JPH05344018A - 受信マイクロ波信号のダウンコンバータ装置 - Google Patents
受信マイクロ波信号のダウンコンバータ装置Info
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- JPH05344018A JPH05344018A JP2388693A JP2388693A JPH05344018A JP H05344018 A JPH05344018 A JP H05344018A JP 2388693 A JP2388693 A JP 2388693A JP 2388693 A JP2388693 A JP 2388693A JP H05344018 A JPH05344018 A JP H05344018A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0658—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 第１局部発振器信号Ｌ０１が供給される混合
器１３を備え、これにより受信信号は第１の中間周波数
帯域ＩＦ１に変換される、受信マイクロ波信号のダウン
コンバータ装置において、市場で既に市販されているデ
バイスのみを使用することによって、ダウンコンバータ
のコストを低減することである。 【構成】 第２局部発振器信号Ｌ０２が供給されかつ前
記第１の中間周波数帯域の信号ＩＦ１を第２の中間周波
数帯域ＩＦ２に変換する第２混合器１５が設けられてい
る。
器１３を備え、これにより受信信号は第１の中間周波数
帯域ＩＦ１に変換される、受信マイクロ波信号のダウン
コンバータ装置において、市場で既に市販されているデ
バイスのみを使用することによって、ダウンコンバータ
のコストを低減することである。 【構成】 第２局部発振器信号Ｌ０２が供給されかつ前
記第１の中間周波数帯域の信号ＩＦ１を第２の中間周波
数帯域ＩＦ２に変換する第２混合器１５が設けられてい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、請求項１の上位概念に
記載の、相応の第１の局部発振器信号が供給される混合
器を備え、これにより受信信号は第１の中間周波数帯域
に変換される、殊に２２ＧＨｚ ＤＢＳ帯域にある受信
マイクロ波信号のダウンコンバータ装置および請求項５
の上位概念に記載の、第１の局部発振器信号が供給され
る混合器を備え、これにより受信信号は中間周波数帯域
に変換される、殊に２２ＧＨｚＤＢＳ帯域にある受信マ
イクロ波信号のダウンコンバータ装置に関する。
記載の、相応の第１の局部発振器信号が供給される混合
器を備え、これにより受信信号は第１の中間周波数帯域
に変換される、殊に２２ＧＨｚ ＤＢＳ帯域にある受信
マイクロ波信号のダウンコンバータ装置および請求項５
の上位概念に記載の、第１の局部発振器信号が供給され
る混合器を備え、これにより受信信号は中間周波数帯域
に変換される、殊に２２ＧＨｚＤＢＳ帯域にある受信マ
イクロ波信号のダウンコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波受信のために、例えば所謂直
接放送衛星（Direct Broadcasting Satellite＝ＤＢ
Ｓ）受信系の部分として、ダウンコンバータが公知であ
る。
接放送衛星（Direct Broadcasting Satellite＝ＤＢ
Ｓ）受信系の部分として、ダウンコンバータが公知であ
る。
【０００３】今日、ＤＢＳ信号は、１２ＧＨｚの周波数
帯域内にありかつ高電子移動トランジスタ（High Elect
ron Mobility transistors＝ＨＥＭＴ）のような相応の
素子は大量生産されかつ低コストである。
帯域内にありかつ高電子移動トランジスタ（High Elect
ron Mobility transistors＝ＨＥＭＴ）のような相応の
素子は大量生産されかつ低コストである。
【０００４】K. Imai および H. Nakakita の論文“A 2
2-GHz-Band Low-Noise Down-Converter for Satellite
Broadcast Receivers”, IEEE TRANSACTIONS ON MICROW
AVETHEORY AND TECHNIQUES, Vol 39, １９９１年６月６
日 によれば、帯域２２．５−２３．０ＧＨｚが、１９
７９年において World Administrative Radio Conferen
ce（ＷＡＲＣ）によって直接家庭衛星放送サービスに対
するＩＴＵ地域２および３に対して割り当てられた。こ
の帯域は、将来におけるデジタル放送の統合サービス
（integrated services of digital broadcasting（Ｉ
ＳＤＢ）およびデジタル高詳細テレビジョン（digital
high-definition ＴＶ＝ＨＤＴＶ）のような新しいメデ
ィアサービスに対して使用されることが期待されてい
る。
2-GHz-Band Low-Noise Down-Converter for Satellite
Broadcast Receivers”, IEEE TRANSACTIONS ON MICROW
AVETHEORY AND TECHNIQUES, Vol 39, １９９１年６月６
日 によれば、帯域２２．５−２３．０ＧＨｚが、１９
７９年において World Administrative Radio Conferen
ce（ＷＡＲＣ）によって直接家庭衛星放送サービスに対
するＩＴＵ地域２および３に対して割り当てられた。こ
の帯域は、将来におけるデジタル放送の統合サービス
（integrated services of digital broadcasting（Ｉ
ＳＤＢ）およびデジタル高詳細テレビジョン（digital
high-definition ＴＶ＝ＨＤＴＶ）のような新しいメデ
ィアサービスに対して使用されることが期待されてい
る。
【０００５】上記の論文では、１２ＧＨｚ帯域の直接家
庭放送受信機に対して市販の半導体および誘電体材料が
使用されている、低ノイズのダウンコンバータが記載さ
れている。
庭放送受信機に対して市販の半導体および誘電体材料が
使用されている、低ノイズのダウンコンバータが記載さ
れている。
【０００６】上記論文のダウンコンバータの実現のため
に、２１．４ＧＨｚの周波数を有する高価な局部発振器
が使用されておりかつチップ・デバイスおよびワイヤ・
ボンディングを有する高価な組み立て技術が必要であ
る。
に、２１．４ＧＨｚの周波数を有する高価な局部発振器
が使用されておりかつチップ・デバイスおよびワイヤ・
ボンディングを有する高価な組み立て技術が必要であ
る。
【０００７】
【発明の課題】本発明の課題は、市場で既に市販されて
いるデバイス、殊にパッケージ・デバイスのみを使用す
ることによって、ダウンコンバータのコストを低減する
ことである。
いるデバイス、殊にパッケージ・デバイスのみを使用す
ることによって、ダウンコンバータのコストを低減する
ことである。
【０００８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】この課
題は、請求項１および請求項５の特徴部分に記載の構成
によって解決される。
題は、請求項１および請求項５の特徴部分に記載の構成
によって解決される。
【０００９】第１の発明によれば、殊に２２ＧＨｚ帯域
にある信号に対するマイクロ波ダウンコンバータは、相
応の局部発振器信号が供給される第１の混合器を備え、
該混合器は受信信号を第１の中間周波数帯域に変換す
る。付加的に、相応の第２の局部発振器信号が供給され
かつ前記第１の中間周波数帯域の信号を第２の中間周波
数帯域に変換する第２の混合器が設けられている。
にある信号に対するマイクロ波ダウンコンバータは、相
応の局部発振器信号が供給される第１の混合器を備え、
該混合器は受信信号を第１の中間周波数帯域に変換す
る。付加的に、相応の第２の局部発振器信号が供給され
かつ前記第１の中間周波数帯域の信号を第２の中間周波
数帯域に変換する第２の混合器が設けられている。
【００１０】２回の変換を行うことによって、フィルタ
リングにより除去しなければならない影像周波数は、１
回の変換しか行わないダウンコンバータに比して信号周
波数のさ程近傍にない。これにより、影像除去のための
フィルタリングに対する要求の厳密さは低減されるの
で、帯域フィルタをテフロンガラス製の基板にプリント
された並列に結合されたマイクロストリップ・ラインの
パターンのデザインとして実現することが可能になる。
この種のフィルタは、スルーホール、付加素子および後
からの製造アライメントが不要である。
リングにより除去しなければならない影像周波数は、１
回の変換しか行わないダウンコンバータに比して信号周
波数のさ程近傍にない。これにより、影像除去のための
フィルタリングに対する要求の厳密さは低減されるの
で、帯域フィルタをテフロンガラス製の基板にプリント
された並列に結合されたマイクロストリップ・ラインの
パターンのデザインとして実現することが可能になる。
この種のフィルタは、スルーホール、付加素子および後
からの製造アライメントが不要である。
【００１１】第１の中間周波数帯域の周波数が１２ＧＨ
ｚ ＤＢＳ周波数範囲内にあれば、第１の混合器に対し
て、１２ＧＨｚ ＤＢＳ系に通例使用されるデバイスを
使用することができ、従って本発明のダウンコンバータ
のコストは、著しく低減することができる。
ｚ ＤＢＳ周波数範囲内にあれば、第１の混合器に対し
て、１２ＧＨｚ ＤＢＳ系に通例使用されるデバイスを
使用することができ、従って本発明のダウンコンバータ
のコストは、著しく低減することができる。
【００１２】２つの混合器に対して、実質的に同じ周波
数を有する局部発振器信号を使用することができる。こ
のことは、同じ周波数範囲において信号を発生する２つ
の局部発振器を使用することによって実現することがで
きる。
数を有する局部発振器信号を使用することができる。こ
のことは、同じ周波数範囲において信号を発生する２つ
の局部発振器を使用することによって実現することがで
きる。
【００１３】両方の局部発振器信号が導出されるまさに
１つの発振器を使用することもできる。このことは、製
造コストの低減に一層役立つ。
１つの発振器を使用することもできる。このことは、製
造コストの低減に一層役立つ。
【００１４】第２発明においては、分数調波混合器（サ
ブハーモニック・コンバータ）として実現されているま
さに１つの混合器が設けられている。これにより、市販
の素子によって処理することができる信号を発生するた
めに単一の混合器を使用することが必要である。
ブハーモニック・コンバータ）として実現されているま
さに１つの混合器が設けられている。これにより、市販
の素子によって処理することができる信号を発生するた
めに単一の混合器を使用することが必要である。
【００１５】２０−２５ＧＨｚの範囲を含んでいること
もある、２２ＧＨｚの帯域にある受信ＤＢＳ信号に対し
てダウンコンバータが使用されているような場合に殊
に、家庭内設備のために低コスト、低ノイズのダウンコ
ンバータを実現することができる。この場合、第２の中
間周波数は、相応の屋内ユニットに入力するのに適して
いる。大量生産が可能であるリフローはんだ付け技術を
使用する単一の銅製クラッド・テフロンガラス基板上に
マウントされている、１２ＧＨｚ ＤＢＳ市場に対して
既に市販されている実装デバイスのみを使用することが
できる。
もある、２２ＧＨｚの帯域にある受信ＤＢＳ信号に対し
てダウンコンバータが使用されているような場合に殊
に、家庭内設備のために低コスト、低ノイズのダウンコ
ンバータを実現することができる。この場合、第２の中
間周波数は、相応の屋内ユニットに入力するのに適して
いる。大量生産が可能であるリフローはんだ付け技術を
使用する単一の銅製クラッド・テフロンガラス基板上に
マウントされている、１２ＧＨｚ ＤＢＳ市場に対して
既に市販されている実装デバイスのみを使用することが
できる。
【００１６】
【実施例】次に本発明の別の特徴、詳細および利点を、
実施例につき図面を用いて説明する。
実施例につき図面を用いて説明する。
【００１７】図１は、２回の変換が行われる第１実施例
のブロック回路図である。周波数範囲２１．４−２２Ｇ
Ｈｚにある受信マイクロ波信号は、入力端子１０を介し
て低ノイズの増幅器（low noise amplifier＝ＬＮＡ）
１１の入力側に供給される。ＬＮＡ１１の出力信号は、
第１の帯域フィルタ１２を介して第１混合器１３に供給
される。混合器１３には、局部発振器１４によって発生
される周波数１０．１５ＧＨｚを有する第１局部発振器
信号Ｌ０１も供給される。発振器１４は、誘電体共振器
（dielectric resonator oscillator＝ＤＲＯ）として
実現することができる。
のブロック回路図である。周波数範囲２１．４−２２Ｇ
Ｈｚにある受信マイクロ波信号は、入力端子１０を介し
て低ノイズの増幅器（low noise amplifier＝ＬＮＡ）
１１の入力側に供給される。ＬＮＡ１１の出力信号は、
第１の帯域フィルタ１２を介して第１混合器１３に供給
される。混合器１３には、局部発振器１４によって発生
される周波数１０．１５ＧＨｚを有する第１局部発振器
信号Ｌ０１も供給される。発振器１４は、誘電体共振器
（dielectric resonator oscillator＝ＤＲＯ）として
実現することができる。
【００１８】混合器１３の出力は、１２ＧＨｚ ＤＢＳ
製品に対する素子の範囲内にある、範囲１１．２５−１
１．８５ＧＨｚの第１の中間周波数信号ＩＦ１である。
製品に対する素子の範囲内にある、範囲１１．２５−１
１．８５ＧＨｚの第１の中間周波数信号ＩＦ１である。
【００１９】この信号ＩＦ１は、ＧａＡｓモノシリック
マイクロ波集積回路（monolithic microwave integrate
d circuit＝ＭＭＩＣ）の部分として実現することがで
きる第２の混合器１５に供給される。ＴＯ−５パッケー
ジであるこの製品は、１２ＧＨｚ ＤＢＳコンバータ用
に市販されている。 この実施例において、混合器１５に
対する局部発振器信号（Ｌ０２）も、局部発振器１４に
よって発生される。第２の混合器１５の出力ＩＦ２は、
範囲１．１０−１．７０ＧＨｚ内にありかつ出力端子１
６を介して図示されていない受信手段、例えばＤＢＳ系
の屋内ユニットに供給することができる。
マイクロ波集積回路（monolithic microwave integrate
d circuit＝ＭＭＩＣ）の部分として実現することがで
きる第２の混合器１５に供給される。ＴＯ−５パッケー
ジであるこの製品は、１２ＧＨｚ ＤＢＳコンバータ用
に市販されている。 この実施例において、混合器１５に
対する局部発振器信号（Ｌ０２）も、局部発振器１４に
よって発生される。第２の混合器１５の出力ＩＦ２は、
範囲１．１０−１．７０ＧＨｚ内にありかつ出力端子１
６を介して図示されていない受信手段、例えばＤＢＳ系
の屋内ユニットに供給することができる。
【００２０】図２は、図１のブロック回路図に相応する
ダウンコンバータの回路図である。ＬＮＡ１１は、２つ
のＨＥＭＴ１９，２０を含んでいる。ＨＥＭＴ１９，２
０のゲートはそれぞれ、整合回路２１，２２並びに、そ
れぞれプリントされた１つのインダクタ、１つの抵抗お
よび１つのコンデンサを含んでいる回路網２３，２４に
接続されている。コンデンサはアースに接続されており
かつ抵抗は負の電圧Ｕ−に接続されている。
ダウンコンバータの回路図である。ＬＮＡ１１は、２つ
のＨＥＭＴ１９，２０を含んでいる。ＨＥＭＴ１９，２
０のゲートはそれぞれ、整合回路２１，２２並びに、そ
れぞれプリントされた１つのインダクタ、１つの抵抗お
よび１つのコンデンサを含んでいる回路網２３，２４に
接続されている。コンデンサはアースに接続されており
かつ抵抗は負の電圧Ｕ−に接続されている。
【００２１】ＨＥＭＴ１９，２０のドレインはそれぞ
れ、整合回路２５，２６並びに、それぞれ１つのプリン
トされたインダクタ、１つの抵抗および１つのコンデン
サを含んでいる回路網２７，２８に接続されている。こ
れらコンデンサはアースに接続されておりかつこれら抵
抗は正の電圧Ｕ＋に接続されている。
れ、整合回路２５，２６並びに、それぞれ１つのプリン
トされたインダクタ、１つの抵抗および１つのコンデン
サを含んでいる回路網２７，２８に接続されている。こ
れらコンデンサはアースに接続されておりかつこれら抵
抗は正の電圧Ｕ＋に接続されている。
【００２２】整合回路２５と２２との間に、直流電圧を
阻止するためのプリントされたコンデンサ２９が設けら
れている。
阻止するためのプリントされたコンデンサ２９が設けら
れている。
【００２３】第１の帯域通過フィルタ１２は、２部分
の、並列に結合されたマイクロストリップライン帯域通
過フィルタとして実現されている。この種のフィルタ
は、スルー・ホール、付加的な素子および後からの製造
アラインメントを必要としない。２２ＧＨｚ帯域にわた
ってこの２部分フィルタに対して測定された挿入損は、
０．５ｄＢであり、ただし１７ｄＢより大きい反射減衰
量があった。
の、並列に結合されたマイクロストリップライン帯域通
過フィルタとして実現されている。この種のフィルタ
は、スルー・ホール、付加的な素子および後からの製造
アラインメントを必要としない。２２ＧＨｚ帯域にわた
ってこの２部分フィルタに対して測定された挿入損は、
０．５ｄＢであり、ただし１７ｄＢより大きい反射減衰
量があった。
【００２４】第１混合器１３は、この実施例ではＨＥＭ
Ｔとして実現されている混合器トランジスタ３０を含ん
でおり、そのゲートは、整合回路３１およびプリントさ
れたインダクタ、抵抗およびコンデンサを含んでいる回
路網３２に接続されている。コンデンサはアースに接続
されておりかつ抵抗は負の電圧Ｕ−に接続されている。
ＨＥＭＴ３０のドレインは、別の整合回路３４および別
の回路網３３に接続されており、この回路網も、プリン
トされたインダクタ、アース接続されているコンデンサ
と、正の電圧Ｕ＋に接続されている抵抗とを含んでい
る。
Ｔとして実現されている混合器トランジスタ３０を含ん
でおり、そのゲートは、整合回路３１およびプリントさ
れたインダクタ、抵抗およびコンデンサを含んでいる回
路網３２に接続されている。コンデンサはアースに接続
されておりかつ抵抗は負の電圧Ｕ−に接続されている。
ＨＥＭＴ３０のドレインは、別の整合回路３４および別
の回路網３３に接続されており、この回路網も、プリン
トされたインダクタ、アース接続されているコンデンサ
と、正の電圧Ｕ＋に接続されている抵抗とを含んでい
る。
【００２５】整合回路３４は、ＨＥＭＴ３４のドレイン
を、ＩＦ１およびＬ０１周波数を分離するダイプレクサ
に接続する。このダイプレクサは、２つの４部分の、並
列に結合された、プリントされたマイクロストリップラ
イン帯域通過フィルタとして実現されている。混合器の
測定された変換利得は、６．０ｄＢであり、ただし雑音
指数は６ｄＢより小さかった。
を、ＩＦ１およびＬ０１周波数を分離するダイプレクサ
に接続する。このダイプレクサは、２つの４部分の、並
列に結合された、プリントされたマイクロストリップラ
イン帯域通過フィルタとして実現されている。混合器の
測定された変換利得は、６．０ｄＢであり、ただし雑音
指数は６ｄＢより小さかった。
【００２６】ＨＥＭＴ１９，２０，３０に対する有利な
実施例において、０．２５μｍゲート長のＩｎＧａＡｓ
ＨＥＭＴでありかつ１２ＧＨｚ ＤＢＳアプリケーショ
ンに対する７０ｍｉｌストリップライン・パッケージに
おいて市販されているＭＩＴＵＢＩＳＨＩ ｄｅｖｉｃ
ｅ ＭＧＦ ４３１７Ｃが採用された。これらトランジス
タは、１２ＧＨｚで１２ｄＢの関連利得を有する０．６
５ｄＢの典型的な雑音指数を有する仕様になっている。
実施例において、０．２５μｍゲート長のＩｎＧａＡｓ
ＨＥＭＴでありかつ１２ＧＨｚ ＤＢＳアプリケーショ
ンに対する７０ｍｉｌストリップライン・パッケージに
おいて市販されているＭＩＴＵＢＩＳＨＩ ｄｅｖｉｃ
ｅ ＭＧＦ ４３１７Ｃが採用された。これらトランジス
タは、１２ＧＨｚで１２ｄＢの関連利得を有する０．６
５ｄＢの典型的な雑音指数を有する仕様になっている。
【００２７】０．４０ｍｍ厚のテフロン・ガラス基板上
にプリントされたマイクロストリップ整合回路および直
流バイアス回路を有する２段構成において実現されてい
るＬＮＡ１１は、標準ホトリソグラフィー技術によって
実現することができる。ＬＮＡ１１の測定された性能
は、２２ｄＢ以上の利得および帯域２１．４ないし２
２．０ＧＨｚにわたって１．６ｄＢより小さな雑音指数
を示している。
にプリントされたマイクロストリップ整合回路および直
流バイアス回路を有する２段構成において実現されてい
るＬＮＡ１１は、標準ホトリソグラフィー技術によって
実現することができる。ＬＮＡ１１の測定された性能
は、２２ｄＢ以上の利得および帯域２１．４ないし２
２．０ＧＨｚにわたって１．６ｄＢより小さな雑音指数
を示している。
【００２８】第２混合器１５は、ＡＮＡＤＩＧＩＣＳ
ｄｅｖｉｃｅ ＡＫＤ １２０００ダウンコンバータＭＭ
ＩＣのような、ＧａＡｓモノリシックマイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）１５′中に形成されている。このＭＭＩ
Ｃ１５′も、信号入力周波数での増幅器、中間周波数で
の増幅器、局部発振器トランジスタおよびフィルタを含
んでいる。
ｄｅｖｉｃｅ ＡＫＤ １２０００ダウンコンバータＭＭ
ＩＣのような、ＧａＡｓモノリシックマイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）１５′中に形成されている。このＭＭＩ
Ｃ１５′も、信号入力周波数での増幅器、中間周波数で
の増幅器、局部発振器トランジスタおよびフィルタを含
んでいる。
【００２９】この実施例において使用されている局部発
振器１４は、市販されている誘電体共振器発振器（ＤＲ
Ｏ）でありかつ１２ＧＨｚアプリケーションに対してハ
ーメチック・シールされているパッケージにおいて市場
にでているＭＵＲＡＴＡ ｄｅｖｉｃｅ ＭＱＢ ００７
ＤＲＯである。
振器１４は、市販されている誘電体共振器発振器（ＤＲ
Ｏ）でありかつ１２ＧＨｚアプリケーションに対してハ
ーメチック・シールされているパッケージにおいて市場
にでているＭＵＲＡＴＡ ｄｅｖｉｃｅ ＭＱＢ ００７
ＤＲＯである。
【００３０】発振器１４と混合器１３，１５との間に、
マイクロストリップ分割器（ディバイダ）３５が設けら
れている。
マイクロストリップ分割器（ディバイダ）３５が設けら
れている。
【００３１】上述の回路を使用して、５５ｄＢを上回る
利得および帯域２１．１ないし２２．０ＧＨｚにわたっ
て１．８ｄＢより小さな雑音指数を有するプロトタイプ
のダウンコンバータが形成された。
利得および帯域２１．１ないし２２．０ＧＨｚにわたっ
て１．８ｄＢより小さな雑音指数を有するプロトタイプ
のダウンコンバータが形成された。
【００３２】図３および図４には、１つの局部発振器に
よって高調波ポンピングされる唯一の混合器を使用して
いる第２の実施例が示されている。第１実施例と同じ意
味および機能を有する手段および信号には同じ参照番号
および記号が付されておりかつ本発明の理解に必要な限
りにおいてのみ説明するものとする。
よって高調波ポンピングされる唯一の混合器を使用して
いる第２の実施例が示されている。第１実施例と同じ意
味および機能を有する手段および信号には同じ参照番号
および記号が付されておりかつ本発明の理解に必要な限
りにおいてのみ説明するものとする。
【００３３】第１の帯域フィルタ１２によってフィルタ
リングされたマイクロ波信号は、分数調波混合器１００
に供給される。この混合器には、局部発振器１４からの
局部発振器信号Ｌ０１も供給される。これにより、増幅
器１０１によって増幅することができる、第２の中間帯
域（１．１−１．７ＧＨｚ）にある信号ＩＦ２が発生さ
れる。この増幅器１０１の出力側は、出力端子１６を介
して別の手段、例えばＤＢＳ系の屋内ユニットに接続さ
れている。
リングされたマイクロ波信号は、分数調波混合器１００
に供給される。この混合器には、局部発振器１４からの
局部発振器信号Ｌ０１も供給される。これにより、増幅
器１０１によって増幅することができる、第２の中間帯
域（１．１−１．７ＧＨｚ）にある信号ＩＦ２が発生さ
れる。この増幅器１０１の出力側は、出力端子１６を介
して別の手段、例えばＤＢＳ系の屋内ユニットに接続さ
れている。
【００３４】図４には、分数調波混合器１００の詳細が
示されている。フィルタ１２からの信号は、整合回路１
０２およびコンデンサ１０３を介して接続点に供給され
る。局部発振器信号Ｌ０１は、別の整合回路１０８，逆
並列に接続された、ショットキー・ダイオード対１０
６，１０７および別の整合回路１０５を介して同じ接続
点に供給され、この接続点は更に整合回路１０４の一方
の端子に接続されており、この整合回路の他方の端子
は、増幅器１０１の入力側に接続されている。
示されている。フィルタ１２からの信号は、整合回路１
０２およびコンデンサ１０３を介して接続点に供給され
る。局部発振器信号Ｌ０１は、別の整合回路１０８，逆
並列に接続された、ショットキー・ダイオード対１０
６，１０７および別の整合回路１０５を介して同じ接続
点に供給され、この接続点は更に整合回路１０４の一方
の端子に接続されており、この整合回路の他方の端子
は、増幅器１０１の入力側に接続されている。
【００３５】プロトタイプにおいて、単一ビーム・リー
ド・パッケージ（ＨＥＷＬＥＴＴ−ＰＡＣＫＡＲＤ Ｈ
ＳＣＨ ９２５１）における逆並列接続されたＧａＡｓ
ショットキー・ダイオード対が使用されている。この素
子は、マイクロストリップ回路にマウントされている。
必要な局部発振器を形成するためにオープン回路スタブ
が使用されておりかつダイオードおよびマイクロストリ
ップ整合回路に入力信号回路が組込まれている。
ド・パッケージ（ＨＥＷＬＥＴＴ−ＰＡＣＫＡＲＤ Ｈ
ＳＣＨ ９２５１）における逆並列接続されたＧａＡｓ
ショットキー・ダイオード対が使用されている。この素
子は、マイクロストリップ回路にマウントされている。
必要な局部発振器を形成するためにオープン回路スタブ
が使用されておりかつダイオードおよびマイクロストリ
ップ整合回路に入力信号回路が組込まれている。
【００３６】この構成は、ダイオード対の対称的な特性
が基本的な混合積（生成波）を抑圧しかつ入力マイクロ
波信号と、所望のＩＦ２信号を発生する局部発振器周波
数の２倍との混合を強調するような構成である。局部発
振器駆動レベルを７．４ｄＢｍとして、この帯域にわた
った測定された雑音指数は６．５ｄＢである。
が基本的な混合積（生成波）を抑圧しかつ入力マイクロ
波信号と、所望のＩＦ２信号を発生する局部発振器周波
数の２倍との混合を強調するような構成である。局部発
振器駆動レベルを７．４ｄＢｍとして、この帯域にわた
った測定された雑音指数は６．５ｄＢである。
【００３７】付加的に、両方の実施例における整合回路
は、その都度局部発振器周波数かまたは入力マイクロ波
信号周波数を短絡するための適当な手段を含んでいるこ
とを述べておく。
は、その都度局部発振器周波数かまたは入力マイクロ波
信号周波数を短絡するための適当な手段を含んでいるこ
とを述べておく。
【００３８】有利な実施例の態様は、次の変形の少なく
とも１つを含むことができる： −１つの局部発振器１４に代わって、２つの局部発振器
を使用してもよい； −Ｌ０１およびＬ０２に対して同じ局部発振器周波数を
使用する代わりに、異なった周波数を使用してもよい。
相応の信号は、例えば異なった局部発振器または分周器
によって発生することができる； −局部発振器は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）およ
び誘電体共振器のような個別素子から形成することがで
きる； −局部発振器１４および第２混合器１５は、単一ＭＭＩ
Ｃとして実現することができる； −Ｌ０１に対して１つの局部発振器を使用し、一方誘電
体共振器は、Ｌ０２を発生するためにダウンコンバータ
ＭＭＩＣ１５′に結合されている； −第２混合器１５は、ＭＭＩＣに代わって個別素子によ
って形成することができる； −混合器１３のために、別のＨＥＭＴまたはＦＥＴまた
はショットキー・ダイオードを使用することができる； −ＬＮＡ１１に対して別のＨＥＭＴを使用することがで
きる； −別の形式の帯域フィルタの構成のために、例えば交互
配置形ライン、コム・ラインを使用することができる： −ＬＮＡ１１および／または混合器１３は、ＭＭＩＤと
して実現することができる； −特別高い周波数（extra high frequency＝ＥＨＦ；３
０−３００ＧＨｚ）帯域、殊に４４ＧＨｚ帯域における
信号は、１２ＧＨｚまたは２２ＧＨｚ帯域の信号を処理
するために使用可能である素子を使用することによって
ダウンコンバートすることができる。
とも１つを含むことができる： −１つの局部発振器１４に代わって、２つの局部発振器
を使用してもよい； −Ｌ０１およびＬ０２に対して同じ局部発振器周波数を
使用する代わりに、異なった周波数を使用してもよい。
相応の信号は、例えば異なった局部発振器または分周器
によって発生することができる； −局部発振器は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）およ
び誘電体共振器のような個別素子から形成することがで
きる； −局部発振器１４および第２混合器１５は、単一ＭＭＩ
Ｃとして実現することができる； −Ｌ０１に対して１つの局部発振器を使用し、一方誘電
体共振器は、Ｌ０２を発生するためにダウンコンバータ
ＭＭＩＣ１５′に結合されている； −第２混合器１５は、ＭＭＩＣに代わって個別素子によ
って形成することができる； −混合器１３のために、別のＨＥＭＴまたはＦＥＴまた
はショットキー・ダイオードを使用することができる； −ＬＮＡ１１に対して別のＨＥＭＴを使用することがで
きる； −別の形式の帯域フィルタの構成のために、例えば交互
配置形ライン、コム・ラインを使用することができる： −ＬＮＡ１１および／または混合器１３は、ＭＭＩＤと
して実現することができる； −特別高い周波数（extra high frequency＝ＥＨＦ；３
０−３００ＧＨｚ）帯域、殊に４４ＧＨｚ帯域における
信号は、１２ＧＨｚまたは２２ＧＨｚ帯域の信号を処理
するために使用可能である素子を使用することによって
ダウンコンバートすることができる。
【００３９】本発明の２つの解決法の目的は、低コスト
の（パッケージ）デバイスのみを使用して、可能な限り
良好な雑音指数と利得との組合せを実現することであ
る。
の（パッケージ）デバイスのみを使用して、可能な限り
良好な雑音指数と利得との組合せを実現することであ
る。
【００４０】２つ、３つおよび４つの共振器を有するチ
ュビシェフ応答帯域通過フィルタが設計されかつソフト
な基板上に並列結合されたマイクロストリップラインと
して実現された。局部発振器信号と入力信号周波数との
間の差が大きいために影像排除フィルタリング要求が厳
格でないとき、２回のダウン変換トポロジーのために２
部分フィルタで十分である。２２ＧＨｚにわたってこの
フィルタに対して測定された挿入損は０．５ｄＢであ
り、１５ｄＢより大きい反射減衰を有していた。
ュビシェフ応答帯域通過フィルタが設計されかつソフト
な基板上に並列結合されたマイクロストリップラインと
して実現された。局部発振器信号と入力信号周波数との
間の差が大きいために影像排除フィルタリング要求が厳
格でないとき、２回のダウン変換トポロジーのために２
部分フィルタで十分である。２２ＧＨｚにわたってこの
フィルタに対して測定された挿入損は０．５ｄＢであ
り、１５ｄＢより大きい反射減衰を有していた。
【００４１】１回の変換を行う構成の場合、５０ｄＢを
上回る影像排除を実現するためには４素子の設計が要求
される。
上回る影像排除を実現するためには４素子の設計が要求
される。
【図１】２回の変換が行われる第１の実施例のブロック
回路略図である。
回路略図である。
【図２】図１の実施例の回路図である。
【図３】分数調波混合器を備えた第２の実施例のブロッ
ク回路略図である。
ク回路略図である。
【図４】図２の実施例の回路図である。
１３ 第１混合器、 １４ 局部発振器、 １５ 第２
混合器、 １００ 分数調波混合器、 Ｌ０１ 第１の
局部発振器信号、 Ｌ０２ 第２の局部発振器信号、
ＩＦ１ 第１の中間周波数信号、 ＩＦ２ 第２の中間
周波数信号
混合器、 １００ 分数調波混合器、 Ｌ０１ 第１の
局部発振器信号、 Ｌ０２ 第２の局部発振器信号、
ＩＦ１ 第１の中間周波数信号、 ＩＦ２ 第２の中間
周波数信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェラール アケ フランス国 イルキルシュ アヴニュ マ ルロ 22 (72)発明者 藤本 正弘 フランス国 ストラスブール リュー コ ンスタン ストロール 20
Claims (8)
- 【請求項１】 相応の第１の局部発振器信号（Ｌ０１）
が供給される混合器（１３）を備え、これにより受信信
号は第１の中間周波数帯域（ＩＦ１）に変換される、受
信マイクロ波信号のダウンコンバータ装置において、 第２の局部発振器信号（Ｌ０２）が供給されかつ前記第
１の中間周波数帯域の信号（ＩＦ１）を第２の中間周波
数帯域（ＩＦ２）に変換する第２の混合器（１５）が設
けられていることを特徴とする受信マイクロ波信号のダ
ウンコンバータ装置。 - 【請求項２】 第１の中間周波数帯域（ＩＦ１）は、１
２ＧＨｚ ＤＢＳ周波数範囲内にありかつ第２の中間周
波数帯域（ＩＦ２）は、ＤＢＳ系の屋内ユニットとコン
パチブルである請求項１記載の受信マイクロ波信号のダ
ウンコンバータ装置。 - 【請求項３】 第１の局部発振器信号（Ｌ０１）および
第２の局部発振器信号（Ｌ０２）は実質的に同じ周波数
を有する請求項１または２記載の受信マイクロ波信号の
ダウンコンバータ装置。 - 【請求項４】 第１の局部発振器信号（Ｌ０１）および
第２の局部発振器信号（Ｌ０２）は、同じ局部発振器
（１４）から導出される請求項１から３までのいずれか
１項記載の受信マイクロ波信号のダウンコンバータ装
置。 - 【請求項５】 相応の第１の局部発振器信号（Ｌ０１）
が供給される混合器（１００）を備え、これにより受信
信号は中間周波数帯域（ＩＦ２）に変換される、受信マ
イクロ波信号のダウンコンバータ装置において、 前記混合器（１００）は、分数調波混合器として実現さ
れていることを特徴とする受信マイクロ波信号のダウン
コンバータ装置。 - 【請求項６】 中間周波数帯域（ＩＦ２）は、ＤＢＳ系
の屋内ユニットとコンパチブルである請求項５記載の受
信マイクロ波信号のダウンコンバータ装置。 - 【請求項７】 単一のプリント配線板に実装されたデバ
イスのみが使用される請求項１から６までのいずれか１
項記載の受信マイクロ波信号のダウンコンバータ装置。 - 【請求項８】 受信信号は、特別高い周波数（extra hi
gh frequency＝ＥＨＦ）帯域内にある請求項１から７ま
でのいずれか１項記載の受信マイクロ波信号のダウンコ
ンバータ装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92400368 | 1992-02-11 | ||
| DE92400368.4 | 1992-02-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344018A true JPH05344018A (ja) | 1993-12-24 |
Family
ID=8211608
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2388693A Pending JPH05344018A (ja) | 1992-02-11 | 1993-02-12 | 受信マイクロ波信号のダウンコンバータ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0555689A3 (ja) |
| JP (1) | JPH05344018A (ja) |
| CN (1) | CN1075386A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005538652A (ja) * | 2002-09-10 | 2005-12-15 | ノースラップ、グラマン、コーパレイシャン | トランシーバを試験するシステムおよび方法 |
| JP2006180024A (ja) * | 2004-12-21 | 2006-07-06 | Dx Antenna Co Ltd | 複周波数共用コンバータ |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0683561A1 (en) * | 1994-05-18 | 1995-11-22 | Guan-Wu Wang | Low-cost low noise block down-converter with a self-oscillating mixer for satellite broadcast receivers |
| GB2375246B (en) * | 2001-04-30 | 2005-01-05 | Wireless Systems Int Ltd | Frequency conversion of signals |
| CN100369377C (zh) * | 2003-04-16 | 2008-02-13 | 鼎芯半导体〔上海〕有限公司 | 具有低噪声高线性下变频混频器 |
| WO2013079119A1 (en) * | 2011-12-02 | 2013-06-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | A subharmonic mixer |
| CN107786171A (zh) * | 2017-10-25 | 2018-03-09 | 成都西井科技有限公司 | 一种基于衬底偏置的超低耗电流复用低噪声放大器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3825889B2 (ja) * | 1997-07-23 | 2006-09-27 | 日鉄鉱業株式会社 | 電気破砕方法及び装置 |
-
1993
- 1993-01-27 EP EP19930101190 patent/EP0555689A3/en not_active Withdrawn
- 1993-02-11 CN CN 93101450 patent/CN1075386A/zh active Pending
- 1993-02-12 JP JP2388693A patent/JPH05344018A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005538652A (ja) * | 2002-09-10 | 2005-12-15 | ノースラップ、グラマン、コーパレイシャン | トランシーバを試験するシステムおよび方法 |
| JP2006180024A (ja) * | 2004-12-21 | 2006-07-06 | Dx Antenna Co Ltd | 複周波数共用コンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0555689A2 (en) | 1993-08-18 |
| CN1075386A (zh) | 1993-08-18 |
| EP0555689A3 (en) | 1993-10-20 |
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