JPH0534918B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、３相のコイルへの電流路をトランジ
スタによつて切り換えるブラシレス直流モータに
関するものである。

従来の技術 従来のブラシレス直流モータでは、３相のコイ
ルへの電流路を切り換えるために３個以上の位置
検出素子を必要としていた。

第６図に従来のブラシレス直流モータの構成例
を示す。永久磁石によつて構成されたロータ２の
回転位置をホール素子３０１，３０２，３０３に
よつて検出し、その検出信号に応じて処理回路３
０４によつて第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，
５ｃの通電状態を切換制御し、３相のコイル３
ａ，３ｂ，３ｃへの電流路を切換えていた。

発明が解決しようとしている問題点 このように、位置検出素子としてホール素子を
使用する場合には、モータの部品点数が多くな
り、配線が繁雑になるという欠点があつた。さら
に、エアコンのロータリー形コンプレツサ用モー
タとしてこのようなブラシレス直流モータを使用
する場合には、ホール素子を高温かつ高圧状態に
て使用することになり、信頼性や寿命が著しく低
下していた。

本発明は、このような点を考慮し、３相のコイ
ルへの電流の入出力端子にあらわれる端子電圧を
利用して位置検出を行なわせることにより、特別
な位置検出素子を１個も使用しないブラシレス直
流モータを提供するものである。

問題点を解決するための手段 上記の問題点を解決するために本発明のブラシ
レス直流モータでは、３相のコイルへの電流の入
出力端子（Ａ端子、Ｂ端子、Ｃ端子）の端子電圧
を検出して３相のデイジタル的な制御信号を発生
する位置検出手段と、前記位置検出手段の制御信
号にもとずいて第一の駆動トランジスタおよび第
二の駆動トランジスタの切換信号を出力し、前記
コイルへの電流をＡ端子、Ｂ端子、Ｃ端子の順番
に切り換えて通電させる切換駆動手段とを設け、
前記位置検出手段は、前記Ａ端子の端子電圧を平
滑する実質的に１次の積分特性を有する第一のフ
イルタ手段と、前記Ｂ端子の端子電圧を平滑する
実質的に１次の積分特性を有する第二のフイルタ
手段と、前記Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的
に１次の積分特性を有する第三のフイルタ手段
と、前記第一のフイルタ手段の出力信号と前記第
二のフイルタ手段の出力信号と前記第三のフイル
タ手段の出力信号を合成して第一の合成信号と第
二の合成信号と第三の合成信号を作り出す合成手
段と、前記第一のフイルタ手段の出力信号と前記
合成手段の第一の出力信号を実質的に比較して第
一のデイジタル信号を作り出す第一の比較手段
と、前記第二のフイルタ手段の出力信号と前記合
成手段の第二の出力信号を実質的に比較して第二
のデイジタル信号を作り出す第二の比較手段と、
前記第三のフイルタ手段の出力信号と前記合成手
段の第三の出力信号を実質的に比較して第三のデ
イジタル信号を作り出す第三の比較手段からな
り、前記合成手段の第一の出力信号は前記第三の
フイルタ手段の出力信号をその他のフイルタ手段
の出力信号よりも多く含むようになし、かつ前記
合成手段の第二の出力信号は前記第一のフイルタ
手段の出力信号をその他のフイルタ手段の出力信
号よりも多く含むようになし、かつ前記合成手段
の第三の出力信号は前記第二のフイルタ手段の出
力信号をその他のフイルタ手段の出力信号よりも
多く含むようになし、さらに前記第一の比較手段
と前記第二の比較手段と前記第三の比較手段の出
力デイジタル信号を前記位置検出手段の制御信号
として出力し、前記第一の駆動トランジスタと第
二の駆動トランジスタの通電状態を切換制御する
ようにしたものである。

作 用 本発明は上記の構成にすることによつて、３相
のコイルへの電流の入出力端子に現われる端子電
圧を利用して安定な位置検出動作をおこなわせる
ことができるので、特別な位置検出素子（ホール
素子）が必要でなくなる。またスパイク電圧を含
む端子電圧の検出に付随して生じる不安定現象も
回避するようにされている。

実施例の説明 第２図に本発明の実施例を示す。第２図におい
て、１は直流電源、２はロータ、３ａ，３ｂ，３
ｃは３相のコイル、４ａ，４ｂ，４ｃは第一の駆
動トランジスタ、５ａ，５ｂ，５ｃは第二の駆動
トランジスタ、６ａ，６ｂ，６ｃは第一のダイオ
ード、７ａ，７ｂ，７ｃは第二のダイオード、１
１は位置検出部、１２は切換駆動部、１３は起動
加速器、１４は選択切換器である。

永久磁石によつて構成された１磁極対のＮ極と
Ｓ極を有するロータ２は、界磁磁束を３相のコイ
ル３ａ，３ｂ，３ｃに鎖交させている。Ｎチヤン
ネルの縦形パワーMOS電界効果トランジスタ
（FET）からなる第一の駆動トランジスタ４ａ，
４ｂ，４ｃの通電状態を切換制御することによつ
て、直流電源１から３相のコイル３ａ，３ｂ，３
ｃへの電流路が切り換えられている。同様に、Ｎ
チヤンネルの縦形パワーMOS電界効果トランジ
スタ（FET）からなる第二の駆動トランジスタ
５ａ，５ｂ，５ｃの通電状態を切換制御すること
によつて、３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃから直
流電源１への電流帰路が切り換えられている。第
一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃの電流の
入力端子と出力端子に実質的に並列に第一のダイ
オード６ａ，６ｂ，６ｃが逆方向接続されてい
る。また、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，
５ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列
に第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃが逆方向接
続されている。第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃおよび第二の駆動トランジスタ５ａ，５
ｂ，５ｃの制御端子への信号を切換制御すること
によつて、３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電
流を所定の順番に供給している。ロータ２の界磁
磁束と３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電流に
よつて電磁力が発生し、ロータ２を所定方向に回
転駆動している。

コイル３ａへの電流の入出力端子Ａ（Ａ端子）
は第一の駆動トランジスタ４ａと第二の駆動トラ
ンジスタ５ａの接続点に結線され、第一のダイオ
ード６ａは第一の駆動トランジスタ４ａに並列に
なるようにＡ端子と直流電源１の正極側の間に接
続され、第二のダイオード７ａは第二の駆動トラ
ンジスタ５ａに並列になるように直流電源１の負
極側とＡ端子の間に接続されている。同様に、コ
イル３ｂへの電流の入出力端子Ｂ（Ｂ端子）は第
一の駆動トランジスタ４ｂと第二の駆動トランジ
スタ５ｂの接続点に結線され、第一のダイオード
６ｂは第一の駆動トランジスタ４ｂに並列になる
ようにＢ端子と直流電源１の正極側の間に接続さ
れ、第二のダイオード７ｂは第二の駆動トランジ
スタ５ｂに並列になるように直流電源１の負極側
とＢ端子の間に接続されている。同様に、コイル
３ｃへの電流の入出力端子Ｃ（Ｃ端子）は第一の
駆動トランジスタ４ｃと第二の駆動トランジスタ
５ｃの接続点に結線され、第一のダイオード６ｃ
は第一の駆動トランジスタ４ｃに並列になるよう
にＣ端子と直流電源１の正極側の間に接続され、
第二のダイオード７ｃは第二の駆動トランジスタ
５ｃに並列になるように直流電源１の負極側とＣ
端子の間に接続されている。

Ａ端子、Ｂ端子およびＣ端子の端子電圧Va，
Vb，Vcは位置検出部１１に入力されている。ロ
ータ２が所定速度以上にて回転しているときに端
子電圧Va，Vb，Vcに現われる逆起電圧により、
位置検出部１１はロータ２の回転位置を検出し
て、その回転位置に応じた制御信号D1，D2，D3
を出力する。第１図に位置検出部１１の具体的な
構成例を示す。端子電圧Vaは第一のフイルタ器
３２ａに入力されている。第一のフイルタ器３２
ａは積分回路３９ａとバツフア回路４５の直列接
続によつて構成され、実質的に１次の積分特性を
有するようにされている。その結果、端子電圧
Vaを積分した滑らかな出力信号F1を得ている。
同様に、端子電圧Vbは第二のフイルタ器３２ｂ
に入力されている。第二のフイルタ器３２ｂは積
分回路３９ａとバツフア回路４８の直列接続によ
つて構成され、実質的に１次の積分特性を有する
ようにされている。その結果、端子電圧Vbを積
分した滑らかな出力信号Ｆ２を得ている。同様
に、端子電圧Vcは第三のフイルタ器３２ｃに入
力されている。第三のフイルタ器３２ｃは積分回
路３９ｃとバツフア回路５１の直列接続によつて
構成され、実質的に１次の積分特性を有するよう
にされている。その結果、端子電圧Vcを積分し
た滑らかな出力信号Ｆ３を得ている。

第一のフイルタ器３３ａの出力信号F1と第二
のフイルタ器３３ｂの出力信号F2と第三のフイ
ルタ器３３ｃの出力信号F3は制御信号作成器３
１に入力され、３相のデイジタル的な制御信号
D1，D2，D3を得ている。制御信号作成器３１
は、合成器３３と第一の比較器３４ａと第二の比
較器３４ｂと第三の比較器３４ｃによつて構成さ
れている。

合成器３３において、第一のフイルタ器３２ａ
の出力信号F1と第二のフイルタ器３２ｂの出力
信号F2と第三のフイルタ器３２ｃの出力信号Ｆ
３を抵抗６１，６２，６３によつて合成して、バ
ツフア回路６４の出力に共通信号Frを得ている。
抵抗６１，６２，６３の抵抗値は等しくされてい
るので、 Fr＝（F1＋F2＋F3）／３ ……(1) となる。共通信号Frと第三のフイルタ器３２ｃ
の出力信号F3を抵抗６５，６６によつて合成し
て、第一の合成信号G1を得ている。抵抗６５，
６６の抵抗値をそれぞれR1＝70（kOhm）、R2＝
30（kOhm）とすると、 G1＝（R2・F3＋R1・Fr）／（R1＋R2） ＝（３・F3＋７・Fr）／10 ＝（７・F1＋７・F2＋16・F3）／30 ……(2) となる。

同様に、共通信号Frと第一のフイルタ器３２
ａの出力信号F1と抵抗６７，６８によつて合成
して、第二の合成信号G2を得ている。抵抗６７，
６８の抵抗値をそれぞれR1，R2とすると、 G2＝（R2・F1＋R1・Fr）／（R1＋R2） ＝（３・F1＋７・Fr）／10 ＝（７・F2＋７・F3＋16・F1）／30 ……(3) となる。

同様に、共通信号Frと第二のフイルタ器３２
ｂの出力信号F2を抵抗６９，７０によつて合成
して、第三の合成信号Ｇ３を得ている。抵抗６
９，７０の抵抗値をそれぞれR1，R2とすると、 G3＝（R2・F2＋R1・Fr）／（R1＋R2） ＝（３・F2＋７・Fr）／10 ＝（７・F3＋７・F1＋16・F2）／30 ……(4) となる。

第一の比較器３４ａは第一のフイルタ器３２ａ
の出力信号F1の合成器３３の第一の出力信号G1
を比較して、その大小関係に応じたデイジタル信
号D1を得ている。すなわち、F1＞G1のときには
D1＝“Ｌ”（低電位）であり、F1＜G1のときには
D1＝“Ｈ”（高電位）となる。同様に、第二の比
較器３４ｂは第二のフイルタ器３２ｂの出力信号
F2と合成器３３の第二の出力信号G2を比較して、
その大小関係に応じたデイジタル信号D2を得て
いる。すなわち、F2＞G2のときにはD2＝“Ｌ”
（低電位）であり、F2＜G2のときにはD2＝“Ｈ”
（高電位）となる。同様に、第三の比較器３４ｃ
は第三のフイルタ器３２ｃの出力信号F3と合成
器３３の第三の出力信号G3を比較して、その大
小関係に応じたデイジタル信号D3を得ている。
すなわち、F3＞G3のときにはD3＝“Ｌ”（低電
位）であり、F3＜G3のときにはD3＝“Ｈ”（高電
位）となる。比較器３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出
力信号D1，D2，D3は位置検出部１１の制御信号
として切換駆動部１２に入力される。

切換駆動部１２は、起動加速器１３と選択切換
器１４によつて構成されている。起動加速器１３
は、ロータ２が停止している状態から所定速度ま
で起動・加速するためのパルス信号L1，L2，L3
と起動指令信号Ｈを出力する。また、選択切換器
１４は起動指令信号Ｈにもとずいて位置検出部１
１の制御信号D1，D2，D3と起動加速器１３のパ
ルス信号L1，L2，L3のいずれか一方を選択し、
その選択された信号により第一の駆動トランジス
タと第二の駆動トランジスタの切換信号J1，J2，
J3，J4，J5，J6を作り出している。

第３図に選択切換器１４の具体的な構成例を示
す。起動指令信号Ｈが“Ｌ”の時には、アンド回
路１０２，１０３，１０４は位置検出部１１の信
号D1，D2，D3を出力し、アンド回路１０５，１
０６，１０７の出力は“Ｌ”となり、オア回路１
１１，１１２，１１３の出力は信号D1，D2，D3
となる。インバータ回路１１４，１１５，１１６
とアンド回路１２１，１２２，１２３，１２４，
１２５，１２６と増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６は、オア回路１１
１，１１２，１１３の出力D1，D2，D3にもとず
いて６相のパルス信号J1，J2，J3，J4，J5，J6を
出力する。その論理式は、 J1＝D2・NOT（D3） ……（5A） J2＝D3・NOT（D1） ……（5B） J3＝D1・NOT（D2） ……（5C） J4＝NOT（D2）・D3 ……（5D） J5＝NOT（D3）・D1 ……（5E） J6＝NOT（D1）・D2 ……（5F） である。ここに、NOT（Ｑ）はＱの否定を表わし
ている。パルス信号J1，J2，J3，J4，J5，J6は、
それぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４
ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの
切換信号として供給される（なお、増幅器１３
１，１３２，１３３，１３４，１３５，１３６は
アイソレーシヨン機能や電位変換機能を有してい
てもよい）。

同様に、起動指令信号Ｈが“Ｈ”の時には、ア
ンド回路１０５，１０６，１０７は起動加速器１
３のパルス信号L1，L2，L3を出力し、アンド回
路１０２，１０３，１０４の出力は“Ｌ”とな
り、オア回路１１１，１１２，１１３の出力は信
号L1，L2，L3となる。インバータ回路１１４，
１１５，１１６とアンド回路１２１，１２２，１
２３，１２４，１２５，１２６と増幅器１３１，
１３２，１３３，１３４，１３５，１３６は、オ
ア回路１１１，１１２，１１３の出力L1，L2，
L3にもとずいて６相のパルス信号J1，J2，J3，
J4，J5，J6を出力する。その論理式は、 J1＝L2・NOT（L3） ……（6A） J2＝L3・NOT（L1） ……（6B） J3＝L1・NOT（L2） ……（6C） J4＝NOT（L2）・L3 ……（6D） J5＝NOT（L3）・L1 ……（6E） J6＝NOT（L1）・L2 ……（6F） となる。

次に、全体の回転駆動動作について説明する。
まず、ロータ２が所定速度以上にて回転している
場合について、第４図の動作説明用の波形図を参
照して説明する。第４図ａ，ｂ，ｃはＡ端子、Ｂ
端子、Ｃ端子の端子電圧波形であり、第一の駆動
トランジスタと第二の駆動トランジスタの通電状
態に応じて所定相のコイル（２相分）に電流が供
給されている。第４図において、 状態…駆動トランジスタ４ａと５ｂのみが通電
状態となり、コイル３ａ，３ｂに電流が
供給される（Ａ端子からＢ端子に電流が
流れる） 状態…駆動トランジスタ４ａと５ｃのみが通電
状態となり、コイル３ａ，３ｃに電流が
供給される（Ａ端子からＣ端子に電流が
流れる） 状態…駆動トランジスタ４ｂと５ｃのみが通電
状態となり、コイル３ｂ，３ｃに電流が
供給される（Ｂ端子からＣ端子に電流が
流れる） 状態…駆動トランジスタ４ｂと５ａのみが通電
状態となり、コイル３ｂ，３ａに電流が
供給される（Ｂ端子からＡ端子に電流が
流れる） 状態…駆動トランジスタ４ｃと５ａのみが通電
状態となり、コイル３ｃ，３ａに電流が
供給される（Ｃ端子からＡ端子に電流が
流れる） 状態…駆動トランジスタ４ｃと５ｂのみが通電
状態となり、コイル３ｃ，３ｂに電流が
供給される（Ｃ端子からＢ端子に電流が
流れる） であり、ロータ２の１磁極対の回転に伴つて電流
路は状態から状態に順次切り換えられる。そ
の結果、３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへはＡ端
子、Ｂ端子、Ｃ端子の順番に３相の電流が供給さ
れている。なお、状態が移るときに各端子にはス
パイク電圧が発生し、コイルに蓄えられていた磁
気エネルギーが第一のダイオード６ａ，６ｂ，６
ｃまたは第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを通
じて直流電源１に回生される。

端子電圧Va，Vb，Vcは位置検出部１１の第
一のフイルタ器３２ａ、第二のフイルタ器３２
ｂ、第三のフイルタ器３２ｃによつて平滑され、
第４図ｄ，ｅ，ｆに示すような滑らかな３相信号
F1，F2，F3が得られる。第一のフイルタ器３２
ａの出力信号F1と第二のフイルタ器３２ｂの出
力信号F2と第三のフイルタ器３２ｃの出力信号
F3は合成器３３にて合成され、第１の合成信号
G1と第二の合成信号G2と第三の合成信号G3（(2)
式、(3)式および(4)式）を作り出し、第一の合成信
号G1と第一のフイルタ器３２ａの出力信号F1が
第一の比較器３４ａにて比較される。第４図ｇに
信号G1（実線）とF1（長い目の破線）とFr（短い
目の破線）の波形を示し、第４図ｈに第一の比較
器３２ａの出力信号D1を示す。同様に、合成器
３３の第二の出力信号G2と第二のフイルタ器３
２ｂの出力信号F2は第二の比較器３４ｂにて比
較され、第４図ｉに示す出力信号D2を得ている。
同様に、合成器３３の第三の出力信号G3と第三
のフイルタ器３２ｃの出力信号F3は第三の比較
器３４ｃにて比較され、第４図ｊに示す出力信号
D3を得ている。第一、第二、第三の比較器３４
ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号D1，D2，D3は３
相のデイジタル信号となり、制御信号として切換
駆動部１２に入力される。

ロータ２が所定速度以上にて回転しているの
で、切換駆動部１２の起動加速器１３の起動指令
信号Ｈは“Ｌ”になつている。従つて、選択切換
器１４は位置検出部１１の制御信号D1，D2，D3
にもとずいて、（5A）式〜（5F）式の信号J1，
J2，J3，J4，J5，J6を発生する。第４図ｋ，ｌ，
ｍ，ｎ，ｏ，ｐにその波形を示すように、J1〜J6
は６相のパルス信号になつている。切換駆動部１
２の信号J1，J2，J3はそれぞれ第一の駆動トラン
ジスタ４ａ，４ｂ，４ｃの切換信号として供給さ
れ、信号J4，J5，J6はそれぞれ第二の駆動トラン
ジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号として供給さ
れる。従つて、 状態……J1とJ5のみが“Ｈ” 状態……J1とJ6のみが“Ｈ” 状態……J2とJ6のみが“Ｈ” 状態……J2とJ4のみが“Ｈ” 状態……J3とJ4のみが“Ｈ” 状態……J3とJ5のみが“Ｈ” となり、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４
ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃは
前述の状態から状態（第４図の上部参照）の
電流路の切換動作を行なう。その結果、ロータ２
は所定方向に持続的に回転駆動される。

次に、ロータ２が停止状態から起動・加速され
る動作について説明する。切換駆動部１２の起動
加速器１３は、起動指令信号Ｈを“Ｈ”にし、か
つ、低周波の３相のパルス信号L1，L2，L3を出
力する。選択切換器１４はパルス信号L1，L2，
L3にもとずいて、（6A）式〜（6F）式による６
相のパルス信号J1〜J6を出力し、第一の駆動トラ
ンジスタ４ａ，４ｂ，４ｃと第二の駆動トランジ
スタ５ａ，５ｂ，５ｃを前述の状態〜状態に
順次切り換えていく。その結果、ロータ２はステ
ツピングモータもしくは低周波の同期モータのよ
うに起動・加速される。また、起動加速器１３の
パルス信号L1，L2，L3の周波数を徐々に高くす
ることによつて、ロータ２は所定の回転速度まで
加速される。ロータ２が所定の回転速度まで加速
されると、起動加速器１３の起動指令信号Ｈは
“Ｌ”に変わり、位置検出部１１の制御信号D1，
D2，D3によつて第一の駆動トランジスタおよび
第二の駆動トランジスタの切換信号J1〜J6が作り
出される（起動加速器１３がロータ２の回転速度
を検出し、所定速度以上になると起動指令信号Ｈ
を“Ｌ”にするように構成し、起動加速動作を安
定確実にするようにしてもよい）。

このように、コイル３ａ，３ｂ，３ｃに生じる
逆起電圧をＡ端子、Ｂ端子、Ｃ端子の端子電圧
Va，Vb，Vcによつて検出し、その検出電圧に
応じて第一の駆動トランジスタと第二の駆動トラ
ンジスタの通電状態を切り換えれば、特別な位置
検出素子をもちいることなく、良好な電流路の切
換動作を実現できる。特に、Ａ端子の端子電圧を
平滑する実質的に１次の積分特性を有する第一の
フイルタ器３２ａと、Ｂ端子の端子電圧を平滑す
る実質的に１次の積分特性を有する第二のフイル
タ器３２ｂと、Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質
的に１次の積分特性を有する第三のフイルタ器３
２ｃと、第一のフイルタ器３２ａの出力信号F1
と第二のフイルタ器３２ｂの出力信号F2と第三
のフイルタ器３２ｃの出力信号F3を合成して第
一の合成信号G1と第二の合成信号G2と第三の合
成信号G3を作り出す合成器３３と、第一のフイ
ルタ器３２ａの出力信号F1と合成器３３の第一
の出力信号G1を実質的に比較して第１のデイジ
タル信号D1を作り出す第一の比較器３４ａと、
第二のフイルタ器３２ｂの出力信号F2と合成器
３３の第二の出力信号G2を実質的に比較して第
二のデイジタル信号D2を作り出す第二の比較器
３４ｂと、第三のフイルタ器３２ｃの出力信号
F3と合成器３３の第三の出力信号G3を実質的に
比較して第三のデイジタル信号D3を作り出す第
三の比較器３４ｃによつて、位置検出部１１を構
成するならば、簡単な構成にて正確な位置検出動
作を行なうことができる。

これについて、更に詳しく説明する。直流電源
１の電圧値を変えることによつて、本実施例のブ
ラシレス直流モータの回転速度を可変速制御する
ことができる。この様な場合には、モータの回転
速度を変えた時に端子電圧Va，Vb，Vcの最大
値が変化するようになり、フイルタ器の出力信号
F1，F2，F3に直流電位の変化が生じる。従つ
て、たとえば、信号F1，F2，F3と基準の直流電
圧を比較して電流路を切り換えるようにすると、
比較器の出力信号D1，D2，D3の変化点が理想的
な電流路の切換位置（最大の加速トルクが得られ
る切換位置）より大幅にずれてしまう。その結
果、モータの回転駆動動作が乱され、正常な回転
ができなくなる。

このような問題に対して本実施例の構成では、
直流電源１の電圧値を変えた場合でもフイルタ器
３２ａ，３２ｂ，３２ｃの出力信号F1，F2，F3
の直流電位がすべて同じように変化する。また、
合成器３３の出力信号G1，G2，G3の直流電位も
同じように変化する。従つて、比較器３４ａ，３
４ｂ，３４ｃの出力信号D1，D2，D3は直流電源
１の電圧値の変化に無関係になり、正確な制御信
号D1，D2，D3を得ることができる。

さらに、本実施例のブラシレス直流モータには
次のような利点もある。第４図ａ，ｂ，ｃに示し
たように、電流路の切り換え時点において端子電
圧Va，Vb，Vcにはするどいスパイク電圧が発
生する。このスパイク電圧により、フイルタ器３
２ａ，３２ｂ，３２ｃの出力信号F1，F2，F3の
位相は進み方向（逆起電圧に対して）に移動す
る。従つて、たとえば、信号F1，F2，F3のゼロ
クロス点（基準の直流電圧値となる点）において
電流路を切り換えるようにすると、切り換えのタ
イミングがすべて進んでしまう。特に、負荷トル
クが大きくなつたときに位置検出の進みが大きく
なり、モータが脱調して停止するという致命的な
問題をひきおこしていた。これは、次のような動
作メカニズムによつて引き起こされていることが
わかつた。すなわち、負荷トルクが大きくなる
と、それに伴つて電流が大きくなり、コイルに蓄
えられる磁気エネルギーも大きくなり、電流路の
切換時点におけるスパイク電圧の幅が太くなる。
スパイク電圧の幅が太くなるとフイルタ器の出力
信号F1，F2，F3の位相が進み、信号F1，F2，
F3のゼロクロス点の位相も進んでいく。信号F1，
F2，F3のゼロクロス点において電流路を切り換
えているので、電流路の切換時点も進むようにな
り、端子電圧Va，Vb，Vcに現われる電流によ
る電圧降下やスパイク電圧が進むようになる。す
なわち、コイルの端子電圧Va，Vb，Vc（電流に
よる電圧降下とスパイク電圧）の進み−フイルタ
器の出力信号F1，F2，F3の進み−位置検出部１
１の制御信号D1，D2，D3の進み−−切換駆動部
１２の切換信号J1〜J6の進み−電流路の切り換え
の進み−Va，Vb，Vcの進み、という正帰還ル
ープが形成されており、負荷トルクの大きいとき
には上記の正帰還ループの影響が大きくなり、位
置検出動作や回転駆動動作が不安定になり、脱調
することがわかつた。

本実施例では、合成器の合成比率を適当に選ぶ
ことによつてスパイク電圧による位相の進み分を
あらかじめ補償している。たとえば、合成器３３
の第一の出力信号G1は第三のフイルタ器３２ｃ
の出力信号F3をその他のフイルタ器３２ａ，３
２ｂの出力信号F1，F2よりも多く含むようにし
ている。その結果、第４図ｇ，ｈに示すように、
第一のデイジタル信号D1の変化点は遅れる（逆
起電圧に対して）ようになる。同様に、合成器３
３の第二の出力信号G2は第一のフイルタ器３２
ａの出力信号F1をその他のフイルタ器３２ｂ，
３２ｃの出力信号F2，F3よりも多く含むように
しているので、第二のデイジタル信号D2の変化
点も遅れるようになる。同様に、合成器３３の第
三の出力信号G3は第二のフイルタ器３２ｂの出
力信号F2をその他のフイルタ器３２ｃ，３２ａ
の出力信号F3，F1よりも多く含むようにしてい
るので、第三のデイジタル信号D3の変化点も遅
れるようになる。信号D1，D2，D3が遅れると切
換信号J1〜J6も遅れるので、スパイク電圧による
位相の進み分が補償され、電流路の切換位相は理
想的な切換位相にほぼ等しくなる。

特に、合成器３３の第一の出力信号G1におけ
る第一のフイルタ器３２ａの出力信号F1と第二
のフイルタ器３２ｂの出力信号F2と第三のフイ
ルタ器３２ｃの出力信号F3の合成比率をP1：
Q1：W1とするときにP1＜W1、Q1＜W1、P1＝
Q1となし、合成器３３の第二の出力信号G2にお
ける第二のフイルタ器３２ｂの出力信号F2と第
三のフイルタ器３２ｃの出力信号F3と第一のフ
イルタ器３２ａの出力信号F1の合成比率をP2：
Q2：W2とするときにP2＜W2、Q2＜W2、P2＝
Q2となし、合成器３３の第三の出力信号G3にお
ける第三のフイルタ器３２ｃの出力信号F3と第
一のフイルタ器３２ａの出力信号F1と第二のフ
イルタ器３２ｂの出力信号F2の合成比率をP3：
Q3：W3とするときにP3＜W3、Q3＜W3、P3＝
Q3となすことによつて、容易に電流路の切換タ
イミングの位相を遅らせることができる。本実施
例では、P1：Q1：W1＝７：７：16、P2：Q2：
W2＝７：７：16、P3：Q3：W3＝７：７：16に
した。

前述の位置検出部１１の構成は第１図の構成に
限定されるものではなく、たとえば、第５図に示
す構成の位置検出部１１を使用してもよい。第５
図では、第一のフイルタ器３２ａ、第二のフイル
タ器３２ｂ、第三のフイルタ器３２ｃをそれぞれ
微分回路２００ａ，２００ｂ，２００ｃと積分回
路３９ａ，３９ｂ，３９ｃの直列接続によつて構
成している。微分回路２００ａ，２００ｂ，２０
０ｃは単に直流分を除去するものであり、十分に
低い周波数にて微分作用を行なうようになされて
いる。すなわち、位置検出部１１の信号D1，
D2，D3によつて電流路の切り換え動作を行なう
場合にＡ端子、Ｂ端子、Ｃ端子に生じる端子電圧
Va，Vb，Vcの周波数範囲において、コンデン
サ２０１，２０３，２０５は実質的に短絡状態に
なつている。従つて、位置検出部１１の信号D1，
D2，D3を利用するような周波数範囲において、
フイルタ器３２ａ，３２ｂ，３２ｃは実質的に１
次の積分特性を有するフイルタになつている。

また、制御信号作成器３１の合成器３３は抵抗
２１１，２１２，２１３，２１４，２１５，２１
６によつて構成され、第三のフイルタ器３２ｃの
出力信号F3をその他のフイルタ器３２ａ，３２
ｂの出力信号F1，F2よりも多く含む第一の合成
信号G1と、第一のフイルタ器３２ａの出力信号
F1をその他のフイルタ器３２ｂ，３２ｃの出力
信号F2，F3よりも多く含む第二の合成信号G2
と、第二のフイルタ器３２ｂの出力信号F2をそ
の他のフイルタ器３２ｃ，３２ａの出力信号F3，
F1よりも多く含む第三の合成信号G3を作り出し
ている。

第５図の位置検出部のその他の構成および動作
は、前述の第１図の位置検出部と同様であり、説
明を省略する。

前述の実施例では、第一の駆動トランジスタ４
ａ，４ｂ，４ｃに並列に第一のダイオード６ａ，
６ｂ，６ｃを接続し、第二の駆動トランジスタ５
ａ，５ｂ，５ｃに並列に第二のダイオード７ａ，
７ｂ，７ｃを接続しているが、これらの第一のダ
イオードや第二のダイオードをＮチヤンネルの縦
形パワーMOS電界効果トランジスタのドレイン
とソース間に存在する寄生ダイオードによつて代
用してもよい。この様な場合においても本発明に
含まれることは言うまでもない。

また、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆
動トランジスタのいずれか一方もしくは両をがバ
イポーラ形のトランジスタに置き換えてもよい。

また、前述の実施例の切換駆動部１２の起動加
速器１３や選択切換器１４の論理をマイクロコン
ピユータによつて実現してもよく、本発明に含ま
れる事は言うまでもない。また、前述の実施例で
は３相のコイルを星形に結線したが、デルタに結
線してもよい。

さらに、第一の駆動トランジスタまたは第二の
駆動トランジスタのいずれか一方もしくは両方を
パルス幅変調信号によつて高周波スイツチング動
作させることによつてモータの回転速度を可変速
制御するようにしてもよい。その他、本発明の主
旨を変えずして種々の変更が可能である。

発明の効果 本発明は、３相のコイルへの電流の入出力端子
にあらわれる端子電圧を利用して位置検出を行な
わせることにより、特別な位置検出素子を１個も
使用しないで、ブラシレス直流モータの安定な回
転駆動動作を実現したものである。従つて、本発
明にもとずいてコンプレツサ用のブラシレス直流
モータを構成するならば、構造の簡単な長寿命・
高信頼性のモータを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるブラシレス直
流モータに使用する位置検出部の結線図、第２図
はその実施例のブロツク図、第３図は選択切換器
の具体的な構成を表わすブロツク図、第４図ａ〜
ｐは第２図の実施例の動作を説明するための波形
図、第５図は位置検出部の他の構成を表わす結線
図、第６図は従来のブラシレス直流モータの構成
を表わすブロツク図である。 １……直流電源、２……ロータ、３ａ，３ｂ，
３ｃ……コイル、４ａ，４ｂ，４ｃ……第一の駆
動トランジスタ、５ａ，５ｂ，５ｃ……第二の駆
動トランジスタ、６ａ，６ｂ，６ｃ……第一のダ
イオード、７ａ，７ｂ，７ｃ……第二のダイオー
ド、１１……位置検出部、１２……切換駆動部、
１３……起動加速器、１４……選択切換器、３１
……制御信号作成器、３２ａ……第一のフイルタ
器、３２ｂ……第二のフイルタ器、３２ｃ……第
三のフイルタ器、３３……合成器、３４ａ……第
一の比較器、３４ｂ……第二の比較器、３４ｃ…
…第三の比較器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 永久磁石により構成されたＮ組（Ｎは整数）
   の磁極対を有するロータと、前記ロータの界磁磁
   束と鎖交する３相のコイル群と、直流電源から前
   記３相のコイルへの電流路を形成する第一の駆動
   トランジスタ群と、前記３相のコイルから前記直
   流電源への電流帰路を形成する第二の駆動トラン
   ジスタ群と、前記第一の駆動トランジスタの入力
   端子と出力端子の間に実質的に並列に存在する第
   一のダイオード群と、前記第二の駆動トランジス
   タの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存
   在する第二のダイオード群と、前記３相のコイル
   への電流の入出力端子（Ａ端子、Ｂ端子、Ｃ端
   子）の端子電圧を検出して制御信号を発生する位
   置検出手段と、前記位置検出手段の制御信号にも
   とづいて前記第一の駆動トランジスタおよび第二
   の駆動トランジスタの切換信号を出力し、前記コ
   イルへの電流をＡ端子、Ｂ端子、Ｃ端子の順番に
   切り換えて通電させる切換駆動手段とを具備し、
   前記位置検出手段は、前記Ａ端子の端子電圧を平
   滑する実質的に１次の積分特性を有する第一のフ
   イルタ手段と、前記Ｂ端子の端子電圧を平滑する
   実質的に１次の積分特性を有する第二のフイルタ
   手段と、前記Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的
   に１次の積分特性を有する第三のフイルタ手段
   と、前記第一のフイルタ手段の出力信号と前記第
   二のフイルタ手段の出力信号と前記第三のフイル
   タ手段の出力信号を合成して第一の合成信号と第
   二の合成信号と第三の合成信号を作り出す合成信
   号と、前記第一のフイルタ手段の出力信号と前記
   合成手段の第一の出力信号を実質的に比較して第
   一のデイジタル信号を作り出す第一の比較手段
   と、前記第二のフイルタ手段の出力信号と前記合
   成手段の第二の出力信号を実質的に比較して第二
   のデイジタル信号を作り出す第二の比較手段と、
   前記第三のフイルタ手段の出力信号と前記合成手
   段の第三の出力信号を実質的に比較して第三のデ
   イジタル信号を作り出す第三の比較手段からな
   り、前記合成手段の第一の出力信号は前記第三の
   フイルタ手段の出力信号をその他のフイルタ手段
   の出力信号よりも多く含むようになし、かつ、前
   記合成手段の第二の出力信号は前記第一のフイル
   タ手段の出力信号をその他のフイルタ手段の出力
   信号よりも多く含むようになし、かつ、前記合成
   手段の第三の出力信号は前記第二のフイルタ手段
   の出力信号をその他のフイルタ手段の出力信号よ
   りも多く含むようになし、さらに、前記第一の比
   較手段と前記第二の比較手段と前記第三の比較手
   段の出力デイジタル信号を前記位置検出手段の制
   御信号として出力し、前記第一の駆動トランジス
   タと第二の駆動トランジスタの通電状態を切換制
   御することを特徴とするブラシレス直流モータ。 ２ 合成手段の第一の出力信号における第一のフ
   イルタ手段の出力信号と第二のフイルタ手段の出
   力信号と第三のフイルタ手段の出力信号の合成比
   率をP1：Q1：W1とするときにP1＜W1、Q1＜
   W1、P1＝Q1となし、前記合成手段の第二の出力
   信号における前記第二のフイルタ手段の出力信号
   と前記第三のフイルタ手段の出力信号と第一のフ
   イルタ手段の出力信号の合成比率をP2：Q2：W2
   とするときにP2＜W2、Q2＜W2、P2＝Q2とな
   し、前記合成手段の第三の出力信号における前記
   第三のフイルタ手段の出力信号と前記第一のフイ
   ルタ手段の出力信号と前記第二のフイルタ手段の
   出力信号の合成比率をP3：Q3：W3とするときに
   P3＜W3、Q3＜W3、P3＝Q3となしたことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項に記載のブラシレス
   直流モータ。