JPH05328724A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH05328724A JPH05328724A JP4128471A JP12847192A JPH05328724A JP H05328724 A JPH05328724 A JP H05328724A JP 4128471 A JP4128471 A JP 4128471A JP 12847192 A JP12847192 A JP 12847192A JP H05328724 A JPH05328724 A JP H05328724A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 各種電子機器へ安定な直流電圧を供給するス
イッチング電源装置において、少数部品の追加によって
高効率に力率を改善することを目的とする。 【構成】 入力交流電圧の半波整流電圧をインダクタ１
５を介してスイッチ手段５へ接続することにより、高効
率に力率を改善する効果が得られる。
イッチング電源装置において、少数部品の追加によって
高効率に力率を改善することを目的とする。 【構成】 入力交流電圧の半波整流電圧をインダクタ１
５を介してスイッチ手段５へ接続することにより、高効
率に力率を改善する効果が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は商用交流電源等の交流電
圧を受電し、各種電子機器へ安定な直流電圧を供給する
スイッチング電源装置に関するものである。
圧を受電し、各種電子機器へ安定な直流電圧を供給する
スイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の省エネルギー化・小型化に伴い、より小型で高効率な
ものが求められている。一方、その入力電流の波形歪み
が問題視されており、力率の改善もまた重要課題の一つ
となってきている。
の省エネルギー化・小型化に伴い、より小型で高効率な
ものが求められている。一方、その入力電流の波形歪み
が問題視されており、力率の改善もまた重要課題の一つ
となってきている。
【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置につい
て説明する。図１０は従来のスイッチング電源装置の一
例として、フィード・フォワード電源と呼ばれるものの
回路構成を示すものである。図１０において、１は交流
電圧源、２は入力フィルタ、３はブリッジダイオード、
４は入力コンデンサ、５はスイッチ手段、６はトランス
であり、１次巻線６１、２次巻線６２、リセット巻線６
３を有する。７は整流平滑回路であり、ダイオード７
１、ダイオード７２、チョークコイル７３、出力コンデ
ンサ７４とから構成されている。８は制御回路、９は負
荷であり、制御回路８は負荷９へ供給される直流出力電
圧を安定化すべく、スイッチ手段５のオンオフ比を調整
する。１０はダイオードである。
て説明する。図１０は従来のスイッチング電源装置の一
例として、フィード・フォワード電源と呼ばれるものの
回路構成を示すものである。図１０において、１は交流
電圧源、２は入力フィルタ、３はブリッジダイオード、
４は入力コンデンサ、５はスイッチ手段、６はトランス
であり、１次巻線６１、２次巻線６２、リセット巻線６
３を有する。７は整流平滑回路であり、ダイオード７
１、ダイオード７２、チョークコイル７３、出力コンデ
ンサ７４とから構成されている。８は制御回路、９は負
荷であり、制御回路８は負荷９へ供給される直流出力電
圧を安定化すべく、スイッチ手段５のオンオフ比を調整
する。１０はダイオードである。
【０００４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。
装置について、以下にその動作を説明する。
【０００５】まず交流電圧源１より入力フィルタ２を介
してブリッジダイオード３に受電された交流電圧ｖ
iは、ブリッジダイオード３及び入力コンデンサ４によ
って整流平滑されて直流電圧Ｅiに変換される。直流電
圧Ｅiはスイッチ手段５によって高周波交流電圧に変換
されてトランス６の１次巻線６１に印加される。ダイオ
ード１０及びリセット巻線６３は、スイッチ手段５のオ
ン期間にトランス６に励磁されたエネルギーをスイッチ
手段５のオフ期間に入力コンデンサ４へ帰還する磁束リ
セット回路である。
してブリッジダイオード３に受電された交流電圧ｖ
iは、ブリッジダイオード３及び入力コンデンサ４によ
って整流平滑されて直流電圧Ｅiに変換される。直流電
圧Ｅiはスイッチ手段５によって高周波交流電圧に変換
されてトランス６の１次巻線６１に印加される。ダイオ
ード１０及びリセット巻線６３は、スイッチ手段５のオ
ン期間にトランス６に励磁されたエネルギーをスイッチ
手段５のオフ期間に入力コンデンサ４へ帰還する磁束リ
セット回路である。
【０００６】スイッチ手段５のオン期間に２次巻線６２
に誘起された電圧は整流平滑回路７によって平均化され
直流出力電圧Ｅoとして負荷９へ供給される。スイッチ
手段５のオンオフ比（一周期内でのオン期間の割合）を
Ｄ、トランス６の１次巻線６１と２次巻線６２の巻数比
をｎとすると、ｎＥo＝ＤＥiの関係式が成立ち、制御回
路８によってオンオフ比Ｄを調整することにより、直流
出力電圧Ｅoは安定化される。
に誘起された電圧は整流平滑回路７によって平均化され
直流出力電圧Ｅoとして負荷９へ供給される。スイッチ
手段５のオンオフ比（一周期内でのオン期間の割合）を
Ｄ、トランス６の１次巻線６１と２次巻線６２の巻数比
をｎとすると、ｎＥo＝ＤＥiの関係式が成立ち、制御回
路８によってオンオフ比Ｄを調整することにより、直流
出力電圧Ｅoは安定化される。
【０００７】図１１は上記スイッチング電源装置の交流
電圧ｖi、入力コンデンサ４の両端電圧即ち直流電圧
Ｅi、入力電流ｉiの様子を表わしたものである。図１１
の波形図を観てもわかるように、上記スイッチング電源
装置はコンデンサインプット型と呼ばれる入力整流方式
のため、入力電流ｉiの導通角がせまく、力率が０．５
〜０．６程度であった。入力電流ｉiの導通角を拡げ、
力率を改善する手段として図１２に示すような方法があ
る。
電圧ｖi、入力コンデンサ４の両端電圧即ち直流電圧
Ｅi、入力電流ｉiの様子を表わしたものである。図１１
の波形図を観てもわかるように、上記スイッチング電源
装置はコンデンサインプット型と呼ばれる入力整流方式
のため、入力電流ｉiの導通角がせまく、力率が０．５
〜０．６程度であった。入力電流ｉiの導通角を拡げ、
力率を改善する手段として図１２に示すような方法があ
る。
【０００８】図１２においてＤＣ−ＤＣコンバータ１１
は、図１０の入力コンデンサ４より出力側の回路構成と
同等なので説明は省略する。１２はチョークコイルであ
り、ブリッジダイオード３、チョークコイル１２、入力
コンデンサ４でチョークインプット型の整流平滑方式を
構成する。このような整流平滑方式の場合、チョークコ
イル１２に発生する誘導電圧のため、入力コンデンサ４
の両端電圧Ｅiは図１０のコンデンサインプット型のよ
うな交流電圧ｖiのピーク値ではなく、平均値に近くな
り、入力電流ｉiの導通角も拡がる。チョークコイル１
２のインダクタンスにもよるが、力率０．７〜０．８程
度に向上する。図１３にその様子を示す。
は、図１０の入力コンデンサ４より出力側の回路構成と
同等なので説明は省略する。１２はチョークコイルであ
り、ブリッジダイオード３、チョークコイル１２、入力
コンデンサ４でチョークインプット型の整流平滑方式を
構成する。このような整流平滑方式の場合、チョークコ
イル１２に発生する誘導電圧のため、入力コンデンサ４
の両端電圧Ｅiは図１０のコンデンサインプット型のよ
うな交流電圧ｖiのピーク値ではなく、平均値に近くな
り、入力電流ｉiの導通角も拡がる。チョークコイル１
２のインダクタンスにもよるが、力率０．７〜０．８程
度に向上する。図１３にその様子を示す。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、チョークコイル１２には通常数ｍＨとな
る大きなインダクタンスが必要であり、スイッチング電
源装置が大型化する。又、電力容量の変動に伴い、入力
コンデンサ４の両端電圧Ｅiも変動し、後段に接続され
るＤＣ−ＤＣコンバータ１１にとっては入力電圧範囲が
拡大するという問題点を有していた。
来の構成では、チョークコイル１２には通常数ｍＨとな
る大きなインダクタンスが必要であり、スイッチング電
源装置が大型化する。又、電力容量の変動に伴い、入力
コンデンサ４の両端電圧Ｅiも変動し、後段に接続され
るＤＣ−ＤＣコンバータ１１にとっては入力電圧範囲が
拡大するという問題点を有していた。
【００１０】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、従来のスイッチング電源装置に少数部品の追加によ
って力率を改善し、入力コンデンサ電圧の変動も従来通
りのレベルを確保できるスイッチング電源装置を提供す
ることを目的とする。
で、従来のスイッチング電源装置に少数部品の追加によ
って力率を改善し、入力コンデンサ電圧の変動も従来通
りのレベルを確保できるスイッチング電源装置を提供す
ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のスイッチング電源装置は、交流電圧を受電
し、入力フィルタを介してブリッジダイオードで整流
し、入力コンデンサで平滑した直流電圧をトランスの１
次巻線と直列に接続されるスイッチ手段のオンオフ動作
によって高周波交流電圧に変換し、前記トランスの２次
巻線に誘起される高周波交流電圧を整流平滑回路を介し
て所定の直流出力電圧に変換し、負荷へ供給するスイッ
チング電源装置において、前記ブリッジダイオードの各
々の交流受電端子にアノードを接続された各ダイオード
のカソードを接続し、前記カソード接続点にインダクタ
の一端を接続し、前記インダクタの他端を、前記トラン
スの１次巻線と前記スイッチ手段との接続点に接続した
構成としたものである。
に本発明のスイッチング電源装置は、交流電圧を受電
し、入力フィルタを介してブリッジダイオードで整流
し、入力コンデンサで平滑した直流電圧をトランスの１
次巻線と直列に接続されるスイッチ手段のオンオフ動作
によって高周波交流電圧に変換し、前記トランスの２次
巻線に誘起される高周波交流電圧を整流平滑回路を介し
て所定の直流出力電圧に変換し、負荷へ供給するスイッ
チング電源装置において、前記ブリッジダイオードの各
々の交流受電端子にアノードを接続された各ダイオード
のカソードを接続し、前記カソード接続点にインダクタ
の一端を接続し、前記インダクタの他端を、前記トラン
スの１次巻線と前記スイッチ手段との接続点に接続した
構成としたものである。
【００１２】
【作用】この構成によって、従来ならブリッジダイオー
ドが不導通の時でもインダクタを介して入力電流が流
れ、インダクタに蓄えられる励磁エネルギーを入力コン
デンサへ供給するので、低損失に力率を改善することが
できる。
ドが不導通の時でもインダクタを介して入力電流が流
れ、インダクタに蓄えられる励磁エネルギーを入力コン
デンサへ供給するので、低損失に力率を改善することが
できる。
【００１３】
【実施例】以下本発明の一実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
【００１４】図１は本発明の第１の実施例におけるスイ
ッチング電源装置の回路構成を示すものである。図１に
おいて、１は交流電圧源、２は入力フィルタ、３はブリ
ッジダイオード、４は入力コンデンサ、５はスイッチ手
段、６はトランスであり、１次巻線６１、２次巻線６
２、リセット巻線６３を有する。７は整流平滑回路であ
り、ダイオード７１、ダイオード７２、チョークコイル
７３、出力コンデンサ７４とから構成されている。
ッチング電源装置の回路構成を示すものである。図１に
おいて、１は交流電圧源、２は入力フィルタ、３はブリ
ッジダイオード、４は入力コンデンサ、５はスイッチ手
段、６はトランスであり、１次巻線６１、２次巻線６
２、リセット巻線６３を有する。７は整流平滑回路であ
り、ダイオード７１、ダイオード７２、チョークコイル
７３、出力コンデンサ７４とから構成されている。
【００１５】８は制御回路、９は負荷であり、制御回路
８は負荷９へ供給される直流出力電圧を安定化すべく、
スイッチ手段５のオンオフ比を調整する。１０はダイオ
ード、１３はダイオード、１４はダイオード、１５はイ
ンダクタである。
８は負荷９へ供給される直流出力電圧を安定化すべく、
スイッチ手段５のオンオフ比を調整する。１０はダイオ
ード、１３はダイオード、１４はダイオード、１５はイ
ンダクタである。
【００１６】図２は本発明の第２の実施例におけるスイ
ッチング電源装置の回路構成を示すものである。図２に
おいて、図１と同じ番号を付したものは図１と同様の構
成と動作をするものである。図１の構成と異なるもの
は、図１におけるダイオード１３，１４の代わりに、ダ
イオード１６，１７が設けられている点である。
ッチング電源装置の回路構成を示すものである。図２に
おいて、図１と同じ番号を付したものは図１と同様の構
成と動作をするものである。図１の構成と異なるもの
は、図１におけるダイオード１３，１４の代わりに、ダ
イオード１６，１７が設けられている点である。
【００１７】図１及び図２のスイッチング電源装置は、
その構成が若干異なるだけで、動作は同じである。そこ
で図３に示す等価回路を用い、まとめて説明する。
その構成が若干異なるだけで、動作は同じである。そこ
で図３に示す等価回路を用い、まとめて説明する。
【００１８】図３は図１において、ブリッジダイオード
３が不導通で、ダイオード１３と１４のいずれかが導通
している場合、図２においては、ダイオード１６が不導
通で、ブリッジダイオード３とダイオード１７が導通し
ている場合の等価回路に相当する。
３が不導通で、ダイオード１３と１４のいずれかが導通
している場合、図２においては、ダイオード１６が不導
通で、ブリッジダイオード３とダイオード１７が導通し
ている場合の等価回路に相当する。
【００１９】スイッチ手段５がオンオフする動作周波数
は交流電圧源１から入力される交流電圧ｖiの周波数よ
り十分大きく、従ってｖi半波整流電圧Ｅ′i及び入力コ
ンデンサ４の両端電圧Ｅiは直流電圧源とみなす。この
時、Ｅi＞Ｅ′iであることは自明である。直流出力電圧
はＥoとし、トランス６の１次巻線６１、２次巻線６
２、リセット巻線６３の巻数比はｎ：１：ｎとする。
又、１次巻線６１のインダクタンスをＬp、インダクタ
１５のインダクタンスをＬとする。
は交流電圧源１から入力される交流電圧ｖiの周波数よ
り十分大きく、従ってｖi半波整流電圧Ｅ′i及び入力コ
ンデンサ４の両端電圧Ｅiは直流電圧源とみなす。この
時、Ｅi＞Ｅ′iであることは自明である。直流出力電圧
はＥoとし、トランス６の１次巻線６１、２次巻線６
２、リセット巻線６３の巻数比はｎ：１：ｎとする。
又、１次巻線６１のインダクタンスをＬp、インダクタ
１５のインダクタンスをＬとする。
【００２０】まずスイッチ手段５がオン状態の時、トラ
ンス６の１次巻線６１及びインダクタ１５にはそれぞれ
Ｅi、Ｅ′iの電圧が印加される。この時、１次巻線６１
に流れる電流はＥiからの電流ｉ1に等しく、ダイオード
７１が導通しているので２次巻線電流ｉsの（１／ｎ）
に、傾き（Ｅi／Ｌp）で直線的に増加するトランス６の
リアクトル電流ｉTが励磁電流が重畳された電流とな
る。又、インダクタ１５に流れる電流ｉLは０Ａから立
上がり、傾き（Ｅ′i／Ｌ）で増加する電流が流れる。
従ってスイッチ手段５のオン期間をＴONとすると、オン
期間終了時にはトランス６及びインダクタ１５の励磁電
流はそれぞれ（Ｅi・ＴON／Ｌp）、（Ｅ′i・ＴON／
Ｌ）となっている。
ンス６の１次巻線６１及びインダクタ１５にはそれぞれ
Ｅi、Ｅ′iの電圧が印加される。この時、１次巻線６１
に流れる電流はＥiからの電流ｉ1に等しく、ダイオード
７１が導通しているので２次巻線電流ｉsの（１／ｎ）
に、傾き（Ｅi／Ｌp）で直線的に増加するトランス６の
リアクトル電流ｉTが励磁電流が重畳された電流とな
る。又、インダクタ１５に流れる電流ｉLは０Ａから立
上がり、傾き（Ｅ′i／Ｌ）で増加する電流が流れる。
従ってスイッチ手段５のオン期間をＴONとすると、オン
期間終了時にはトランス６及びインダクタ１５の励磁電
流はそれぞれ（Ｅi・ＴON／Ｌp）、（Ｅ′i・ＴON／
Ｌ）となっている。
【００２１】次にスイッチ手段５がオフすると、トラン
ス２６の各巻線とインダクタ１５の各電圧は反転し、ダ
イオード１０が導通するため、１次巻線６１には−
Ｅi、インダクタ１５にはＥ′i−２Ｅiの電圧が印加さ
れ、オン期間中に励磁されたエネルギーを消磁する。従
ってトランス６のリアクトル電流ｉTは、（Ｅi・ＴON／
Ｌ p）から傾き（−Ｅi／Ｌp）で減少し、インダクタ１
５の電流ｉLは（Ｅ′i・ＴO N／Ｌ）から傾き（Ｅ′i−
２Ｅi）／Ｌで減少していく。ダイオード１０に流れる
電流ｉDはｉD＝ｉT＋ｉLで表わされ、従ってＥiへはｉi
＝ｉD＋ｉL＝ｉT＋２ｉLの電流が回生されることにな
る。
ス２６の各巻線とインダクタ１５の各電圧は反転し、ダ
イオード１０が導通するため、１次巻線６１には−
Ｅi、インダクタ１５にはＥ′i−２Ｅiの電圧が印加さ
れ、オン期間中に励磁されたエネルギーを消磁する。従
ってトランス６のリアクトル電流ｉTは、（Ｅi・ＴON／
Ｌ p）から傾き（−Ｅi／Ｌp）で減少し、インダクタ１
５の電流ｉLは（Ｅ′i・ＴO N／Ｌ）から傾き（Ｅ′i−
２Ｅi）／Ｌで減少していく。ダイオード１０に流れる
電流ｉDはｉD＝ｉT＋ｉLで表わされ、従ってＥiへはｉi
＝ｉD＋ｉL＝ｉT＋２ｉLの電流が回生されることにな
る。
【００２２】１次巻線６１とリセット巻線６３とが同巻
数であるため、トランス６の磁束を一周期内で確実にリ
セットするようにオフ期間ＴOFFはＴOFF＞ＴONに設定さ
れる。又、Ｅi＞Ｅ′iより−Ｅi＞Ｅ′i−２Ｅiである
から、インダクタ１５の磁束はトランス６よりも早くリ
セットされる。インダクタ１５はリセット後、そのイン
ダクタンスＬと浮遊容量で自由共振し、トランス６の各
巻線はダイオード７２が導通しているため、ほぼ０Ｖに
固定される。
数であるため、トランス６の磁束を一周期内で確実にリ
セットするようにオフ期間ＴOFFはＴOFF＞ＴONに設定さ
れる。又、Ｅi＞Ｅ′iより−Ｅi＞Ｅ′i−２Ｅiである
から、インダクタ１５の磁束はトランス６よりも早くリ
セットされる。インダクタ１５はリセット後、そのイン
ダクタンスＬと浮遊容量で自由共振し、トランス６の各
巻線はダイオード７２が導通しているため、ほぼ０Ｖに
固定される。
【００２３】オフ期間終了後、スイッチ手段５は再びオ
ンし、前述の動作を繰返す。直流出力電圧Ｅoがスイッ
チ手段５のオンオフ比Ｄで、ｎＥo＝ＤＥiと表わされる
のは従来通りであり、その安定化動作即ち制御回路８の
働きも従来通りである。Ｅ′ i＝Ｅiの時、即ち図１にお
けるブリッジダイオード３、図２におけるダイオード１
６が導通している場合は、トランス６の消磁とインダク
タ１５の消磁が同時に終了することになる。
ンし、前述の動作を繰返す。直流出力電圧Ｅoがスイッ
チ手段５のオンオフ比Ｄで、ｎＥo＝ＤＥiと表わされる
のは従来通りであり、その安定化動作即ち制御回路８の
働きも従来通りである。Ｅ′ i＝Ｅiの時、即ち図１にお
けるブリッジダイオード３、図２におけるダイオード１
６が導通している場合は、トランス６の消磁とインダク
タ１５の消磁が同時に終了することになる。
【００２４】図４に以上の動作波形を示す。インダクタ
１５の電流ｉLのピーク値をＩL、その消磁期間をＴ′
OFFとすると、インダクタ１５を介して得られる電力Ｐ1
は、 Ｐ1＝１／２・ＩL・（ＴON＋Ｔ′OFF）／（ＴON＋ＴOFF）・Ｅ′i となり、又、入力コンデンサ４へ回生される電力Ｐ
2は、 Ｐ2＝１／２・２ＩL・Ｔ′OFF／（ＴON＋ＴOFF）・Ｅi で表わされる。一方、 ＩL＝（Ｅ′i・ＴON）／Ｌ＝［（２Ｅi−Ｅ′i）・Ｔ′OFF］／Ｌ であることからＰ1＝Ｐ2は容易に得られる。即ち、イン
ダクタ１５を介して入力された電力は、理想的には全て
入力コンデンサ４へ回生される。
１５の電流ｉLのピーク値をＩL、その消磁期間をＴ′
OFFとすると、インダクタ１５を介して得られる電力Ｐ1
は、 Ｐ1＝１／２・ＩL・（ＴON＋Ｔ′OFF）／（ＴON＋ＴOFF）・Ｅ′i となり、又、入力コンデンサ４へ回生される電力Ｐ
2は、 Ｐ2＝１／２・２ＩL・Ｔ′OFF／（ＴON＋ＴOFF）・Ｅi で表わされる。一方、 ＩL＝（Ｅ′i・ＴON）／Ｌ＝［（２Ｅi−Ｅ′i）・Ｔ′OFF］／Ｌ であることからＰ1＝Ｐ2は容易に得られる。即ち、イン
ダクタ１５を介して入力された電力は、理想的には全て
入力コンデンサ４へ回生される。
【００２５】従って入力コンデンサ４へ入力側から供給
される電力は、図１０の従来例の場合より、インダクタ
１５を介する電力を差引いたものとなる。これは、入力
コンデンサ４への供給電流ｉ2のピーク値が減少するこ
とを意味する。図５は本実施例の入力側各部波形を表わ
したものである。図４に比べ時間軸を入力交流電圧ｖ i
の半周期にまで拡大しているので、Ｅ′iが半波波形と
なる。Ｅ′iの変化に比べＥiの変動が十分小さいと考え
れば、インダクタ１５の電流ｉLのピーク値はほぼＥ′i
に比例する。
される電力は、図１０の従来例の場合より、インダクタ
１５を介する電力を差引いたものとなる。これは、入力
コンデンサ４への供給電流ｉ2のピーク値が減少するこ
とを意味する。図５は本実施例の入力側各部波形を表わ
したものである。図４に比べ時間軸を入力交流電圧ｖ i
の半周期にまで拡大しているので、Ｅ′iが半波波形と
なる。Ｅ′iの変化に比べＥiの変動が十分小さいと考え
れば、インダクタ１５の電流ｉLのピーク値はほぼＥ′i
に比例する。
【００２６】入力コンデンサ４への供給電流ｉ2とイン
ダクタ１５の電流ｉLの和が、図１及び図２のスイッチ
ング電源装置の入力フィルタ２の出力電流に相当する。
この電流は入力フィルタ２によってその高周波成分は入
力側に対して遮断されるので、入力電流ｉiは図５に示
したような波形となり、その導通角が拡がっている様子
がわかる。
ダクタ１５の電流ｉLの和が、図１及び図２のスイッチ
ング電源装置の入力フィルタ２の出力電流に相当する。
この電流は入力フィルタ２によってその高周波成分は入
力側に対して遮断されるので、入力電流ｉiは図５に示
したような波形となり、その導通角が拡がっている様子
がわかる。
【００２７】インダクタ１５のインダクタンスＬを小さ
くすることにより、ｉ2に比べｉLの割合が増え、入力電
流ｉiの波形も正弦波状になり、力率が向上していく。
インダクタ１５が入力交流電圧ｖiの周波数に比べ、は
るかに高周波で動作することより、そのインダクタンス
が従来例の図１２のチョークコイル１２よりもはるかに
小さく、小型できることはいうまでもない。
くすることにより、ｉ2に比べｉLの割合が増え、入力電
流ｉiの波形も正弦波状になり、力率が向上していく。
インダクタ１５が入力交流電圧ｖiの周波数に比べ、は
るかに高周波で動作することより、そのインダクタンス
が従来例の図１２のチョークコイル１２よりもはるかに
小さく、小型できることはいうまでもない。
【００２８】第１及び第２の実施例が、動作上等価であ
ることは既述したが、実使用上の相違点は、第１の実施
例では入力コンデンサ４への供給電流ｉ2と、インダク
タ１５の電流ｉLをそれぞれブリッジダイオード３とダ
イオード１３，１４が分担しているのに対し、第２の実
施例では、ダイオード１６にｉ2、ダイオード１７に
ｉL、そしてブリッジダイオード３にｉ2＋ｉDが流れ、
効率面で第１の実施例の方が優位となる。
ることは既述したが、実使用上の相違点は、第１の実施
例では入力コンデンサ４への供給電流ｉ2と、インダク
タ１５の電流ｉLをそれぞれブリッジダイオード３とダ
イオード１３，１４が分担しているのに対し、第２の実
施例では、ダイオード１６にｉ2、ダイオード１７に
ｉL、そしてブリッジダイオード３にｉ2＋ｉDが流れ、
効率面で第１の実施例の方が優位となる。
【００２９】以上のように本実施例によれば、第１の実
施例においては、従来のフィード・フォワード電源のブ
リッジダイオードの各々の交流受電端子からダイオード
１３，１４を介してインダクタ１５の一端に接続し、そ
の他端を１次巻線６１をスイッチ手段５との接続点に接
続する構成を設けることにより、又、第２の実施例にお
いては、従来のフィード・フォワード電源のブリッジダ
イオード正出力端子と入力コンデンサの間にダイオード
１６を接続し、さらにブリッジダイオード正出力端子か
ら１次巻線６１とスイッチ手段５との接続点へ電流が流
れる向きにダイオード１７とインダクタ１５の直列回路
を設けることにより、入力コンデンサの両端電圧Ｅiは
従来のレベルのまま、高効率に入力電流の導通角を拡
げ、力率を改善することができる。
施例においては、従来のフィード・フォワード電源のブ
リッジダイオードの各々の交流受電端子からダイオード
１３，１４を介してインダクタ１５の一端に接続し、そ
の他端を１次巻線６１をスイッチ手段５との接続点に接
続する構成を設けることにより、又、第２の実施例にお
いては、従来のフィード・フォワード電源のブリッジダ
イオード正出力端子と入力コンデンサの間にダイオード
１６を接続し、さらにブリッジダイオード正出力端子か
ら１次巻線６１とスイッチ手段５との接続点へ電流が流
れる向きにダイオード１７とインダクタ１５の直列回路
を設けることにより、入力コンデンサの両端電圧Ｅiは
従来のレベルのまま、高効率に入力電流の導通角を拡
げ、力率を改善することができる。
【００３０】（実施例３）以上第１，第２の実施例は、
本発明をフィード・フォワード電源に適用した例である
が、フライバック電源にも適用できる。第１の実施例で
説明した本発明をフライバック電源に適用した場合を以
下に第３の実施例として図面を参照しながら説明する。
本発明をフィード・フォワード電源に適用した例である
が、フライバック電源にも適用できる。第１の実施例で
説明した本発明をフライバック電源に適用した場合を以
下に第３の実施例として図面を参照しながら説明する。
【００３１】図６は本発明の第３の実施例を示すスイッ
チング電源装置の回路構成を示すものである。図６にお
いて、１〜５、８，９、１３〜１５は図１に示したもの
と同様の構成・動作をする。
チング電源装置の回路構成を示すものである。図６にお
いて、１〜５、８，９、１３〜１５は図１に示したもの
と同様の構成・動作をする。
【００３２】図１と異なる点はトランス６のリセット巻
線６３とダイオード１０がなくなり、２次側の整流平滑
回路７の構成が、２次巻線６２に発生するフライバック
電圧をダイオード７５と出力コンデンサ７６によって整
流平滑するようになっている点である。第１，第２の実
施例同様、図７に示す等価回路及び図８に示す動作波形
図を参照しながら、この実施例の動作を説明する。
線６３とダイオード１０がなくなり、２次側の整流平滑
回路７の構成が、２次巻線６２に発生するフライバック
電圧をダイオード７５と出力コンデンサ７６によって整
流平滑するようになっている点である。第１，第２の実
施例同様、図７に示す等価回路及び図８に示す動作波形
図を参照しながら、この実施例の動作を説明する。
【００３３】まずスイッチ手段５がオン状態の時、トラ
ンス６の１次巻線６１及びインダクタ１５には、それぞ
れＥi，Ｅ′iの電圧が印加される。この時、１次巻線６
１に流れる電流はＥiからの電流ｉ1に等しく、初期値Ｉ
1から傾き（Ｅi／Ｌp）で直線的に増加する。又、イン
ダクタ１５に流れる電流ｉLは０Ａから傾き（Ｅ′i／
Ｌ）で増加する。従ってスイッチ手段５のオン期間をＴ
ONとすると、オン期間終了時には、トランス６及びイン
ダクタ１５の励磁電流はそれぞれ（Ｅi・ＴON／Ｌp＋Ｉ
1＝Ｉ2）、（Ｅ′i・ＴON／Ｌ）となっている。
ンス６の１次巻線６１及びインダクタ１５には、それぞ
れＥi，Ｅ′iの電圧が印加される。この時、１次巻線６
１に流れる電流はＥiからの電流ｉ1に等しく、初期値Ｉ
1から傾き（Ｅi／Ｌp）で直線的に増加する。又、イン
ダクタ１５に流れる電流ｉLは０Ａから傾き（Ｅ′i／
Ｌ）で増加する。従ってスイッチ手段５のオン期間をＴ
ONとすると、オン期間終了時には、トランス６及びイン
ダクタ１５の励磁電流はそれぞれ（Ｅi・ＴON／Ｌp＋Ｉ
1＝Ｉ2）、（Ｅ′i・ＴON／Ｌ）となっている。
【００３４】次にスイッチ手段５がオフすると、トラン
ス６の各巻線とインダクタ１５の各電圧は反転し、ダイ
オード７５が導通するため、１次巻線６１には−ｎ
Ｅo、インダクタ１５には（Ｅ′i−Ｅi−ｎＥo）の電圧
が印加され、オン期間中に励磁されたエネルギーを消磁
する。従ってトランス６のリアクトル電流ｉTは、Ｉ2か
ら傾き−ｎＥo／Ｌpで減少し、インダクタ１５の電流ｉ
Lは、（Ｅ′i・ＴON／Ｌ）から傾き（Ｅ′i−Ｅi−ｎＥ
o）／Ｌで減少していく。ダイオード７５に流れる２次
巻線電流ｉsはｉs＝ｉT＋ｉLで表わされ、従ってＥiへ
はｉi＝ｉLの電流が回生されることになる。Ｅi＞Ｅ′i
より−ｎＥo＞Ｅ′i−Ｅi−ｎＥoであるから、インダク
タ１５の磁束はトランス６より早くリセットされる。
ス６の各巻線とインダクタ１５の各電圧は反転し、ダイ
オード７５が導通するため、１次巻線６１には−ｎ
Ｅo、インダクタ１５には（Ｅ′i−Ｅi−ｎＥo）の電圧
が印加され、オン期間中に励磁されたエネルギーを消磁
する。従ってトランス６のリアクトル電流ｉTは、Ｉ2か
ら傾き−ｎＥo／Ｌpで減少し、インダクタ１５の電流ｉ
Lは、（Ｅ′i・ＴON／Ｌ）から傾き（Ｅ′i−Ｅi−ｎＥ
o）／Ｌで減少していく。ダイオード７５に流れる２次
巻線電流ｉsはｉs＝ｉT＋ｉLで表わされ、従ってＥiへ
はｉi＝ｉLの電流が回生されることになる。Ｅi＞Ｅ′i
より−ｎＥo＞Ｅ′i−Ｅi−ｎＥoであるから、インダク
タ１５の磁束はトランス６より早くリセットされる。
【００３５】インダクタ１５はリセット後、そのインダ
クタンスＬと浮遊容量で自由共振する。トランス６のリ
アクトル電流ｉT（この時点ではｉs／ｎに等しい）がＩ
1になるまでがスイッチ手段５のオフ期間ＴOFFである。
オフ期間終了後、スイッチ手段５は再びオンし、前述の
動作を繰返す。
クタンスＬと浮遊容量で自由共振する。トランス６のリ
アクトル電流ｉT（この時点ではｉs／ｎに等しい）がＩ
1になるまでがスイッチ手段５のオフ期間ＴOFFである。
オフ期間終了後、スイッチ手段５は再びオンし、前述の
動作を繰返す。
【００３６】スイッチ手段５のオン期間のトランス６の
励磁磁束とオフ期間の消磁磁束が等しいのでＥi・ＴON
＝ｎＥo・ＴOFFであり、スイッチ手段５のオンオフ比Ｄ
（＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF））から、ｎＥo＝Ｄ／（１−
Ｄ）・Ｅiの関係式が成立ち、制御回路８によって直流
出力電圧Ｅoが安定化できるのは従来のフライバック電
源と同様である。Ｅ′i＝Ｅiの時、即ち図６におけるブ
リッジダイオード３が導通している場合は、トランス６
の消磁期間ＴOFFとインダクタ１５の消磁期間が等しく
なることになる。
励磁磁束とオフ期間の消磁磁束が等しいのでＥi・ＴON
＝ｎＥo・ＴOFFであり、スイッチ手段５のオンオフ比Ｄ
（＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF））から、ｎＥo＝Ｄ／（１−
Ｄ）・Ｅiの関係式が成立ち、制御回路８によって直流
出力電圧Ｅoが安定化できるのは従来のフライバック電
源と同様である。Ｅ′i＝Ｅiの時、即ち図６におけるブ
リッジダイオード３が導通している場合は、トランス６
の消磁期間ＴOFFとインダクタ１５の消磁期間が等しく
なることになる。
【００３７】インダクタ１５の電流ｉLのピーク値を
ＩL、その消磁期間をＴ′OFFとすると、インダクタ１５
を介して得られる電力Ｐ1は、 Ｐ1＝１／２・ＩL・（ＴON＋Ｔ′OFF）／（ＴON＋ＴOFF）・Ｅ′i となり、又、入力コンデンサ４へ回生される電力Ｐ
2は、 Ｐ2＝１／２・ＩL・［Ｔ′OFF／（ＴON＋ＴOFF）］・Ｅi で表わされる。又、ｉsへ重畳され、２次巻線６２から
出力される電力Ｐ3は、 Ｐ3＝１／２・ＩL・［Ｔ′OFF／（ＴON＋ＴOFF）］・ｎＥo で表わされる。一方、 ＩL＝（Ｅ′i・ＴON）／Ｌ＝［（Ｅi＋ｎＥo−Ｅ′i）Ｔ′OFF］／Ｌ であることからＰ1＝Ｐ2＋Ｐ3は容易に得られる。即
ち、インダクタ１５を介して入力された電力は、入力コ
ンデンサ４へ回生される電力と２次巻線６２から負荷へ
出力される電力とに別れる。従って入力コンデンサ４へ
入力側から供給される電力は、従来のフライバック電源
の場合より、インダクタ１５を介する電力を差引いたも
のとなる。
ＩL、その消磁期間をＴ′OFFとすると、インダクタ１５
を介して得られる電力Ｐ1は、 Ｐ1＝１／２・ＩL・（ＴON＋Ｔ′OFF）／（ＴON＋ＴOFF）・Ｅ′i となり、又、入力コンデンサ４へ回生される電力Ｐ
2は、 Ｐ2＝１／２・ＩL・［Ｔ′OFF／（ＴON＋ＴOFF）］・Ｅi で表わされる。又、ｉsへ重畳され、２次巻線６２から
出力される電力Ｐ3は、 Ｐ3＝１／２・ＩL・［Ｔ′OFF／（ＴON＋ＴOFF）］・ｎＥo で表わされる。一方、 ＩL＝（Ｅ′i・ＴON）／Ｌ＝［（Ｅi＋ｎＥo−Ｅ′i）Ｔ′OFF］／Ｌ であることからＰ1＝Ｐ2＋Ｐ3は容易に得られる。即
ち、インダクタ１５を介して入力された電力は、入力コ
ンデンサ４へ回生される電力と２次巻線６２から負荷へ
出力される電力とに別れる。従って入力コンデンサ４へ
入力側から供給される電力は、従来のフライバック電源
の場合より、インダクタ１５を介する電力を差引いたも
のとなる。
【００３８】これは入力コンデンサ４への供給電流ｉ2
のピーク値が減少することを意味する。図９は本実施例
の入力側各部波形を表わしたものである。図８に比べ、
時間軸を入力交流電圧ｖiの半周期まで拡大しているの
で、Ｅ′iが半波波形となる。Ｅ′iの変化に比べＥiの
変動が十分小さいと考えれば、インダクタ１５の電流ｉ
Lのピーク値はほぼＥ′iに比例する。入力コンデンサ４
への供給電流ｉ2とインダクタ１５の電流ｉLの和が、図
６の入力フィルタ２の出力電流に相当する。この電流は
入力フィルタ２によってその高周波成分は入力側に対し
て遮断されるので、入力電流ｉiは図９に示したような
波形となり、その導通角が拡がっている様子がわかる。
インダクタ１５のインダクタンスＬを小さくすると力率
が向上するのは第１，第２の実施例で説明したのと同様
である。
のピーク値が減少することを意味する。図９は本実施例
の入力側各部波形を表わしたものである。図８に比べ、
時間軸を入力交流電圧ｖiの半周期まで拡大しているの
で、Ｅ′iが半波波形となる。Ｅ′iの変化に比べＥiの
変動が十分小さいと考えれば、インダクタ１５の電流ｉ
Lのピーク値はほぼＥ′iに比例する。入力コンデンサ４
への供給電流ｉ2とインダクタ１５の電流ｉLの和が、図
６の入力フィルタ２の出力電流に相当する。この電流は
入力フィルタ２によってその高周波成分は入力側に対し
て遮断されるので、入力電流ｉiは図９に示したような
波形となり、その導通角が拡がっている様子がわかる。
インダクタ１５のインダクタンスＬを小さくすると力率
が向上するのは第１，第２の実施例で説明したのと同様
である。
【００３９】以上のように第３の実施例においては、従
来のフライバック電源に、第１の実施例と同様の回路を
設けることにより、第１の実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
来のフライバック電源に、第１の実施例と同様の回路を
設けることにより、第１の実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
【００４０】なお、第３の実施例はフライバック電源に
第１の実施例と同様の回路を設けたものであるが、第２
の実施例と同様の回路を付加しても、第３の実施例と等
価になることはいうまでもない。
第１の実施例と同様の回路を設けたものであるが、第２
の実施例と同様の回路を付加しても、第３の実施例と等
価になることはいうまでもない。
【００４１】
【発明の効果】以上のように本発明は、交流電圧を受電
し、入力フィルタを介してブリッジダイオードで整流
し、入力コンデンサで平滑した直流電圧をトランスの１
次巻線と直列に接続されるスイッチ手段のオンオフ動作
によって高周波交流電圧を整流平滑回路を介して所定の
直流出力電圧に変換し、負荷へ供給する構成を設けるこ
とにより、入力コンデンサの両端電圧即ち従来のスイッ
チング電源装置にとっての直流入力電圧を従来のレベル
のまま、高効率に入力電流の導通角を拡げ、力率を改善
することができる優れたスイッチング電源装置を実現で
きるものである。
し、入力フィルタを介してブリッジダイオードで整流
し、入力コンデンサで平滑した直流電圧をトランスの１
次巻線と直列に接続されるスイッチ手段のオンオフ動作
によって高周波交流電圧を整流平滑回路を介して所定の
直流出力電圧に変換し、負荷へ供給する構成を設けるこ
とにより、入力コンデンサの両端電圧即ち従来のスイッ
チング電源装置にとっての直流入力電圧を従来のレベル
のまま、高効率に入力電流の導通角を拡げ、力率を改善
することができる優れたスイッチング電源装置を実現で
きるものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図
源装置の回路構成図
【図２】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図
源装置の回路構成図
【図３】第１又は第２の実施例における動作説明のため
の等価回路図
の等価回路図
【図４】図３の等価回路図の各部動作波形図
【図５】第１又は第２の実施例におけるスイッチング電
源装置の入力部動作波形図
源装置の入力部動作波形図
【図６】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図
源装置の回路構成図
【図７】第３の実施例における動作説明のための等価回
路図
路図
【図８】図７の等価回路図の各部動作波形図
【図９】第３の実施例におけるスイッチング電源装置の
入力部動作波形図
入力部動作波形図
【図１０】従来のスイッチング電源装置の回路構成図
【図１１】図１０に示した従来のスイッチング電源装置
の入力部動作波形図
の入力部動作波形図
【図１２】従来のスイッチング電源装置の回路構成図
【図１３】図１２に示した従来のスイッチング電源装置
の入力部動作波形図
の入力部動作波形図
１ 交流電圧源 ２ 入力フィルタ ３ ブリッジダイオード ４ 入力コンデンサ ５ スイッチ手段 ６ トランス ７ 電流平滑回路 ８ 制御回路 ９ 負荷 １０ ダイオード １１ ＤＣ−ＤＣコンバータ １２ チョークコイル １３ ダイオード １４ ダイオード １５ インダクタ １６ ダイオード １７ ダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】交流電圧を受電し、入力フィルタを介して
ブリッジダイオードで整流し、入力コンデンサで平滑し
た直流電圧をトランスの１次巻線と直列に接続されるス
イッチ手段のオンオフ動作によって高周波交流電圧に変
換し、前記トランスの２次巻線に誘起される高周波交流
電圧を整流平滑回路を介して所定の直流出力電圧に変換
し、負荷へ供給するスイッチング電源装置において、前
記ブリッジダイオードの各々の交流受電端子にアノード
を接続された各ダイオードのカソードを接続し、前記カ
ソード接続点にインダクタの一端を接続し、前記インダ
クタの他端を、前記トランスの１次巻線と前記スイッチ
手段との接続点に接続したスイッチング電源装置。 - 【請求項２】交流電圧を受電し、入力フィルタを介して
ブリッジダイオードで整流し、入力コンデンサで平滑し
た直流電圧をトランスの１次巻線と直列に接続されるス
イッチ手段のオンオフ動作によって高周波交流電圧に変
換し、前記トランスの２次巻線に誘起される高周波交流
電圧を整流平滑回路を介して所定の直流出力電圧に変換
し、負荷へ供給するスイッチング電源装置において、前
記ブリッジダイオードの正出力端子と前記入力コンデン
サの間に、前記ブリッジダイオードの正出力端子にアノ
ードが接続されるように第１のダイオードを接続し、前
記ブリッジダイオードの正出力端子から、前記トランス
の１次巻線と前記スイッチ手段との接続点へ、電流が流
れる向きに第２のダイオードとインダクタの直列回路を
接続したスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4128471A JPH05328724A (ja) | 1992-05-21 | 1992-05-21 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4128471A JPH05328724A (ja) | 1992-05-21 | 1992-05-21 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05328724A true JPH05328724A (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=14985553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4128471A Pending JPH05328724A (ja) | 1992-05-21 | 1992-05-21 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05328724A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001145359A (ja) * | 1999-11-17 | 2001-05-25 | Ohira Denshi Kk | スイッチング電源装置 |
| KR100420964B1 (ko) * | 2002-02-23 | 2004-03-02 | 학교법인 포항공과대학교 | 역률보상 단일단 컨버터 |
| DE19901930B4 (de) * | 1998-02-27 | 2006-12-21 | Fuji Electric Co., Ltd., Kawasaki | Schaltnetzteil |
-
1992
- 1992-05-21 JP JP4128471A patent/JPH05328724A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19901930B4 (de) * | 1998-02-27 | 2006-12-21 | Fuji Electric Co., Ltd., Kawasaki | Schaltnetzteil |
| JP2001145359A (ja) * | 1999-11-17 | 2001-05-25 | Ohira Denshi Kk | スイッチング電源装置 |
| KR100420964B1 (ko) * | 2002-02-23 | 2004-03-02 | 학교법인 포항공과대학교 | 역률보상 단일단 컨버터 |
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