JPH05336786A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH05336786A JPH05336786A JP4136400A JP13640092A JPH05336786A JP H05336786 A JPH05336786 A JP H05336786A JP 4136400 A JP4136400 A JP 4136400A JP 13640092 A JP13640092 A JP 13640092A JP H05336786 A JPH05336786 A JP H05336786A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流脈動成分を確実に抑制できるようにした
ものである。 【構成】 第１の座標変換部５は目標値ｉ1d＊，ｉ1q＊
に基づいて、一次電流Ｉ1を基準軸としてγ−δ座標に
おけるｉ1γ＊軸とｄ軸とγ軸との位相差φとを演算す
る。この演算値とｉ1d＊を用いて電圧目標値ｖ1γ＊、
ｖ1δ＊を求める。この目標値に第２の座標変換部６か
ら得られたｉ1γ，ｉ1δとｉ1γ＊，ｉ1δ＊との偏差分
がＰＩアンプ７，８に入力される。ＰＩアンプ７，８の
出力に変動分Δｖ1γ，Δｖ1δを得る。この変動分と前
記目標値とを加算する。Δｖ1δとｖ1δ＊の加算値には
更にＰＩアンプ１２の変動分を加算して極座標変換部９
に入力する。
ものである。 【構成】 第１の座標変換部５は目標値ｉ1d＊，ｉ1q＊
に基づいて、一次電流Ｉ1を基準軸としてγ−δ座標に
おけるｉ1γ＊軸とｄ軸とγ軸との位相差φとを演算す
る。この演算値とｉ1d＊を用いて電圧目標値ｖ1γ＊、
ｖ1δ＊を求める。この目標値に第２の座標変換部６か
ら得られたｉ1γ，ｉ1δとｉ1γ＊，ｉ1δ＊との偏差分
がＰＩアンプ７，８に入力される。ＰＩアンプ７，８の
出力に変動分Δｖ1γ，Δｖ1δを得る。この変動分と前
記目標値とを加算する。Δｖ1δとｖ1δ＊の加算値には
更にＰＩアンプ１２の変動分を加算して極座標変換部９
に入力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は誘導電動機のベクトル
制御装置に関するものである。
制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】２次磁束とそれに直交する２次電流を非
干渉に制御する誘導電動機のベクトル制御が広く適用さ
れてきている。（特開平３−１３５３８８号公報の従来
技術参照）この公報に記載のベクトル制御は、３相誘導
電動機の場合電流や磁束を、電源による回転磁界と同速
度で回転する直交２軸のｄ−ｑ座標系のベクトルとして
取り扱い、演算結果を３相電源の各相の電流指令値に換
算して制御する方法である。次にその具体的方法につい
て述べると、ｄ−ｑ座標系での電圧方程式は次の（１）
式で表される。
干渉に制御する誘導電動機のベクトル制御が広く適用さ
れてきている。（特開平３−１３５３８８号公報の従来
技術参照）この公報に記載のベクトル制御は、３相誘導
電動機の場合電流や磁束を、電源による回転磁界と同速
度で回転する直交２軸のｄ−ｑ座標系のベクトルとして
取り扱い、演算結果を３相電源の各相の電流指令値に換
算して制御する方法である。次にその具体的方法につい
て述べると、ｄ−ｑ座標系での電圧方程式は次の（１）
式で表される。
【０００３】
【数１】
【０００４】ただし、ωs＝ω−ωr Ｌσ＝（Ｌ1Ｌ2−
Ｍ2）／Ｌ2である。
Ｍ2）／Ｌ2である。
【０００５】ここで、ｖ1d，ｖ1qは夫々１次電圧のｄ，
ｑ軸成分、ｉ1d，ｉ1qは夫々１次電流のｄ，ｑ軸成分、
λ2d，λ2qは夫々２次磁束のｄ，ｑ軸成分、Ｒ1，Ｒ2は
夫々１次，２次抵抗、Ｌ1，Ｌ2，Ｍは夫々１次，２次，
励磁インダクタンス、ω，ωr，ωsは夫々１次電源角周
波数，回転子角周波数，すべり角周波数、Ｐはｄ／ｄｔ
を表すものである。
ｑ軸成分、ｉ1d，ｉ1qは夫々１次電流のｄ，ｑ軸成分、
λ2d，λ2qは夫々２次磁束のｄ，ｑ軸成分、Ｒ1，Ｒ2は
夫々１次，２次抵抗、Ｌ1，Ｌ2，Ｍは夫々１次，２次，
励磁インダクタンス、ω，ωr，ωsは夫々１次電源角周
波数，回転子角周波数，すべり角周波数、Ｐはｄ／ｄｔ
を表すものである。
【０００６】ｄ−ｑ座標系においてｄ軸を二次磁束上に
とればλ2q＝０となる。このときλ2d＝Φ2＝一定、ｉ
2d＝０、ｉ2q＝ｉ2となり直流機と同様なトルクと磁束
の直交制御が可能となる。
とればλ2q＝０となる。このときλ2d＝Φ2＝一定、ｉ
2d＝０、ｉ2q＝ｉ2となり直流機と同様なトルクと磁束
の直交制御が可能となる。
【０００７】一方二次磁束は次の関係がある。
【０００８】
【数２】 ベクトル制御条件よりｉ2d＝０であり、（２）式からλ
2d＝Ｍｉ1dとなる。
2d＝Ｍｉ1dとなる。
【０００９】また、λ2q＝０より ｉ1q＝−Ｌ2×ｉ2q
／Ｍとなり、ｉ1qはトルク電流と比例する。
／Ｍとなり、ｉ1qはトルク電流と比例する。
【００１０】次に（１）式４行目より（３）式が得ら
れ、この（３）式からすべり角周波数の条件を求める
と、ωsは（４）式で表される。
れ、この（３）式からすべり角周波数の条件を求める
と、ωsは（４）式で表される。
【００１１】
【数３】
【００１２】
【数４】
【００１３】以上がｄ軸上に二次磁束が一致するように
制御したときのベクトル制御条件である。従ってベクト
ル制御を行うためにはｉ1dをΦ2／Ｍに設定し、ωsを
（４）式が成り立つように制御することが必要である。
制御したときのベクトル制御条件である。従ってベクト
ル制御を行うためにはｉ1dをΦ2／Ｍに設定し、ωsを
（４）式が成り立つように制御することが必要である。
【００１４】ここですべり角周波数ωsの演算に用いる
２次抵抗Ｒ1は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温
度変化により抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧
に基づいて抵抗値の変化分を推定し、この変化分により
すべり角周波数ωsの目標値を修正して、２次抵抗変化
による発生トルク変動を補償する必要がある。仮に２次
抵抗の変化分を無視したとすると、トルク制御精度やト
ルク応答が悪化する。このような２次抵抗の変化分の推
定を例えばインバータの出力電圧そのままを用いると１
次抵抗の変化分が取り込まれてしまうため、推定に用い
る信号としては、１次抵抗に左右されない信号であるこ
とが望ましい。
２次抵抗Ｒ1は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温
度変化により抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧
に基づいて抵抗値の変化分を推定し、この変化分により
すべり角周波数ωsの目標値を修正して、２次抵抗変化
による発生トルク変動を補償する必要がある。仮に２次
抵抗の変化分を無視したとすると、トルク制御精度やト
ルク応答が悪化する。このような２次抵抗の変化分の推
定を例えばインバータの出力電圧そのままを用いると１
次抵抗の変化分が取り込まれてしまうため、推定に用い
る信号としては、１次抵抗に左右されない信号であるこ
とが望ましい。
【００１５】こうしたことから図２に示す制御回路が既
に提案されている。図中１は励磁分電流指令部であり、
角周波数ωrがある値を越えるまで二次磁束指令値Φ2を
ｉ1dの目標値ｉ1d＊とし、ωrがある値を越えるとｉ1d
＊を小さくする。以下目標値あるいは理想値に符号＊を
付して示すと、速度指令ωr＊及びωrの偏差分を速度ア
ンプ２を通じてｉ1q＊とし、ｉ1d＊，ｉ1q＊に基づいて
ｄ−ｑ軸上の一次電圧の理想値ｖ1d＊，ｖ1q＊を演算で
求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正
をｉ1d＊＝ｉ1d，ｉ1q＊＝ｉ1qとなるように制御する
と、ｉ1d＊＝ｉ1dを制御するＰＩアンプ３1にはΔｖ1d
が得られ、ｉ1q＊＝ｉ1qを制御するＰＩアンプ３2には
Δｖ1qが得られる。Δｖ1d，Δｖ1qには一次抵抗と二次
抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるため、一
次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求めること
により二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に影
響されない補償が可能となる。そこで一次電流Ｉ1のベ
クトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をとり、
このδ軸の一次電圧変動分Δｖ1δをすべり補正演算部
３3で求めている。このΔｖ1δは一次抵抗Ｒ1を含まな
い式で表され、従って一次抵抗Ｒ1の影響を受けない。
に提案されている。図中１は励磁分電流指令部であり、
角周波数ωrがある値を越えるまで二次磁束指令値Φ2を
ｉ1dの目標値ｉ1d＊とし、ωrがある値を越えるとｉ1d
＊を小さくする。以下目標値あるいは理想値に符号＊を
付して示すと、速度指令ωr＊及びωrの偏差分を速度ア
ンプ２を通じてｉ1q＊とし、ｉ1d＊，ｉ1q＊に基づいて
ｄ−ｑ軸上の一次電圧の理想値ｖ1d＊，ｖ1q＊を演算で
求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正
をｉ1d＊＝ｉ1d，ｉ1q＊＝ｉ1qとなるように制御する
と、ｉ1d＊＝ｉ1dを制御するＰＩアンプ３1にはΔｖ1d
が得られ、ｉ1q＊＝ｉ1qを制御するＰＩアンプ３2には
Δｖ1qが得られる。Δｖ1d，Δｖ1qには一次抵抗と二次
抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるため、一
次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求めること
により二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に影
響されない補償が可能となる。そこで一次電流Ｉ1のベ
クトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をとり、
このδ軸の一次電圧変動分Δｖ1δをすべり補正演算部
３3で求めている。このΔｖ1δは一次抵抗Ｒ1を含まな
い式で表され、従って一次抵抗Ｒ1の影響を受けない。
【００１６】図３はｄ−ｑ軸及びγ−δ軸と電圧、電流
との関係を示すベクトル図、図４は一次電圧変動分を示
すベクトル図であり、図中Ｖ1、Ｅは夫々一次電圧、二
次電圧、Δｖ1は一次電圧変動分、Δｖ1γ，Δｖ1δは
夫々その変動分のγ軸成分、δ軸成分、φはγ軸とｄ軸
との位相差、Ｉ0は励磁分電流、Ｉ2はトルク分電流であ
る。Δｖ1δは次の（５）式により表される。
との関係を示すベクトル図、図４は一次電圧変動分を示
すベクトル図であり、図中Ｖ1、Ｅは夫々一次電圧、二
次電圧、Δｖ1は一次電圧変動分、Δｖ1γ，Δｖ1δは
夫々その変動分のγ軸成分、δ軸成分、φはγ軸とｄ軸
との位相差、Ｉ0は励磁分電流、Ｉ2はトルク分電流であ
る。Δｖ1δは次の（５）式により表される。
【００１７】
【数５】 Δｖ1δ＝−Δｖ1d・ｓｉｎφ＋Δｖ1qｃｏｓφ ‥‥‥（５） ただしｃｏｓφ＝Ｉ0／Ｉ1＝ｉ1d／ｉ1q、ｓｉｎφ＝Ｉ
2／Ｉ1＝ｉ1q／ｉ1γ そしてすべり補正演算部３3ではΔｖ1δに基づいて２次
抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωsを
演算で求め、すべり角周波数演算部３4で求めたωs＊と
Δωsとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、これ
に回転子角周波数ωrを加算して一次電圧の角周波数ω
＝θ／ｔの目標値としている。図２中３5は極座標変換
部、３6は座標変換部、４1はＰＷＭ回路、４2はインバ
ータ、ＩＭは誘導電動機、ＰＰはパルスピックアップ
部、４3は速度検出部である。
2／Ｉ1＝ｉ1q／ｉ1γ そしてすべり補正演算部３3ではΔｖ1δに基づいて２次
抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωsを
演算で求め、すべり角周波数演算部３4で求めたωs＊と
Δωsとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、これ
に回転子角周波数ωrを加算して一次電圧の角周波数ω
＝θ／ｔの目標値としている。図２中３5は極座標変換
部、３6は座標変換部、４1はＰＷＭ回路、４2はインバ
ータ、ＩＭは誘導電動機、ＰＰはパルスピックアップ
部、４3は速度検出部である。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】前述した特開平３−１
３５３８８号公報には従来技術を改良した発明が開示さ
れているが、この発明のものは出力の相電流が電流零付
近で脈動していることが判明した。図５（ａ），（ｂ）
はｕ相における電流脈動成分の波形であるが、図５
（ｂ）に示す丸印Ａ，Ｂの部分が前述した脈動である。
この脈動は図では１相しか示していないが３相共通に発
生している。この脈動は１周期中６回発生することから
（１相当たり２回）トルク脈動の要因となるため、抑制
することが要望されている。
３５３８８号公報には従来技術を改良した発明が開示さ
れているが、この発明のものは出力の相電流が電流零付
近で脈動していることが判明した。図５（ａ），（ｂ）
はｕ相における電流脈動成分の波形であるが、図５
（ｂ）に示す丸印Ａ，Ｂの部分が前述した脈動である。
この脈動は図では１相しか示していないが３相共通に発
生している。この脈動は１周期中６回発生することから
（１相当たり２回）トルク脈動の要因となるため、抑制
することが要望されている。
【００１９】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、電流脈動成分を確実に抑制できるようにした誘導
電動機のベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。
ので、電流脈動成分を確実に抑制できるようにした誘導
電動機のベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。
【００２０】
【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するために、誘導電動機の電源角周波数と同期して
回転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座
標をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸
成分及びｑ軸成分の目標値ｉ1d＊，ｉ1q＊を算出し、こ
れら目標値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電
動機のベクトル制御装置において、ｄ−ｑ軸に対し位相
ψがｔａｎ-1（ｉ1d＊／ｉ1q＊）異なりかつ一次電流Ｉ
1を基準軸とする座標をγ−δ座標とすると、ｉ1d＊，
ｉ1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値ｉ1γ＊
（＝Ｉ1）及び前記位相ψを算出する第１の座標変換部
と、ｉ1γ＊，ψに基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の
目標値ｖ1γ＊，ｖ1δ＊を夫々算出する手段と、誘導電
動機の一次電流の検出地をγ−δ座標の各軸成分ｉ
1γ，ｉ1δに変換する第２の座標変換部と、ｉ1γ＊及
び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊（＝０）と前記
第２の座標変換部よりのｉ1γ，ｉ1δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ1γ＊からの変動分
Δｖ1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ1γ＊
からの変動分Δｖ1δとを算出する手段と、ｉ1d＊，ｉ
1q＊，ｉ1γ＊及びΔｖ1δに基づいて二次抵抗の設定値
に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部とを設
け、一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊と第２の座標
変換部よりのｉ1δとの偏差分から変動分ΔＩ1δを得、
この変動分の極性により出力に可変ゲイン値を算出する
手段とを設け、ｖ1γ＊とΔｖ1γとの加算値を一次電圧
のγ軸成分の目標値ｖ1γとし、またｖ1δ＊とΔ1δと
の加算値に前記可変ゲイン値を加算してその加算値を一
次電圧のδ軸成分の目標値ｖ1δとし、これら目標値ｖ1
γ，ｖ1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、前記
すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記二次
抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいてその
ときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて演算
を行うことを特徴とするものである。
達成するために、誘導電動機の電源角周波数と同期して
回転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座
標をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸
成分及びｑ軸成分の目標値ｉ1d＊，ｉ1q＊を算出し、こ
れら目標値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電
動機のベクトル制御装置において、ｄ−ｑ軸に対し位相
ψがｔａｎ-1（ｉ1d＊／ｉ1q＊）異なりかつ一次電流Ｉ
1を基準軸とする座標をγ−δ座標とすると、ｉ1d＊，
ｉ1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値ｉ1γ＊
（＝Ｉ1）及び前記位相ψを算出する第１の座標変換部
と、ｉ1γ＊，ψに基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の
目標値ｖ1γ＊，ｖ1δ＊を夫々算出する手段と、誘導電
動機の一次電流の検出地をγ−δ座標の各軸成分ｉ
1γ，ｉ1δに変換する第２の座標変換部と、ｉ1γ＊及
び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊（＝０）と前記
第２の座標変換部よりのｉ1γ，ｉ1δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ1γ＊からの変動分
Δｖ1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ1γ＊
からの変動分Δｖ1δとを算出する手段と、ｉ1d＊，ｉ
1q＊，ｉ1γ＊及びΔｖ1δに基づいて二次抵抗の設定値
に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部とを設
け、一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊と第２の座標
変換部よりのｉ1δとの偏差分から変動分ΔＩ1δを得、
この変動分の極性により出力に可変ゲイン値を算出する
手段とを設け、ｖ1γ＊とΔｖ1γとの加算値を一次電圧
のγ軸成分の目標値ｖ1γとし、またｖ1δ＊とΔ1δと
の加算値に前記可変ゲイン値を加算してその加算値を一
次電圧のδ軸成分の目標値ｖ1δとし、これら目標値ｖ1
γ，ｖ1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、前記
すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記二次
抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいてその
ときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて演算
を行うことを特徴とするものである。
【００２１】
【作用】一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊と第２の
座標変換部よりのｉ1δとの偏差分である変動分Δｉ1δ
を得る。その後、この変動分Δｉ1δの極性と出力周波
数の回転方向とにより可変ゲイン値を得る。この可変ゲ
イン値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ1δを得るため
のｖ1δ＊とΔｖ1δの加算値に加える。これにより電流
脈動成分を抑制することができる。
座標変換部よりのｉ1δとの偏差分である変動分Δｉ1δ
を得る。その後、この変動分Δｉ1δの極性と出力周波
数の回転方向とにより可変ゲイン値を得る。この可変ゲ
イン値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ1δを得るため
のｖ1δ＊とΔｖ1δの加算値に加える。これにより電流
脈動成分を抑制することができる。
【００２２】
【実施例】以下この発明の実施例を図面に基づいて説明
するに、図２と同一部分は同一符号を付して示す。図１
において、５は第１の座標変換部で、この第１の座標変
換部５はｉ1d＊，ｉ1q＊に基づいて一次電流Ｉ1を基準
軸としたγ−δ座標におけるｉ1γ＊とｄ軸とγ軸との
位相差φとを演算する機能を有し、具体的にはｔａｎ-1
（ｉ1q＊／Ｉ1d＊）＝φ√（ｉ1d＊2＋ｉ1q＊2）＝Ｉ1
の演算を実行する。そして第１の座標変換部５より出力
されたｓｉｎφ、Ｉ1、ｃｏｓφ及び励磁分電流指令部
１よりのｉ1d＊を用いて次式の（６）式、（７）式の演
算を実行し、ｖ1γ＊、ｖ1δ＊が求められる。
するに、図２と同一部分は同一符号を付して示す。図１
において、５は第１の座標変換部で、この第１の座標変
換部５はｉ1d＊，ｉ1q＊に基づいて一次電流Ｉ1を基準
軸としたγ−δ座標におけるｉ1γ＊とｄ軸とγ軸との
位相差φとを演算する機能を有し、具体的にはｔａｎ-1
（ｉ1q＊／Ｉ1d＊）＝φ√（ｉ1d＊2＋ｉ1q＊2）＝Ｉ1
の演算を実行する。そして第１の座標変換部５より出力
されたｓｉｎφ、Ｉ1、ｃｏｓφ及び励磁分電流指令部
１よりのｉ1d＊を用いて次式の（６）式、（７）式の演
算を実行し、ｖ1γ＊、ｖ1δ＊が求められる。
【００２３】
【数６】
【００２４】６は第２の座標変換部で、この第２の座標
変換部６は一次電流の検出値ｉu，ｉwをγ−δ座標の各
軸成分ｉ1γ、ｉ1δに変換する。これらｉ1γ、ｉ1δは
それぞれ目標値ｉ1γ＊、ｉ1δ＊（＝０）と比較され、
その偏差分がそれぞれ電圧制御アンプであるＰＩアンプ
７，８に入力される。ＰＩアンプ７，８は入力された偏
差分から出力にそれぞれ一次電圧変動分Δｖ1γ、Δ1δ
を得る。得られたΔｖ1γ、Δ1δは目標値ｖ1γ＊、ｖ1
δ＊とそれぞれ加算される。
変換部６は一次電流の検出値ｉu，ｉwをγ−δ座標の各
軸成分ｉ1γ、ｉ1δに変換する。これらｉ1γ、ｉ1δは
それぞれ目標値ｉ1γ＊、ｉ1δ＊（＝０）と比較され、
その偏差分がそれぞれ電圧制御アンプであるＰＩアンプ
７，８に入力される。ＰＩアンプ７，８は入力された偏
差分から出力にそれぞれ一次電圧変動分Δｖ1γ、Δ1δ
を得る。得られたΔｖ1γ、Δ1δは目標値ｖ1γ＊、ｖ1
δ＊とそれぞれ加算される。
【００２５】Δｖ1δとΔ1δ＊との加算値には次に示す
ＰＩアンプ１２の出力が加算される。ＰＩアンプ１２は
トルク脈動を抑制させるためのもので、このＰＩアンプ
１２には、ｉ1δとｉ1δ＊との偏差分Δｉ1δが入力さ
れる。この偏差分は電流空間ベクトルの回転方向に対し
て逆方向に発生するからＰＩアンプ１２はΔｉ1δの極
性と出力周波数の時計方向（ＣＷ）と反時計方向（ＣＣ
Ｗ）により可変ゲインとする。これを表としたものを次
に示す。
ＰＩアンプ１２の出力が加算される。ＰＩアンプ１２は
トルク脈動を抑制させるためのもので、このＰＩアンプ
１２には、ｉ1δとｉ1δ＊との偏差分Δｉ1δが入力さ
れる。この偏差分は電流空間ベクトルの回転方向に対し
て逆方向に発生するからＰＩアンプ１２はΔｉ1δの極
性と出力周波数の時計方向（ＣＷ）と反時計方向（ＣＣ
Ｗ）により可変ゲインとする。これを表としたものを次
に示す。
【００２６】
【表１】
【００２７】ＰＩアンプ１２はΔｉ1δを可変ゲインと
して出力にΔｖ1δを得、このΔｖ1δを前述したΔｖ1
δとｖ1δ＊との加算値に加算する。この加算出力ｖ1δ
と、前述したΔｖ1γとｖ1γ＊との加算出力ｖ1γとが
極座標変換部９に入力される。この極座標変換部９はｖ
1γとｖ1δから出力に一次電圧のベクトルＶ1の大きさ
│Ｖ1│と、γ軸との位相角φとを出力する。この位相
角φは後述するθ（＝ωot）と加算され、これら加算値
と│Ｖ1│とがＰＷＭ回路４1に入力されてＵ、Ｖ、Ｗ相
に対応する一次電圧指令値に変換され、これによりイン
バータ４2の電圧が制御される。
して出力にΔｖ1δを得、このΔｖ1δを前述したΔｖ1
δとｖ1δ＊との加算値に加算する。この加算出力ｖ1δ
と、前述したΔｖ1γとｖ1γ＊との加算出力ｖ1γとが
極座標変換部９に入力される。この極座標変換部９はｖ
1γとｖ1δから出力に一次電圧のベクトルＶ1の大きさ
│Ｖ1│と、γ軸との位相角φとを出力する。この位相
角φは後述するθ（＝ωot）と加算され、これら加算値
と│Ｖ1│とがＰＷＭ回路４1に入力されてＵ、Ｖ、Ｗ相
に対応する一次電圧指令値に変換され、これによりイン
バータ４2の電圧が制御される。
【００２８】１０は二次抵抗変化分演算部で、この演算
部１０はｉ1d＊，ｉ1q＊，ｉ1γ＊及びΔｖ1γを取り込
んで次の（８）式の演算を実行して二次抵抗変化分Ｋを
求める。
部１０はｉ1d＊，ｉ1q＊，ｉ1γ＊及びΔｖ1γを取り込
んで次の（８）式の演算を実行して二次抵抗変化分Ｋを
求める。
【００２９】
【数７】
【００３０】また、１１はすべり角周波数演算部で、こ
の演算部１１はＫ、ｉ1d＊及びｉ1q＊を取り込んで次の
（９）式を実行してωsを求める機能を有している。
の演算部１１はＫ、ｉ1d＊及びｉ1q＊を取り込んで次の
（９）式を実行してωsを求める機能を有している。
【００３１】
【数８】
【００３２】ところでコンピュータにより第１図の回路
の各部の演算を実行する場合には次のようにしてωsを
算出する。即ちＫの演算やすべり角周波数演算を含む一
連の演算はクロック信号により瞬時に行われ、すべり角
周波数演算部１１における（ｎ−１）回目の演算で求め
た２次抵抗値をｎ回目の演算における設定値とする。ｎ
回目の演算で求めたＫ及びＲ2を夫々Ｋn，Ｒ2nとして表
し、Ｒ2nの初期値Ｒ20に予め設定した値Ｒ2＊を割り当
てると、１回目からｎ回目までの演算は次のようにな
る。
の各部の演算を実行する場合には次のようにしてωsを
算出する。即ちＫの演算やすべり角周波数演算を含む一
連の演算はクロック信号により瞬時に行われ、すべり角
周波数演算部１１における（ｎ−１）回目の演算で求め
た２次抵抗値をｎ回目の演算における設定値とする。ｎ
回目の演算で求めたＫ及びＲ2を夫々Ｋn，Ｒ2nとして表
し、Ｒ2nの初期値Ｒ20に予め設定した値Ｒ2＊を割り当
てると、１回目からｎ回目までの演算は次のようにな
る。
【００３３】 １回目 Ｒ21＝（１＋Ｋ1）・Ｒ20＝（１＋Ｋ1）・Ｒ2＊ ２回目 Ｒ22＝（１＋Ｋ2）・Ｒ21＝（１＋Ｋ2）・（１＋Ｋ1）・Ｒ2＊ ： ｎ回目 Ｒ2n＝（１＋Ｋn）・Ｒ2(n-1)＝（１＋Ｋn）（１＋Ｋn-1）… （１＋Ｋ1）・Ｒ2＊ 従ってｎ回目の演算で求めるωsをωsnとして表すと、
ωsnは次の（１０）式となり、 ωsn＝（１＋Ｋn）・ωs(n-1) ‥‥‥（１０） （ｎ−１）回目の演算で求めたωs(n-1)を記憶しておい
て、（１０）式により得られたＫnを用いることにより
ωsnが求められる。
ωsnは次の（１０）式となり、 ωsn＝（１＋Ｋn）・ωs(n-1) ‥‥‥（１０） （ｎ−１）回目の演算で求めたωs(n-1)を記憶しておい
て、（１０）式により得られたＫnを用いることにより
ωsnが求められる。
【００３４】この場合初期値ωs1は、 ωs1＝（１＋Ｋ1）・Ｒ2＊・１／Ｌ2＊・ｉ1δ＊／ｉ1
γ＊である。
γ＊である。
【００３５】こうして得られたωsと電動機ＩＭの回転
子角周波数検出値ωrとを加算し、その加算値ω0を電源
角周波数の目標値とする。
子角周波数検出値ωrとを加算し、その加算値ω0を電源
角周波数の目標値とする。
【００３６】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
電流脈動成分を確実に抑制することができ、これにより
トルクリップル等が減少する利点がある。
電流脈動成分を確実に抑制することができ、これにより
トルクリップル等が減少する利点がある。
【図１】この発明の実施例を示すブロック図、
【図２】従来のベクトル制御装置を示すブロック図、
【図３】電流，電圧のベクトル図、
【図４】電流，電圧のベクトル図、
【図５】ａは電流指令波形図、ｂは電流脈動成分波形
図。
図。
５…第１の座標変換部、 ６…第２の座標変換部、 ７，８，１２…ＰＩアンプ ９…極座標変換部
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導電動機の電源角周波数と同期して回
転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標
をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成
分及びｑ軸成分の目標値ｉ1d＊，ｉ1q＊を算出し、これ
ら目標値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角周
波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電動
機のベクトル制御装置において、 ｄ−ｑ軸に対し位相φがtan-1（ｉ1d＊／ｉ1q＊）異な
りかつ一次電流Ｉ1を基準軸とする座標をγ−δ座標と
すると、ｉ1d＊，ｉ1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分
の目標値ｉ1γ＊（＝Ｉ1）及び前記位相ψを算出する第
１の座標変換部と、 ｉ1γ＊，φに基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の目標
値ｖ1γ＊，ｖ1δ＊を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
ｉ1γ，ｉ1δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ1γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊（＝
０）と前記第２の座標変換部よりのｉ1γ，ｉ1δとに基
づいて、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ1γ＊か
らの変動分Δｖ1γと、現在の一次電圧のδ軸成分にお
けるｖ1γ＊からの変動分Δｖ1δとを算出する手段と、 ｉ1d＊，ｉ1q＊，ｉ1γ＊及びΔ1δに基づいて二次抵抗
の設定値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算
部とを設け、 一次電流のδ軸成分の目標値ｉ1δ＊と第２の座標変換
部よりのｉ1δとの偏差分から変動分ΔＩ1δを得、この
変動分の極性により出力に可変ゲイン値を算出する手段
とを設け、 ｖ1γ＊とΔｖ1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の目
標値ｖ1γとし、またｖ1δ＊とΔ1δとの加算値に前記
可変ゲイン値を加算してその加算値を一次電圧のδ軸成
分の目標値ｖ1δとし、これら目標値ｖ1γ，ｖ1δに基
づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
そのときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて
演算を行うことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4136400A JPH05336786A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4136400A JPH05336786A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05336786A true JPH05336786A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15174285
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4136400A Pending JPH05336786A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05336786A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102664581A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-09-12 | 北京交通大学 | 一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统 |
-
1992
- 1992-05-28 JP JP4136400A patent/JPH05336786A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102664581A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-09-12 | 北京交通大学 | 一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统 |
| CN102664581B (zh) * | 2012-04-17 | 2015-03-11 | 北京交通大学 | 一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统 |
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