JPH0429562A - スタンバイ電源回路を有するスイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 電源スイッチを切った後も、一部の回路に何らかの待機
動作をさせるために電源を供給し続けるスタンバイ電源
回路を備えたスイッチング電源装置に関し、特に共振形
コンバータを有するスイッチング電源装置に省電力で小
形のスタンバイ電源回路を備えた電源装置に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、スタンバイ電源回路を有するスイッチング電
源装置に関し、スイッチング周波数固定で共振周波数制
御方式の共振形コンバータを有するスイッチング電源装
置において、主電源部用の第１の共振回路と、スタンバ
イ電源用の第２の共振回路とを有し、第１及び第２の共
振回路を共通のスイッチング回路に接続し、第２の共振
回路と前記スイッチング回路との接続点と、第１の共振
回路との間に主電源スイッチを配したスタンバイ電源回
路を有するスイッチング電源装置である。

これにより、スタンバイ電源回路の電力変換効率が向上
し、スタンバイ電源回路の電源用カドランスが小形化さ
れ、磁気シールドが不要となり、プリント基板にマウン
トできる。

さらに、主電源スイッチ投入時の突入電流が減るので、
突入電流制限抵抗を短絡して電源電圧降下と発熱とを防
止できる。

〔従来の技術〕

電源スイッチを切った後も、一部の回路に何らかの待機
動作をさせるために電圧を供給し続けるスタンバイ電源
回路を備えた電源装置がある。例えば、第６図はカラー
テレビジョン受像機用の電源回路の一例で、テレビ（Ｔ
Ｖ）受像機本体用の主電源回路と、リモートコントロー
ル装置（リモコン）受信部用の電源回路と、衛星放送（
ＢＳ）チューナ及びコンバータ用の電源回路とをそれぞ
れ別個に設けてシ）る。

そして、ＴＶ受像機本体の主電源スイッチのオン・オフ
をも操作する前記リモコン受信部用の電源回路と、タイ
マーによる予約受信などが行われる前記ＢＳチューナ及
びＢＳコンバータ用電源回路とは、ＴＶ受像機本体用の
主電源スイッチが切られても、電源供給が継続されるよ
うにしである。

第６図の例において、ＴＶ受像機本体用の主電源回路と
しては、スイッチング周波数が固定で直列共振周波数を
制御する方式の電流共振形コンバータを用いたスイッチ
ング電源としている。スイッチングトランジスタＱ１及
びＱ２が交互に、コンバータドライブトランス（ＣＤＴ
）の二次巻線Ｌ８のインダクタンスとキャパシタＣ８の
容量とで決まる周期でオン・オフを繰り返しく自動発振
）、それによって発生した高周波電流は、制御巻線に流
す直流電流によってインダクタンスを制御可能とした電
源出力制御トランス（ＰＲＴ）の−次巻線Ｎ１のインダ
クタンスとそれに直列接続されたキャパシタＣＩの容量
とで構成される直列共振回路によって正弦波状となる。

そして、その正弦波状の電流のゼロクロス付近で、スイ
ッチングトランジスタＱ、　、Ｑ、のオン・オフが切り
替わるため、スイッチングロスが小さく、高周波のため
電源出力制御トランス（ＰＲＴ）やコンバータドライブ
トランス（ＣＤＴ）も小形になり、小形で高効率のスイ
ッチング電源が得られている。

なお、出力電圧の定電圧化は、ＰＲＴの直列共振周波数
を磁気的に制御して、例えばＰＲＴの直列共振周波数が
前記スイッチング周波数と合致した時に最大出力電力を
取り出せるように構成して行っている。

第６図の例において、リモートコントロール装置（リモ
コン）受信部用のスタンバイ電源は小形の電源トランス
ＰＴ−１を設け、３端子レギユレータを経て、例えば１
２Ｖの直流電圧を得ている。

主電源スイッチ５ｗ−１を駆動するためのリレー（ＲＬ
）へもこの電源から電圧供給している。この電源は、常
時通電しているため、電力損失が極力小さいことが望ま
しいが、電源トランスＰＴ−１は珪素鋼板等を用い、１
．０Ｗ　（ワット）の電力伝送に必要なトランス重量は
例えば１００グラム程度有り、電力変換効率は例えば５
０％程度と低い。

また、第６図の例において、ＢＳチューナ及びコンバー
タ用のスタンバイ電源は、大形の電源トラ７スＰＴ−２
を設け、例えば±５■、１２Ｖ、１５■の４種類の直流
安定化電圧をそれぞれ３端子レギユレータを経て得てい
る。電源トランスＰＴ−２は、１２．０Ｗ　（ワット）
の電力伝送に必要なトランス重量は、例えば１．２キロ
グラム程度で有り、電力変換効率は例えば６０％程度で
ある。

以上の例に示すように、スタンバイ用の電源トランスを
ＴＶ受像機本体用の電源とは別個に設ける従来の技術に
おいては、以下の述べるような問題があった。

第１に、電源トランスＰＴ−１及びＰＴ−２は商用入力
電源の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ　）で励磁され
るため漏洩磁束が大きく、ＴＶ受像機用電源装置の場合
は受像管のミスランディングを起こさない場所に配置す
るか、電源トランスＰＴ−１及びＰＴ−２に充分な磁気
シールドを行う必要があった。

第２に、電源トランスＰＴ−１及びＰＴ−２は重く、発
熱が大きいため、プリント基板に他の回路部品と一緒に
マウントすることができなかった。

第３に、商用入力電源の入力電圧の変動に伴って電源ト
ランスＰＴ−１及びＰＴ−２からの出力電圧が変化する
ため、出力直流電圧を定電圧に保つためには３端子レギ
ユレータでの電圧降下（ｔ力損失）を大きくする必要が
あり、そのための放熱板が必要であった。

第４に、電源トランスＰＴ−１及びＰＴ−２が大形であ
り、特に電力変換効率を高くしたり、磁気シールドをし
たりする必要から高価なものとなっていた。

以上とは別の問題として、さらに第６図の例においては
、ＴＶ受像機本体用電源の負荷電力が大きいとき、主電
源スイッチ５Ｗ−１投入時の突入電流制限抵抗Ｒｉの電
力損失と発熱が過大となる問題があった。

［発明が解決しようとする課題〕 本発明においては、従来技術の項で述べた諸問題を解決
して、スタンバイ電源トランスの磁気シールドが不要で
、電力変換効率が高く、発熱が小さい、小形軽量化され
安価なスタンバイ電源回路を有する電源装置を得ること
を課題とする。

加えて、主電源部の供給電力が大きいときに、突入電流
制限抵抗による電力損失が大きい問題が一緒に解決され
ることが望ましい。

（課題を解決するための手段］ 本発明においては、負荷に電力供給するトランスを有す
る共振回路に接続されたスイッチング回路のスイッチン
グ周波数が固定で、前記共振回路の共振周波数を制御し
て出力電圧を制御方式の共振形コンバータを有するスイ
ッチング電源装置において、主電源スイッチの投入によ
り負荷が接続される主電源部の前記共振回路である第１
の共振回路と、主電源スイッチ開放後も待機動作させる
所定の負荷に電力供給するスタンバイ電源部の前記共振
回路である第２の共振回路とを有し、第１の共振回路と
第２の共振回路とは共通の前記スイッチング回路に接続
され、前記スイッチング回路と第２の共振回路との接続
点と、第１の共振回路との間に前記主電源スイッチを配
したことを特徴とするスタンバイ電源回路を有するスイ
ッチング電源装置とする。

さらに、このスタンバイ電源回路を有するスイッチング
電源装置において、前記主電源スイ・ノチに連動して開
閉する第２の電源スイッチを設け、該第２の電源スイッ
チにより、商用入力電源の突入電流を制限する突入電流
制限抵抗を短絡できるようにしたことを特徴とするスイ
ッチング電源装置としてもよい。

また、前記第２の共振回路の前記トランスは、例えば共
振周波数を前記スイッチング周波数とほぼ等しくしたイ
ンダクタンス固定の電源出カドランスでもよいが、例え
ば第１の共振回路の電力制御トランスを小形化したよう
な、直流電流を制御巻線に流して例えば少なくとも一次
巻線のインダクタンスを制御できるように構成したもの
を用いてもよい。あるいは、前記第２の共振回路の前記
トランスに、前記スイッチング回路のスイッチングトラ
ンジスタを駆動するための巻線を設けてもよい。

〔作用〕

本発明においては、スタンバイ電源部の電源出カドラン
スを有する第２の共振回路に供給される交流電力は、主
電源部と共通のスイッチング回路からの高周波電力とし
て供給される。そして、その高周波電力の周波数に前記
第２の共振回路の共振周波数をほぼ合わせであるので、
スタンバイ電源部の電源出カドランスは、フェライトコ
アなどを用いて小形化し、電力変換効率を向上させるこ
とができる。さらに、高周波の正弦波状電流を扱ってお
り、漏洩磁束が小さいので、磁気シールドが不要となり
、これらの結果としてプリント基板上にマウントするこ
とが可能となる。

また、前記第２の共振回路により、前記高周波を正弦波
状として電圧または電流がゼロになる近傍でスイッチン
グするため、前記スイッチング回路を通したことによる
スイッチングロスも少ない。

以上に述べたほかに、本発明においては、従来例と比べ
て主電源スイッチの位置を大幅に変更したことによる新
たな作用がある。即ち、前記スイッチング回路と第２の
共振回路との接続点と、第１の共振回路との間に主電源
スイッチを配したことにより、本発明においては商用入
力電源整流後の平滑コンデンサより後に主電源スイッチ
があり、主電源投入時における突入電流が極めて小さく
なっている。そのため、主電源スイッチ投入と連動して
、商用入力電源に対する突入電流制限抵抗を短絡するこ
とができる。

これにより、主電源部動作時の大電流による突入電流制
限抵抗での電圧降下と発熱とを防止したスイッチング電
源装置が得られる。

さらに、本発明においては、スタンバイ電源部の前記電
源出カドランスの替わりに、直流電流により前記トラン
スの例えば−次巻線のインダクタンスを制御できる制御
巻線を追加した（例えば可飽和リアクタトランスなどの
）電源出力制御トランスを用いて、電圧安定化機能を追
加すれば、入力交流電圧の変動に伴うそれぞれの直流出
力電圧間のクロスレギユレーションを低減することがで
き、例えば電源出カドランスの出力電圧に対して電圧降
下形の電圧安定化回路（レギュレータ）を用いて定電圧
化している場合には、その内部ドロップ電圧を低くする
ことができ、電力損失が低減し放熱板を廃止することが
できる。

また、スタンバイ電源部の前記電源出カドランスに、前
記スイッチング回路のスイッチングトランジスタ駆動用
の巻線を設ければ、スイッチングトランジスタ駆動用の
コンバータドライブトランス（ＣＤＴ）を廃止すること
ができ、回路を簡易化することができる。

〔実施例〕

本発明の第１の実施例について、第１図に従って説明す
る。

まず、商用入力電源を突入電流制限抵抗Ｒｉを介してダ
イオードブリッジによる整流回路と平滑コンデンサによ
る平滑回路を経て、直流入力電圧を得て、スイッチング
回路上へ供給している。

そして、スイッチング回路上の共振回路接続点ｄ（以後
、接続点ａ）から、主電源スイッチ５Ｗ−ＩＡを介して
、該主電源スイッチ５Ｗ−ＩＡにより開閉される主電源
部用の電源出力制御トランス（ＰＲＴ）の−次巻線Ｎ１
とキャパシタＣ２とから成る第１の共振回路に接続され
、前記ＰＲＴの二次巻線からの電圧を整流して主電源部
用の直流出力電圧Ｅ　ＯＮが得られる。以上の構成は第
６図に示す従来例の主電源部と比べて、主として主電源
スイッチ５Ｗ−ＩＡが接続点ａとＰＲＴとの間に挿入さ
れた点で異なっており、記号も共通化して示している。

一方、第１の実施例においては、接続点ａから主電源ス
イッチ５Ｗ−ＩＡが開放状態にあっても通電が継続され
るスタンバイ電源回路の電源用カドランス（ＳＥＴ）の
−次巻線Ｎ、とキャパシタＣ０とから成る第２の共振回
路が接続されている。

そして、第２の共振回路の共振周波数は、スイッチング
回路上のコンバータドライブトランス（ＣＤＴ）の二次
巻線り、のインダクタンスとそれに直列接続されている
キャパシタＣ１の容量で決定される自励発振スイッチン
グ周波数とほぼ等しくしてあり、スイッチングトランジ
スタＱ、に流れる電流ＩＣＰ＋　と、スイッチングトラ
ンジスタＱ２に流れる電流ｒｃｒ□とが交互に第２の共
振回路に流れるようになっており、第２の共振回路の共
振電流Ｉ１１は正弦波状である。そして、零電流付近で
トランジスタＱ、　、Ｑ、が交互にスイッチングを繰り
返すので、スイッチングロスは極めて小さくすることが
できる。この動作波形図を第３図（ａ）に示す。

次に、主電源スイッチ５Ｗ−ＩＡを閉じると、スイッチ
ング周波数は固定のままで、第１の共振回路に流れるス
イッチング電流が加算される。第１の共振回路に流れる
共振電流もやはり正弦波状である。この動作波形図を第
３図（ｂ）に示す。

ところで、前記スイッチング周波数はスイッチングロス
が小さいことから例えば１ｏＯＫＨｚ以上の高周波とす
ることができる。従って、スタンバイ電源比カドランス
（ＳＥＴ）は、例えば第２図に示すＥＥ形（日本工業規
格Ｊ　Ｉ　Ｓ　　Ｃ２５１４）などのフェライトコアを
用いた小形トランスとすることができる。そして、例え
ば１００ＫＨｚ以上の高周波の正弦波状電流のため漏洩
磁束が減り、磁気シールドが不要となり、このままプリ
ント基板にマウントできる。

因みに、第１の実施例における具体的な設計例によれば
、例えばスイッチング周波数１５０ＫＨｚで、スタンバ
イ電源の直流出力１３Ｗの場合で、ＥＥ形ラフエライト
コア用いた前記ＳＢＴの重量は、わずか６グラム、スタ
ンバイ時の電力変換効率は７０％であった。このとき、
直流出力１３Ｗに対する商用交流入力電力は１８．６Ｗ
であり、第６図の従来例の２２Ｗに比べて、３．４Ｗの
低減が計られた。これはスタンバイ時の消費電力低減効
果としては極めて大きいものである。

さらに、第１の実施例では主電源スイッチ投入とともに
突入電流制限抵抗Ｒｉの短絡も行って、主電源部動作時
の電力損失を減らしている。この効果は例えば、主電源
部出力が２００Ｗのとき、５Ｗ程度の消費電力低減とな
り、突入電流制限抵抗Ｒｉも、例えばｌΩ／２０Ｗのセ
メント抵抗が、例えば４．７Ω／３Ｗの巻線抵抗でよく
なり小形化される。なお、第１の実施例では主電源スイ
ッチが商用入力電源整流後の平滑コンデンサより後の回
路で、第１の共振回路の前に挿入しであるため、従来例
に比べて主電源スイッチ投入時のラッシュカレントが小
さく、主電源スイッチ５Ｗ−ＬＡと同時に２回路１接点
のリレーＲＬを用いて第２の電源スイッチ５Ｗ−２を閉
じてもよい。

次に、本発明の第２の実施例について、第４図に従って
説明する。第２の実施例は第１の実施例に比べて、第２
の共振回路を構成する前記ＳＢＴに替えて小形の電源出
力制御トランス（ＰＲＴ）を用いて、電圧安定化を計っ
た点が異なる。ＰＲＴは例えば第７図に示すような一次
及び二次巻線による磁界と制御巻線による磁界とが直交
するようにした直交形可飽和リアクタトランスなどを用
いることができる。主電源部用のＰＲＴを小形にした構
成でよい。直流出力電圧Ｅ。、のうちで、交流電圧の段
階で安定化しておきたい電圧１つを選択し、その電圧を
基準値と比較して誤差信号に応じた制御巻線ドライブ用
の直流電流を得て、制御巻線に直流電流を流すことによ
って、−次巻線及び二次巻線のインダクタンスを制御し
、第２の共振回路の共振周波数を制御してスイッチング
周波数からのずれの大きさを変えて、負荷または入力電
圧の変動に対する出力電圧の安定化を行っている。

このように構成すると、各直流出力電圧のクロスレギユ
レーションも大幅に改善されるため、第２の実施例に用
いている電圧降下形の定電圧回路（例えば３端子レギユ
レータ）のドロップ電圧を小さくすることができ、発熱
が小さくなるので、３端子レギユレータの放熱板が不要
となる効果がある。

なお、スタンバイ電源出力制御トランスＰＲＴ−２は例
えば第７図の構成で、スイッチング周波数１５０ＫＨ２
、スタンバイ電源直流出力１３Ｗの場合、総重量２２グ
ラム程度で済み、スタンバイ時の電力変換効率は第１の
実施例よりさらに向上して７５％に達し、第６図の従来
例に比べて４．７Ｗの消費電力低減となる。

次に、本発明の第３の実施例について、第５図に基づい
て説明する。

第３の実施例においては、第２の実施例に比ベスイッチ
ング回路上のコンバータドライブトランス（ＣＤＴ）を
省略し、ＰＲＴ−２にドライブ用巻線Ｎ、を２組巻装し
たもので、これにより簡易化とコストダウンをしている
。

なお、図示していないが、第２及び第３の実施例におい
ても、第１の実施例と同様に主電源スイッチ投入時の突
入電流制限抵抗短絡を行うことができることは明らかで
ある。

〔発明の効果〕

本発明の実施により、スタンバイ電源回路にも主電源部
のスイッチング回路を共用した共振形コンバータを有す
るスイッチング電源装置が得られる。これによりスタン
バイ電源回路の電力変換効率が向上し、スタンバイ電源
回路の電源出カドランスが小形化され、磁気シールドが
不要となり、プリント基板にマウントできるスタンバイ
回路を有するスイッチング電源装置が得られる。

さらに、主電源スイッチ投入時の突入電流が減少し、主
電源スイッチ投入と連動して突入電流制限抵抗を短絡し
て、主電源部動作時の消費電力も合わせて低減したスイ
ッチング電源装置を得ることができる。

さらに、スタンバイ電源回路の電源出カドランスを例え
ば飽和リアクタトランスなどインダクタンス制御可能な
制御巻線を有する電源出力制御トランスとすることによ
り、さらに電力変換効率を高めることができる。

また、スタンバイ電源回路の電源出カドランスに前記ス
イッチング回路のスイッチングトランジスタ駆動用の巻
線を設けることにより、スイッチングトランジスタ駆動
用のコンバータドライブトランスを省略した簡易な構成
のスイッチング電源装置とすることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の回路図で、第２図は第
１の実施例に用いるスタンバイ電源出カドランス（ＳＢ
Ｔ）の構造例である。 第３図は第１の実施例の動作波形図で、（ａ）は５Ｗ−
ＩＡ及び５Ｗ−２開放時、（ｂ）は５Ｗ−ＩＡ及び５Ｗ
−２閉塞時を示す。 第４図は本発明の第２の実施例の要部回路図で、第５図
は本発明の第３の実施例の要部回路図である。 第６図は従来例の回路図で、第７図は電源出力制御トラ
ンス（ＰＲＴ）の構造例である。 土−−−−・−−−−−−−−一・−−一一−−−スイ
ッチング回路２−−−−〜−−−−−・−一−−−−−
−−−−第１の共振回路ユ−−−−一〜−−−−−−−
−−−−−−−−−第２の共振回路Ｓ　Ｗ　−２−−−
−−−−−−一第２の電源スイッチＲｉ−へ一一−−−
−・−−−−−−−−−・突入電流制限抵抗ＣＤ　Ｔ−
−一−〜−−−−−一一−−−コンバータドライブトラ
ンスＮｃ　、　Ｎｃ＋−・−一−−−制御巻線Ｓ　Ｂ　
Ｔ−−−−−−−−−−〜−−−スタンバイ電源出力ト
ランスＮ２１ 第２図第１の実施（ηすに用いるスタレバイ電源出カド
ラン７、、（ＳＢＴ）の構造例 第３図第１の実范４列グＩ力）乍ン皮形図第４図 本発明の第２の実施（１１］の＃韻回路図第５図 本発明の第３の実施例の要邪回路図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、負荷に電力供給するトランスを有する共振回路に接
   続されたスイッチング回路のスイッチング周波数が固定
   で、 前記共振回路の共振周波数を制御して出力 電圧を制御方式の共振形コンバータを有するスイッチン
   グ電源装置において、 主電源スイッチの投入により負荷が接続さ れる主電源部の前記共振回路である第１の共振回路と、 主電源スイッチ開放後も待機動作させる所 定の負荷に電力供給するスタンバイ電源部の前記共振回
   路である第２の共振回路とを有し、第１の共振回路と第
   ２の共振回路とは共通 の前記スイッチング回路に接続され、 前記スイッチング回路と第２の共振回路と の接続点と、第１の共振回路との間に前記主電源スイッ
   チを配したことを特徴とするスタンバイ電源回路を有す
   るスイッチング電源装置。 ２、請求項１のスタンバイ電源回路を有するスイッチン
   グ電源装置において、 前記主電源スイッチに連動して開閉する第 ２の電源スイッチを設け、 該第２の電源スイッチにより、商用入力電 源の突入電流を制限する突入電流制限抵抗を短絡できる
   ようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。 ３、前記第２の共振回路の前記トランスに、該トランス
   のインダクタンスを制御するための制御巻線を有するこ
   とを特徴とする請求項１のスタンバイ回路を有するスイ
   ッチング電源装置。 ４、前記第２の共振回路の前記トランスに、前記スイッ
   チング回路のスイッチングトランジスタを駆動するため
   の巻線を設けたことを特徴とする請求項１のスタンバイ
   回路を有するスイッチング電源装置。 ５、前記第２の共振回路の前記トランスに、該トランス
   のインダクタンスを制御するための制御巻線を設けたこ
   とを特徴とする請求項２のスイッチング電源装置。 ６、前記第２の共振回路の前記トランスに、前記スイッ
   チング回路のスイッチングトランジスタを駆動するため
   の巻線を設けたことを特徴とする請求項２のスイッチン
   グ電源装置。