サと、角度変調波を 1／Ｎ1 に分周して第１の分周角度
変調波を得る第１の分周器と、この分周器の出力に上記
局部発振信号を乗算することによりアップコンバージョ
ンを施す第２のミキサと、このミキサの出力を 1／Ｎ2
（Ｎ2 ≠Ｎ1 ）に分周して第２の分周角度変調波を得る
第２の分周器と、この分周角度変調波をクロック信号と
して変調用拡散符号を生成する拡散符号発生器と、第１
のミキサ出力に拡散符号を乗じてスペクトル拡散信号を
送出する第３のミキサ等を設けている。
【００１６】また、受信部には、スペクトル拡散信号を
入力して復調用拡散符号により逆拡散復調を行なって角
度変調波を得る逆拡散復調回路と、送信部における変調
用局部発振信号と同じ周波数の復調用局部発振信号を出
力する局部発振器と、この局部発振信号周波数をＮ1 逓
倍する逓倍器と、逆拡散復調回路の出力にこの逓倍器出
力を乗じてダウンコンバージョンを施す第４のミキサ
と、振幅制限増幅器を通過した第４のミキサ出力を角度
復調する位相同期ループ型の角度復調回路と、角度復調
回路内の電圧制御発振器出力信号を 1／Ｎ1 に分周する
第３の分周器と、この分周器の出力に復調用局部発振信
号を乗じてアップコンバージョンする第５のミキサと、
このミキサの出力を夫々 1／Ｎ2 及び 1／Ｎ3 （Ｎ3 ≠
Ｎ1,Ｎ2 ）に分周する第４，第５の分周器と、角度復調
回路の出力を基に同期検出用制御信号を生成する同期検
出回路と、第４，第５の分周器のうちいずれかの出力を
同期検出用制御信号により選択出力する選択回路と、こ
の選択回路出力をクロック信号として復調用拡散符号を
生成する拡散符号発生器とを設けている。
【００１７】
【実施例】図６以降を参照し乍ら、本発明のスペクトル
拡散無線通信装置の一実施例について説明する。図６
(A),(B) は本発明のスペクトル拡散無線通信装置１の夫
々送信部及び受信部のブロック系統図である。１台の無
線通信装置は、かかる送信部と受信部の双方を備え、ア
ンテナＡ1,Ａ2 は兼用されているわけであるが、使用
（通信）時には当然他の装置との間で、アンテナＡ1,Ａ
2 を介して送受信が行なわれるので、以下の説明では変
調部と復調部とは別個の通信装置に搭載されているもの
として説明する。なお、この図６において、図２，図３
に示した従来装置と同一構成要素には同一符号を付して
いる。
【００１８】図６(A) に示す送信部において、オーディ
オ（音声）信号やデータ等の情報信号S(t)が、入力端子
In1 より１次変調用の角度変調回路５２に供給される。
角度変調は一般的にＦＭ変調やＰＭ変調を指すが、広義
にはＦＳＫ(Frequency ShiftKeying)やＭＳＫ(Minimum
Shift Keying)及びＧＭＳＫ(Gausian Minimum ShiftKey
ing)の各データ変調も含まれる。ここでは便宜上、ＦＭ
変調に限定して説明を行なうことにする。
【００１９】一般的に角度変調回路は、そのキャリヤ周
波数として高い周波数に選んで直接送信する方法と、予
め低い周波数に選び、角度変調を行ってからアップコン
バージョンにより高い周波数に変換して送信する方法が
ある。直接送信する方法は回路構成は簡単になるが、一
般的に周波数偏移に対するキャリヤ周波数は高くなるほ
ど変調回路での信号対雑音比（ＳＮ比）は悪くなる傾向
にある。これにより、必要ＳＮ比の確保の面から、キャ
リヤ周波数を低く選び、その変調波を目的の周波数にア
ップコンバージョンする方法を本発明装置では用いてい
る。
【００２０】従って、角度変調回路５２からはＦＭ変調
出力ｆ(t) が出力されて、アップコンバージョン用ミキ
サ（乗算器）９と 1／Ｎ1 分周器２５に供給される。一
方、局部発振器４９からの信号をミキサ（乗算器）２に
供給すると共に、Ｎ1 逓倍器５１にてＮ1 逓倍してから
ミキサ９に供給してＦＭ変調出力ｆ(t) のアップコンバ
ージョンを行なう。また、ミキサ２では分周器２５から
の分周ＦＭ出力の、局部発振信号によるアップコンバー
ジョンを行っている。
【００２１】ここで、ＦＭ変調出力の周波数を受信部の
中間周波と同じｆ1 ，周波数編移を△ｆ，局部発振信号
をｆ2 とすると、ＢＰＦ１５の出力は（ｆ2 ×Ｎ1 ）＋
ｆ1＝ｆ3 となり、周波数編移は△ｆ不変となってい
る。ＢＰＦ１６の出力は（ｆ1／Ｎ1 ）＋ｆ2 で周波数
編移は△ｆ／Ｎ1 となっている。このＢＰＦ１６の出力
を増幅器５４で増幅した後分周器２６に供給し、ここで
1／Ｎ2 に分周している。従って、その分周出力は{(ｆ
1 ／Ｎ1 ）＋ｆ2 ｝／Ｎ2 の周波数を基本とする方形波
となり、周波数編移は△ｆ／（Ｎ1 ＊Ｎ2 ）となる。
【００２２】分周器２６の出力はクロック信号として拡
散符号発生器４８に供給され、拡散符号Ｐ(t) を発生さ
せている。拡散符号Ｐ(t) の周波数スペクトルにおける
メインローブのみを伝送してサイドローブを除去するた
めのＬＰＦ４２を介して拡散変調用乗算器１０に供給し
ている。拡散変調用乗算器１０にはＢＰＦ１５を介して
出力されるアップコンバージョンされたＦＭ変調出力ｆ
m(t)が供給されているので、乗算器１０の出力はスペク
トル拡散変調出力Ｐ(t)*ｆm(t)として得られ、増幅器５
５で適宜増幅されて送信アンテナＡ1 より送信される。
【００２３】次に、本発明装置の受信部について、図６
(B) と共に説明する。受信アンテナＡ2 により受信され
たスペクトル拡散信号ｆm(t)Ｐ(t) は、ＢＰＦ１２を介
して逆拡散復調用の乗算器３に供給される。拡散符号発
生器４７より出力される同期捕捉用拡散符号ρ(t) はＬ
ＰＦ４３を介して乗算器３に供給され、ここでＢＰＦ１
２の出力との乗算が行なわれてｆm(t)Ｐ(t)*ρ(t) なる
信号を出力し、ＢＰＦ１７を介してミキサ（乗算器）３
１に供給している。
【００２４】受信部における局部発振器５９の発振信号
の周波数はｆ2 としている。これは送信部における発振
周波数と同じなので、局部発振器４９と５９は、同一通
信装置内においては１台で兼用できる。この局部発振信
号をＮ1 逓倍器５３にてＮ1逓倍してミキサ３１に供給
し、ここでダウンコンバージョンを行っている。従っ
て、ＢＰＦ１８の出力は中間周波のｆ3 −（ｆ2 ×
Ｎ1 ）＝ｆ1 となり、振幅制限増幅器５６を介して、位
相同期ループ（ＰＬＬ）型角度復調回路を構成する位相
比較器３３に供給されている。
【００２５】位相比較器３３の出力を誤差増幅器５７，
ループフィルタ２４に供給することより誤差出力（ＦＭ
復調出力）が得られ、これをＶＣＯ２２に供給して、Ｐ
ＬＬ同期が確立されていると、そのＶＣＯ出力はｆ'(t)
となる。ＶＣＯ出力ｆ'(t)は位相比較器３３に供給され
ると共に 1／Ｎ1 分周器２７に供給されてＮ1 分の１に
分周される。分周器２７の出力は基本周波数ｆ1 ／Ｎ1
で示される方形波であり、これをミキサ２８に供給し、
ここで局部発振器５９からの周波数ｆ2 なる局部発振信
号との乗算によるアップコンバージョンを行ない、ＢＰ
Ｆ１９を介してｆ2 +(ｆ1 ／Ｎ1 ）なる周波数の出力を
得ている。
【００２６】このＢＰＦ出力は増幅器５８を介して分周
器２８と分周器２９に同時に供給され、分周器２８では
1／Ｎ2 に分周し、分周器２９では 1／Ｎ3 に分周して
いる。従って、分周器２８の出力は基本周波数として
｛ｆ2 +(ｆ1 ／Ｎ1 ）｝／Ｎ2となり、分周器２９の出
力は基本周波数として｛ｆ2 +(ｆ1 ／Ｎ1 ）｝／Ｎ3 と
なる。即ち、分周器２８の出力の周波数は送信部側の拡
散符号用クロック信号の周波数と等しく、分周器２９の
出力周波数は送信部の拡散符号用クロック信号周波数と
僅かに異なる周波数となる。
【００２７】これら夫々の分周器出力（イ),（ロ）は選
択回路Swに供給され、ＰＬＬ（位相同期ループ）型ＦＭ
復調回路６１の出力から、情報S(t)の周波数帯域よりも
高域に分布する雑音の大小を同期検出回路６０により検
出して、この検出出力を制御信号に変換している。ＳＳ
同期が確立している場合は同期検出回路６０に供給され
る雑音レベルは小さく、ＳＳ同期が確立していない時
（非同期時）に雑音レベルは大きいので、ここではＳＳ
同期が非同期時に制御信号が出力されるようにしてい
る。
【００２８】非同期時には、分周器２９の出力がクロッ
ク信号として拡散符号発生器４７に供給され、これによ
り拡散符号発生器４７からはρ(t) なる拡散符号が出力
される。この拡散符号ρ(t) は受信部の電源ON後、ＳＳ
同期が確立するまで出力されるが、同期確立ポイントは
主に拡散符号Ｐ(t) の周期と、拡散符号Ｐ(t) と拡散符
号ρ(t) との周波数差で定まり、その出力はバースト的
に生じるため、短時間で同期確立ポイントに至り次第制
御信号がローレベルとなり、分周器２８の出力がクロッ
ク信号として拡散符号発生器４７に供給され、拡散符号
がＰ(t) となって逆拡散用乗算器３に供給されるわけで
ある。
【００２９】これにより、乗算器３の出力はｆm(t)Ｐ
(t)*Ｐ(t) となるが、周知の如くＰ(t）は＋１と−１を
とる符号であるから、Ｐ(t)*Ｐ(t) はほぼ１（直流）と
なって、ＢＰＦ１７の出力は逆拡散復調された出力、即
ち、アップコンバージョンされたＦＭ変調出力ｆm(t)と
なる。このようなＳＳ同期が確立すると、ＬＰＦ４４の
出力はＦＭ復調されたオーディオ信号又は情報信号S(t)
となり、出力端子Out2より出力される。
【００３０】ここで、図７(A) は角度変調回路５２のＦ
Ｍ変調出力のスペクトルを示し、同図(B) はアップコン
バージョンされたＦＭ変調出力を示し、(C) はＬＰＦ４
２の出力である拡散符号のスペクトルを示し、(D) は送
信アンテナＡ1 より出力されるスペクトル拡散信号のス
ペクトルを示す。
【００３１】図８は、本発明装置の送信部の他の構成例
を示したものである。この図を図６(B) と比較すれば分
るように、かかる構成例では、角度変調回路からのＦＭ
変調情報信号の代りに、ＬＰＦ２１からの拡散符号（メ
インローブ）を、Ｎ1 逓倍された局部発振信号によりミ
キサ３０でアップコンバージョンしている。そして、両
信号を乗算器１０に供給してＦＭ変調信号の拡散変調を
行なっている。従って、最終的に出力されるスペクトル
拡散信号、及びその他の構成は図６(B) のものと略等し
いので、詳細な動作説明は省略する。
【００３２】
【発明の効果】叙上の如く、本発明のＳＳ無線通信装置
によれば、拡散符号とＦＭ変調キャリヤとが同期関係を
保ちながら、送信部では予め受信部の中間周波と同一周
波数のＦＭ変調キャリヤを得てからアップコンバージョ
ンして、所定のキャリヤ周波数に設定して拡散変調を行
なっているので、ＦＭ変調段ではＦＭ変調度（周波数偏
移）対キャリヤ周波数特性から、その設定キャリヤ周波
数は高くないため、変調時のＳＮ比は良好な値が確保で
き、同時にＦＭ変調段での周波数の安定性確保でも良好
な値が確保できる。
【００３３】また、受信部では送信部と構成の対称性を
取りながら送信部と受信部とのＳＳ同期を取りつつ、逆
拡散復調後ダウンコンバージョンして中間周波に変換し
てからＰＬＬによるＦＭ復調を行っているので、ＳＮ比
の良好なＦＭ復調と高安定なＦＭ復調を行ないつつ、使
用部品が送信部と受信部との共用ができ、使用部品の兼
用による装置の低廉化を達成している。
【００３４】更に、ＦＭ変調キャリヤ周波数と同期関係
の無い局部発振信号を受信部に用いているにも拘らず、
局部発振信号成分を相殺してから受信用の拡散符号発生
用クロック信号を得ているので送信部とのＳＳ同期は確
実に取れて、受信用局部発振周波数が温度特性や経時変
化特性により多少周波数がずれてもＳＳ同期には問題は
全く生じなく、ＦＭ変調出力の分周やＦＭ復調用ＰＬＬ
回路のＶＣＯ出力の分周を含めた回路内の分周において
は、周波数がそれほど高くならないように工夫している
ため、高速で大電流対応の分周器を用意しなくても、良
好な分周が行える等の、優れた特長を有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の代表的なＳＳ無線通信装置の変調部のブ
ロック構成図。
【図２】従来のＳＳ無線通信装置の復調部のブロック構
成図。
【図３】従来装置の主要部であるＤＬＬ型同期保持用信
号処理回路の具体的構成図。
【図４】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持特性を示す特性図。
【図５】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。
【図６】本発明のスペクトル拡散無線通信装置の一実施
例を示すブロック構成図。
【図７】本発明装置の動作説明用周波数スペクトル図。
【図８】本発明装置における復調部の他の構成例を示す
ブロック図。
【符号の説明】
２〜１０ 乗算器 １１〜１９ ＢＰＦ（帯域濾波器） ２１，２２ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２４，３７ ループフィルタ ２５〜２９ 分周器 ３０〜３２ ミキサ ３３ 位相比較器 ４２〜４６ ＬＰＦ（低域濾波器） ４７，４８ ＰＮＧ（拡散符号発生器） ４９，５９ 局部発振器 ５１，５３ Ｎ1 逓倍器 ５２ 角度変調回路 ５４〜５８ 増幅器 ６０ 同期検出回路 ６１ ＰＬＬ型角度復調回路 Sw 選択回路

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】変調側である送信部と、復調側である受信
    部とを備え、 送信部には、オーディオ信号やデータ等の情報信号を入
    力して所定のキャリヤ周波数で角度変調を行なって角度
    変調波を出力する角度変調回路と、該キャリヤ周波数と
    は異なる周波数の変調用局部発振信号を出力する第１の
    局部発振器と、該局部発振信号の周波数をＮ1 逓倍（Ｎ
    1 は任意の自然数）する第１の逓倍器と、上記角度変調
    波にＮ1 逓倍された局部発振信号を乗算することにより
    該角度変調波にアップコンバージョン（高域変換）を施
    す第１のミキサと、上記角度変調波を 1／Ｎ1 に分周し
    て第１の分周角度変調波を得る第１の分周器と、該分周
    器の出力に上記局部発振信号を乗算することによりアッ
    プコンバージョンを施す第２のミキサと、該第２のミキ
    サの出力を 1／Ｎ2 （Ｎ2 はＮ1 と異なる任意の自然
    数）に分周して第２の分周角度変調波を得る第２の分周
    器と、該第２の分周角度変調波をクロック信号として拡
    散変調用拡散符号を生成する第１の拡散符号発生器と、
    上記第１のミキサ出力である角度変調波に該拡散符号を
    乗算することにより拡散変調してスペクトル拡散信号を
    送出する第３のミキサとを設け、 受信部には、スペクトル拡散信号を入力して復調用拡散
    符号により逆拡散復調を行なって角度変調波を得る逆拡
    散復調回路と、上記送信部における変調用局部発振信号
    と同じ周波数の復調用局部発振信号を出力する第２の局
    部発振器と、該第２の局部発振器の発振信号周波数をＮ
    1 逓倍する第２の逓倍器と、上記逆拡散復調回路の出力
    に該第２の逓倍器の出力を乗算することによりダウンコ
    ンバージョン（低域変換）を施す第４のミキサと、振幅
    制限増幅器を通過した該第４のミキサの出力を角度復調
    する位相同期ループ型の角度復調回路と、該角度復調回
    路内の電圧制御発振器出力信号を 1／Ｎ1 に分周する第
    ３の分周器と、該第３の分周器の出力に上記復調用局部
    発振信号を乗算することによりアップコンバージョンを
    行なう第５のミキサと、該第５のミキサの出力を夫々 1
    ／Ｎ2 及び 1／Ｎ3（Ｎ3 ≠Ｎ1,Ｎ2 ）に分周する第
    ４，第５の分周器と、上記角度復調回路の出力を基に同
    期検出用制御信号を生成する同期検出回路と、上記第
    ４，第５の分周器の各分周出力を該同期検出用制御信号
    により択一的に選択してクロック信号として出力する選
    択回路と、該クロック信号を基に復調用拡散符号を生成
    する第２の拡散符号発生器とを設け、 上記同期検出用制御信号は、前記角度復調出力信号中の
    情報周波数帯域より高域の雑音レベルの大小を検出する
    ことにより得られるよう構成したことを特徴とするスペ
    クトル拡散無線通信装置。
  2. 【請求項２】変調側である送信部と、復調側である受信
    部とを備え、 送信部には、オーディオ信号やデータ等の情報信号を入
    力して所定のキャリヤ周波数で角度変調を行なって角度
    変調波を出力する角度変調回路と、該角度変調波を 1／
    Ｎ1 に分周して第１の分周角度変調波を得る第１の分周
    器と、上記キャリヤ周波数とは異なる周波数の変調用局
    部発振信号を出力する第１の局部発振器と、該局部発振
    信号の周波数をＮ1 逓倍（Ｎ1 は任意の自然数）する第
    １の逓倍器と、上記第１の分周角度変調波に上記変調用
    局部発振信号を乗算することによりアップコンバージョ
    ンを施す第１のミキサと、該第１のミキサ出力を 1／Ｎ
    2（Ｎ2 はＮ1 と異なる任意の自然数）に分周して第２
    の分周角度変調波を得る第２の分周器と、該第２の分周
    器の出力をクロック信号として拡散符号を生成する第１
    の拡散符号発生器と、該拡散符号に上記Ｎ1 逓倍された
    局部発振信号を乗算することによりキャリヤ変調された
    拡散符号を得る第２のミキサと、該キャリヤ変調された
    拡散符号を上記角度変調波に乗算することにより拡散変
    調を行なってスペクトル拡散信号を送出する第３のミキ
    サとを設け、 受信部には、スペクトル拡散信号を入力して復調用拡散
    符号により逆拡散復調を行なって角度変調波を得る逆拡
    散回路と、上記送信部における変調用局部発振信号と同
    じ周波数の復調用局部発振信号を出力する第２の局部発
    振器と、該第２の局部発振器の発振信号周波数をＮ1 逓
    倍する第２の逓倍器と、上記逆拡散回路の出力に該第２
    の逓倍器の出力を乗算することによりダウンコンバージ
    ョン（低域変換）を施す第４のミキサと、振幅制限増幅
    器を通過した該第４のミキサの出力を角度復調する位相
    同期ループ型の角度復調回路と、該角度復調回路内の電
    圧制御発振器出力信号を 1／Ｎ1 に分周する第３の分周
    器と、該第３の分周器の出力に上記復調用局部発振信号
    を乗算することによりアップコンバージョンを行なう第
    ５のミキサと、該第５のミキサの出力を夫々 1／Ｎ2 及
    び 1／Ｎ3 （Ｎ3 ≠Ｎ1,Ｎ2 ）に分周する第４，第５の
    分周器と、上記角度復調回路の出力を基に同期検出用制
    御信号を生成する同期検出回路と、上記第４，第５の分
    周器の各分周出力を該同期検出用制御信号により択一的
    に選択してクロック信号として出力する選択回路と、該
    クロック信号を基に復調用拡散符号を生成する第２の拡
    散符号発生器とを設け、 上記同期検出用制御信号は、前記角度復調出力信号中の
    情報周波数帯域より高域の雑音レベルの大小を検出する
    ことにより得られるよう構成したことを特徴とするスペ
    クトル拡散無線通信装置。
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