JPH0614794B2 - ブラシレス直流モ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、３相のコイルへの電流路をトランジスタによ
って切り換えるブラシレス直流モータに関するものであ
る。

従来の技術 従来のブラシレス直流モータでは、３相のコイルへの電
流路を切り換えるために３個以上の位置検出素子を必要
としていた（たとえば、特公昭 ５５−６９３８号または特願昭５６−１９１３９２
号）。

第６図に従来のブラシレス直流モータの構成例を示す。
永久磁石によって構成されたロータ２の回転位置をホー
ル素子３０１，３０２，３０３によって検出し、その検
出信号に応じて処理回路 ３０４によって第一の駆動トランジスタ４ａ， ４ｂ，４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃ
の通電状態を切換制御し、３相のコイル３ａ，３ｂ，３
ｃへの電流路を切換えていた。

発明が解決しようとする問題点 このように、位置検出素子としてホール素子を使用する
場合には、モータの部品点数が多くなり、配線が繁雑に
なるという欠点があった。さらに、エアコンのロータリ
ー形コンプレッサ用モータとしてこのようなブラシレス
直流モータを使用する場合には、ホール素子を高温かつ
高圧状態にて使用することになり、信頼性や寿命が著し
く低下していた。

本発明は、このような点を考慮し、３相のコイルへの電
流の入出力端子にあらわれる端子電圧を利用して位置検
出を行なわせることにより、特別な位置検出素子を１個
も使用しないブラシレス直流モータを提供するものであ
る。

問題点を解決するための手段 上記の問題点を解決するために本発明のブラシレス直流
モータでは、３相のコイルへの電流の入出力端子（Ａ端
子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電圧を検出して制御信号を
発生する位置検出手段と、前記位置検出手段の制御信号
にもとずいて前記第一の駆動トランジスタおよび第二の
駆動トランジスタの切換信号を出力し、前記コイルへの
電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の順番に切り換えて通電
させる切換駆動手段とを具備し、前記位置検出手段は、
前記Ａ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特
性を有する第一のフィルタ手段と、前記Ｂ端子の端子電
圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第二のフ
ィルタ手段と、前記Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的
に１次の積分特性を有する第三のフィルタ手段と、前記
第一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィルタ手
段の出力信号を合成する第一の合成手段と、前記第二の
フィルタ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出
力信号を合成する第二の合成手段と、前記第三のフィル
タ手段の出力信号と前記第一のフィルタ手段の出力信号
を合成する第三の合成手段と、前記第一のフィルタ手段
の出力信号と前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記
第三のフィルタ手段の出力信号を合成する第四の合成手
段と、前記第一の合成手段の出力信号と前記第四の合成
手段の出力信号を実質的に比較して第一のディジタル信
号を作り出す第一の比較手段と、前記第二の合成手段の
出力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比
較して第二のディジタル信号を作り出す第二の比較手段
と、前記第三の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第三のディジタル信号
を作り出す第三の比較手段とからなり、前記第一の比較
手段と前記第二の比較手段と前記第三の比較手段の出力
信号を前記位置検出手段の制御信号として出力し、前記
第一の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタの通
電状態を切換制御するようにしたものである。

作 用 本発明は上記の構成にすることによって、３相のコイル
への電流の入出力端子に現われる端子電圧を利用して安
定な位置検出動作をおこなわせることができるもので、
特別な位置検出素子（ホール素子）が必要でなくなる。
また、スパイク電圧を含む端子電圧の検出に付随して生
じる不安定現象も回避するようにされている。

実施例 第２図に本発明の実施例を示す。第２図に於いて、１は
直流電源、２はロータ、３ａ，３ｂ， ３ｃは３相のコイル、４ａ，４ｂ，４ｃは第一の駆動ト
ランジスタ、５ａ，５ｂ，５ｃは第二の駆動トランジス
タ、６ａ，６ｂ，６ｃは第一のダイオード、７ａ，７
ｂ，７ｃは第二のダイオード、１１は位置検出部、１２
は切換駆動部、１３は起動加速器、１４は選択切換器で
ある。

永久磁石によって構成された１磁極対のＮ極とＳ極を有
するロータ２は、界磁磁束を３相のコイル３ａ，３ｂ，
３ｃに鎖交させている。Ｎチャンネルの縦形パワーＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタ （ＦＥＴ）からなる第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃの通電状態を切換制御することによって、直流
電源１から３相のコイル３ａ，３ｂ， ３ｃへの電流路が切り換えられている。同様に、Ｎチャ
ンネルの縦形パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）からなる第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃ
の通電状態を切換制御することによって、３相のコイル
３ａ，３ｂ，３ｃから直流電源１への電流帰路が切り換
えられている。第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４
ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列に第一の
ダイオード６ａ，６ｂ，６ｃが逆方向接続されている。
また、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの電流
の入力端子と出力端子に実質的に並列に第二のダイオー
ド７ａ，７ｂ，７ｃが逆方向接続されている。第一の駆
動トランジスタ４ａ， ４ｂ，４ｃおよび第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，
５ｃの制御端子への信号を切換制御することによって、
３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電流を所定の順番に
供給している。ロータ２の界磁磁束と３相のコイル３
ａ，３ｂ，３ｃへの電流によって電磁力が発生し、ロー
タ２を所定方向に回転駆動している。

コイル３ａへの電流の入出力端子Ａ（Ａ端子）は第一の
駆動トランジスタ４ａと第二の駆動トランジスタ５ａの
接続点に結線され、第一のダイオード６ａは第一の駆動
トランジスタ４ａに並列になるようにＡ端子と直流電源
１の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ａは第
二の駆動トランジスタ５ａに並列になるように直流電源
１の負極側とＡ端子の間に接続されている。同様に、コ
イル３ｂへの電流の入出力端子Ｂ（Ｂ端子）は第一の駆
動トランジスタ４ｂと第二の駆動トランジスタ５ｂの接
続点に結線され、第一のダイオード６ｂは第一の駆動ト
ランジスタ４ｂに並列になるようにＢ端子と直流電源１
の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｂは第二
の駆動トランジスタ５ｂに並列になるように直流電源１
の負極側とＢ端子の間に接続されている。同様に、コイ
ル３ｃへの電流の入出力端子Ｃ（Ｃ端子）は第一の駆動
トランジスタ４ｃと第二の駆動トランジスタ５ｃの接続
点に結線され、第一のダイオード６ｃは第一の駆動トラ
ンジスタ４ｃに並列になるようにＣ端子と直流電源１の
正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｃは第二の
駆動トランジスタ５ｃに並列になるように直流電源１の
負極側とＣ端子の間に接続されている。

Ａ端子，Ｂ端子およびＣ端子の端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃは位置検出部１１に入力されている。ロータ２が所定
速度以上にて回転しているときに端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，
Ｖｃに現われる逆起電圧により、位置検出部１１はロー
タ２の回転位置を検出して、その回転位置に応じた制御
信号Ｄ１， Ｄ２，Ｄ３を出力する。第１図に位置検出部１１の具体
的な構成例を示す。端子電圧Ｖａは第一のフィルタ器を
３２ａに入力されている。第一のフィルタ器３２ａは積
分回路３９ａとバッファ回路４５の直列接続によって構
成され、実質的に１次の積分特性を有するようにされて
いる。その結果、端子電圧Ｖａを積分した滑らかな出力
信号Ｆ１を得ている。同様に、端子電圧Ｖｂは第二のフ
ィルタ器３２ｂに入力されている。第二のフィルタ器３
２ｂは積分回路３９ｂとバッファ回路４８の直列接続に
よって構成され、実質的に１次の積分特性を有するよう
にされている。その結果、端子電圧Ｖｂを積分した滑ら
かな出力信号Ｆ２を得ている。同様に、端子電圧Ｖｃは
第三のフィルタ器３２ｃに入力されている。第三のフィ
ルタ器32cは積分回路３９ｃとバッファ回路５１の直列
接続によって構成され、実質的に１次の積分特性を有す
るようにされている。その結果、端子電圧Ｖｃを積分し
た滑らかな出力信号Ｆ３を得ている。

第一の合成器３３ａは第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２を合成
し、合成信号Ｇ１を得ている。抵抗６１と６２の抵抗値
をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ１は Ｇ１＝（Ｒ２・Ｆ１＋Ｒ１・Ｆ２）／ （Ｒ１＋Ｒ２） ……………(1) となる。いま、Ｒ１＝２０（ＫΩ），Ｒ２＝８０（Ｋ
Ω）とすれば、 Ｇ１＝０．８・Ｆ１＋０．２・Ｆ２ ………(2) となる。同様に、第二の合成器３３ｂは第二のフィルタ
器３２ｂの出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３２ｃの出
力信号Ｆ３を合成し、合成信号Ｇ２を得ている。抵抗６
３と６４の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとき、合
成信号Ｇ２は Ｇ２＝（Ｒ２・Ｆ２＋Ｒ１・Ｆ３）／ （Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．８・Ｆ２＋０．２・Ｆ３………(3) となる。同様に、第三の合成器３３ｃは第三のフィルタ
器３２ｃの出力信号Ｆ３と第一のフィルタ器３２ａの出
力信号Ｆ１を合成し、合成信号Ｇ３を得ている。抵抗６
５と６６の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとき、合
成信号Ｇ３は Ｇ３＝（Ｒ２・Ｆ３＋Ｒ１・Ｆ１）／ ｛Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．８・Ｆ３＋０．２・Ｆ１ ………(4) となる。

さらに、第四の合成器３３ｄは第一のフィルタ器３２ａ
の出力信号Ｆ１と第二のフィルタ器32ｂの出力信号Ｆ２
と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３を合成し、第
四の合成信号Ｇ４を得ている。抵抗６７と６８と６９の
抵抗値をＲ３＝100（ＫΩ）とするとき、合成信号Ｇ４
は Ｇ４＝（Ｆ１＋Ｆ２＋Ｆ３）／３ ……(5) となる。

第一の比較器３４ａは第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ
１と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ４を比較して、そ
の大小関係に応じたディジタル信号Ｄ１を得ている。す
なわち、Ｇ１＞Ｇ４のときにはＤ１＝“Ｌ”（低電位）
であり、Ｇ１＜Ｇ４のときにはＤ１＝“Ｈ”（高電位）
となる。同様に、第二の比較器３４ｂは第二の合成器３
３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ
４を比較して、その大小関係に応じたディジタル信号Ｄ
２を得ている。すなわち、Ｇ２＞Ｇ４のときにはＤ２＝
“Ｌ”（低電位）であり、Ｇ２＜Ｇ４のときにはＤ２＝
“Ｈ”（高電位）となる。同様に、第三の比較器３４ｃ
は第三の合成器33ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成器３３
ｄの出力信号Ｇ４を比較して、その大小関係に応じたデ
ィジタル信号Ｄ３を得ている。すなわち、Ｇ３＞Ｇ４の
ときにはＤ３＝“Ｌ”（低電位）であり、Ｇ３＜Ｇ４の
ときにはＤ３＝“Ｈ”（高電位）となる。比較器３４
ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は位置
検出部１１の制御信号として切換駆動部１２に入力され
る。

切換駆動部１２は、起動加速器１３と選択切換器１４に
よって構成されている。起動加速器１３は、ロータ２が
停止している状態から所定速度まで起動・加速するため
のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と起動指令信号Ｈを出力
する。また、選択切換器１４は起動指令信号Ｈにもとず
いて位置検出器１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と起動
加速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のいずれか一
方を選択し、その選択された信号により第一の駆動トラ
ンジスタと第二の駆動トランジスタの切換信号を作り出
している。

第３図に選択切換器１４の具体的な構成例を示す。起動
指令信号Ｈが“Ｌ”の時には、アンド回路１０２，１０
３，１０４は位置検出部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を
出力し、アンド回路１０５，１０６，１０７の出力は
“Ｌ”となり、オア回路１１１，１１２，１１３の出力
は信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３となる。インバータ回路１１
４，１１５， １１６とアンド回路１２１，１２２，１２３， １２４，１２５，１２６と増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６は、オア回路 １１１，１１２，１１３の出力Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３にもと
ずいて６相のパルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ
５，Ｊ６を出力する。その論理式は、 Ｊ１＝Ｄ２・ＮＯＴ（Ｄ３） ……（６Ａ） Ｊ２＝Ｄ３・ＮＯＴ（Ｄ１） ……（６Ｂ） Ｊ３＝Ｄ１・ＮＯＴ（Ｄ２） ……（６Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｄ２）・Ｄ３ ……（６Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｄ３）・Ｄ１ ……（６Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｄ１）・Ｄ２ ……（６Ｆ） である。ここに、ＮＯＴ（Ｑ）はＱの否定を表わしてい
る。パルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６
は、それぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃ
と第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの駆動信号
として供給される（なお、増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６はアイソレーション機能や
電位変換機能を有していてもよい）。

同様に、起動指令信号Ｈが“Ｈ”の時には、アンド回路
１０５，１０６，１０７は起動加速器 １３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力し、アンド回
路１０２，１０３，１０４の出力は“Ｌ”となり、オア
回路１１１，１１２，１１３の出力は信号Ｌ１，Ｌ２，
Ｌ３となる。インバータ回路１１４，１１５，１１６と
アンド回路１２１， １２２，１２３，１２４，１２５，１２６と増幅器１３
１，１３２，１３３，１３４，１３５， １３６は、オア回路１１１，１１２，１１３の出力Ｌ
１，Ｌ２，Ｌ３にもとずいて６相のパルス信号Ｊ１，Ｊ
２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を出力する。その論理式
は、 Ｊ１＝Ｌ２・ＮＯＴ（Ｌ３） ……（７Ａ） Ｊ２＝Ｌ３・ＮＯＴ（Ｌ１） ……（７Ｂ） Ｊ３＝Ｌ１・ＮＯＴ（Ｌ２） ……（７Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｌ２）・Ｌ３ ……（７Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｌ３）・Ｌ１ ……（７Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｌ１）・Ｌ２ ……（７Ｆ） となる。

次に、全体の回転駆動動作について説明する。まず、ロ
ータ２が所定速度以上にて回転している場合について、
第４図の動作説明用の波形図を参照して説明する。第４
図(a)，(b)，(c)はＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の端子電圧
波形であり、第一の駆動トランジスタと第二の駆動トラ
ンジスタの通電状態に応じて所定相のコイル（２相分）
に電流が供給されている。第４図において、 状態……駆動トランジスタ４ａと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｂに電流が供給される（Ａ端子
からＢ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ａと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｃに電流が供給される（Ａ端子
からＣ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ｃに電流が供給される（Ｂ端子
からＣ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ａに電流が供給される（Ｂ端子
からＡ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ａに電流が供給される（Ｃ端子
からＡ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ｂに電流が供給される（Ｃ端子
からＢ端子に電流が流れる）。

であり、ロータ２の１磁極対の回転に伴って電流路は
状態から状態に順次切り換えられる。その結果、３相
のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへはＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子
の順番に３相の電流が供給されている。なお、状態が移
るときに各端子にはスパイク電圧が発生し、コイルに蓄
えられていた磁気エネルギーが第一のダイオード６ａ，
６ｂ， ６ｃまたは第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを通じて
直流電源１に回生される。

端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは位置検出部１１の第一のフ
ィルタ器３２ａ，第二のフィルタ器32ｂ，第三のフィル
タ器３２ｃによって平滑され、第４図(d)，(e)，(f)に
示すような滑らかな３相信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３が得られ
る。第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２は第一の合成器３３ａに
て合成され（(2)式）、第一のフィルタ器３２ａの出力
信号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２と第
三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３は第四の合成器３
３ｄにて合成され（(5)式）、合成信号Ｇ１と合成信号
Ｇ４が第一の比較器３４ａにて比較される。第４図(g)
に信号Ｇ１（太い実線）とＧ４（細い実線）の波形を示
し、第４図(h)に第一の比較器34aの出力信号Ｄ１を示
す。同様に、第二の合成器 ３３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成器３３ｄの出力信号
Ｇ４は第二の比較器３４ｂにて比較され、第４図(i)に
示す出力信号Ｄ２を得ている。同様に、第三の合成器３
３ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ
４は第三の比較器３４ｃにて比較され、第４図(j)に示
す出力信号Ｄ３を得ている。第一，第二，第三の比較器
３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は
３相のディジタル信号となり、制御信号として切換駆動
部１２に入力される。

ロータ２が所定速度以上にて回転しているので、切換駆
動部１２の起動加速器１３の起動指令信号Ｈは“Ｌ”に
なっている。従って、選択切換器 １４は位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３にも
とずいて、（６Ａ）式〜（６Ｆ）式の信号Ｊ１，Ｊ２，
Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を発生する。第４図(k)，(l)，
(m)，(n)，(o)，(p)にその波形を示すように、Ｊ１〜Ｊ
６は６相のパルス信号になっている。切換駆動部１２の
信号Ｊ１，Ｊ２， Ｊ３はそれぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ， ４ｂ，４ｃの切換信号として供給され、信号Ｊ４，Ｊ
５，Ｊ６はそれぞれ第二の駆動トランジスタ ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号として供給される。

従って、 状態……Ｊ１とＪ５のみが“Ｈ” 状態……Ｊ１とＪ６のみが“Ｈ” 状態……Ｊ２とＪ６のみが“Ｈ” 状態……Ｊ２とＪ４のみが“Ｈ” 状態……Ｊ３とＪ４のみが“Ｈ” 状態……Ｊ３とＪ５のみが“Ｈ” となり、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ， ４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃは前述
の状態から状態（第４図の上部参照）の電流路の切
換動作を行なう。その結果、ロータ２は所定方向に持続
的に回転駆動される。

次に、ロータ２が停止状態から起動・加速される動作に
ついて説明する。切換駆動部１２の起動加速器１３は、
起動指令信号Ｈを“Ｈ”にし、かつ、低周波の３相のパ
ルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力する。選択切換器１４
はパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３にもとずいて、（７Ａ）
式〜（７Ｆ）式による６相のパルス信号Ｊ１〜Ｊ６を出
力し、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃと第二
の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃを前述の状態か
ら状態に順次切り換えていく。その結果、ロータ２は
ステッピングモータもしくは低周波の同期モータのよう
に起動・加速される。また、起動加速切１３のパルス信
号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の周波数を徐々に高くすることによ
って、ロータ２は所定の回転速度まで加速される。ロー
タ２が所定の回転速度まで加速されると、起動加速器１
３の起動指令信号Ｈは“Ｌ”に変わり、位置検出部１１
の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によって第一の駆動トラン
ジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信号Ｊ１〜
Ｊ６が作り出される（起動加速器１３がロータ２の回転
速度を検出し、所定速度以上になると起動指令信号Ｈを
“Ｌ”にするように構成してもよい）。

本実施例に示すように、コイル３ａ，３ｂ，３ｃに生じ
る逆起電圧をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の端子電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃによって検出し、その検出電圧に応じて第一
の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタの通電状
態を切り換えれば、特別な位置検出素子をもちいること
なく、良好な電流路の切換動作を実現できる。特に、Ａ
端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有
する第一のフィルタ器３２ａと、Ｂ端子の端子電圧を平
滑する実質的に１次の積分特性を有する第二のフィルタ
器３２ｂと、Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次
の積分特性を有する第三のフィルタ器３２ｃと、第一の
フィルタ器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂ
の出力信号を合成する第一の合成器３３ａと、第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号と第三のフィルタ器３２ｃの
出力信号を合成する第二の合成器３３ｂと、第三のフィ
ルタ器３２ｃの出力信号と第一のフィルタ器３２ａの出
力信号を合成する第三の合成器３３ｃと、第一のフィル
タ器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂの出力
信号と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号を合成する第
四の合成器３３ｄと、第一の合成器３３ａの出力信号と
第四の合成器３３ｄの出力信号を実質的に比較して第一
のディジタル信号を作り出す第一の比較器３４ａと、第
二の合成器３３ｂの出力信号と第四の合成器３３ｄの出
力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号を作り
出す第二の比較器３４ｂと、第三の合成器３３ｃの出力
信号と第四の合成器33ｃの出力信号を実質的に比較して
第三のディジタル信号を作り出す第三の比較器３４ｃに
よって、位置検出部１１を構成するならば、簡単な構成
にて正確な位置検出動作を行なうことができる。

これについて、更に詳しく説明する。直流電源１の電圧
値を変えることによって、本実施例のブラシレス直流モ
ータの回転速度を可変速制御することができる。この様
な場合には、モータの回転速度を変えた時に端子電圧Ｖ
ａ，Ｖｂ，Ｖｃの最大値が変化するようになり、フィル
タ器の出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に直流電位の変化が生
じる。従って、たとえば、信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３と基準
の直流電圧を比較して電流路を切り換えるようにする
と、比較器の出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の変化点が理想
的な電流路の切換位置（最大の加速トルクが得られる切
換位置）より大幅にずれてしまう。その結果、モータの
回転駆動動作が乱され、正常な回転ができなくなる。

このような問題に対して本実施例の構成では、直流電源
１の電圧値を変えた場合でもフィルタ器３２ａ，３２
ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の直流電位がす
べて同じように変化する。それに伴って、合成器３３
ａ，３３ｂ，３３ｃ， ３３ｄの出力信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４の直流電位も
同じように変化する。従って、比較器３４ａ，３４ｂ，
３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は直流電源１の電圧
値の変化に無関係になり、正確な位置検出信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３を得ることができる。

さらに、本実施例のブラシレス直流モータには次のよう
な利点もある。第４図(a)，(b)，(c)に示したように、
電流路の切り換え時点において端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃにはするどいスパイク電圧が発生する。このスパイク
電圧により、フィルタ器３２ａ，３２ｂ，３２ｃの出力
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の位相は進み方向（逆起電圧に対
して）に移動する。従って、たとえば、信号Ｆ１，Ｆ
２， Ｆ３のゼロクロス点（基準の直流電圧値となる点）にお
いて電流路を切り換えるようにすると、切り換えのタイ
ミングがすべて進んでしまう。特に、負荷トルクが大き
くなったときに位置検出の進みが大きくなり、モータが
脱調して停止するという致命的な問題をひきおこしてい
た。これは、次のような動作メカニズムによって引き起
こされていることがわかった。すなわち、負荷トルクが
大きくなると、それに伴って電流が大きくなり、コイル
に蓄えられる磁気エネルギーも大きくなり、電流路の切
換時点におけるスパイク電圧の幅が太くなる。スパイク
電圧の幅が太くなるとフィルタ器の出力信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３の位相が進み、信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３のゼロク
ロス点の位相も進んでいく。信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３のゼ
ロクロス点において電流路を切り換えているので、電流
路の切換時点も進むようになり、端子電圧Ｖａ，Ｖｂ， Ｖｃに現われる電流による電圧降下やスパイク電圧が進
むようになる。すなわち、コイルの端子電圧Ｖａ，Ｖ
ｂ，Ｖｃ（電流による電圧降下とスパイク電圧）の進み
………フィルタ器の出力信号 Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の進み………位置検出部１１の制御信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の進み………切換駆動器１２の切換
信号Ｊ１〜Ｊ６の進み………電流路の切り換えの進み…
……Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの進み、という正帰還ループが形
成されており、負荷トルクの大きいときには上記の正帰
還ループの影響が大きくなり、位置検出動作や回転駆動
動作が不安定になり、脱調することがわかった。

このような問題に対して本実施例では、第一の合成切３
３ａと第一の合成器３３ｂと第一の合成器３３ｃの合成
比率を適当に選ぶことによってスパイク電圧による位相
の進み分をあらかじめ補償している。たとえば、第一の
合成器３３ａの第一の出力信号Ｇ１は第一のフィルタ器
３２ａの出力信号Ｆ１と第一のフィルタ器３２ｂの出力
信号 Ｆ２を８：２の合成比率で含んでいる。その結果、第４
図(g)，(h)に示すように、第一の合成器３３ａの出力信
号Ｇ１（太い実線）は第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１（破線）よりも１５度程度遅れ（信号Ｆ１の１周
期を３６０度とする）、第一のディジタル信号Ｄ１の変
化点も遅れる（逆起電圧に対して）ようになる。

同様に、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２は第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２よりも１５度程度遅れた
信号となり、第二のディジタル信号Ｄ２の変化点も遅れ
るようになる。同様に、第三の合成器３３ｃの出力信号
Ｇ３は第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３よりも１
５度程度遅れた信号となり、第三のディジタル信号Ｄ３
の変化点も遅れるようになる。信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が
遅れると切換信号Ｊ１〜Ｊ６も遅れるので、スパイク電
圧による位相の進み分が補償され、電流路の切換位相は
理想的な切換位相にほぼ等しくなる。

このように、本実施例では、第一の合成器33ａと第一の
合成器３３ｂと第一の合成器３３ｃの合成比率を適当に
選ぶことによって、合成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をフィル
タ器３２ａ，３２ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３よりも所定位相（５度から２５度の間）遅らせること
が簡単にでき、電流路の切換位相は理想的な切換位相に
ほぼ等しくなる。

前述の位置検出部１１の構成は第１図の構成に限定され
るものではなく、たとえば、第５図に示す構成の位置検
出部１１を使用してもよい。第５図では、第一のフィル
タ器３２ａ，第二のフィルタ器３２ｂ，第三のフィルタ
器３２ｃをそれぞれ微分回路２００ａ，２００ｂ，２０
０ｃと積分回路３９ａ，３９ｂ，３９ｃの直列接続によ
って構成している。微分回路２００ａ，２００ｂ， ２００ｃは単に直流分を除去するものであり、十分に低
い周波数にて微分作用を行なうようになされている。す
なわち、位置検出部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によっ
て電流路の切り換え動作を行なう場合にＡ端子，Ｂ端
子，Ｃ端子に生じる端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの周波数
範囲において、コンデンサ２０１，２０３，２０５が実
質的に短絡状態になっている。従って、位置検出部１１
の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を利用するような周波数範囲に
おいて、フィルタ切３２ａ，３２ｂ，３２ｃは実質的に
１次の積分特性を有するフィルタになっている。第５図
のその他の構成要素（合成切３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，
３３ｄおよび比較器３４ａ， ３４ｂ，３４ｃ）は、前述の第１図の構成と同じであ
り、説明を省略する。また、第５図の位置検出部１１の
動作は前述の第１図のものと同様であり、説明を省略す
る。

前述の実施例では、第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃに並列に第一のダイオード６ａ，６ｂ，６ｃを
接続し、第二の駆動トランジスタ ５ａ，５ｂ，５ｃに並列に第二のダイオード７ａ，７
ｂ，７ｃを接続しているが、これらの第一のダイオード
や第二のダイオードをＮチャンネルの縦形パワーＭＯＳ
電界効果トランジスタのドレインとソース間に存在する
寄生ダイオードによって代用してもよい。この様な場合
に於いても本発明に含まれることは言うまでもない。ま
た、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆動トランジ
スタのいずれか一方もしくは両方をバイポーラ形のトラ
ンジスタに置き換えてもよい。

また、前述の実施例の切換駆動部１２の起動加速器１３
や選択切換器１４の論理をマイクロコンピュータによっ
て実現してもよく、本発明に含まれる事は言うまでもな
い。また、前述の実施例では３相のコイルを星形に結線
したが、デルタに結線してもよい。

さらに、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆動トラ
ンジスタのいずれか一方もしくは両方をパルス幅変調信
号によって高周波スイッチング動作させることによって
モータの回転速度を可変速制御するようにしてもよい。
その他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能で
ある。

発明の効果 本発明は、３相のコイルへの電流の入出力端子にあらわ
れる端子電圧を利用して位置検出を行なわせることによ
り、特別な位置検出素子を１個も使用しないで、ブラシ
レス直流モータの安定な回転駆動動作を実現したもので
ある。従って、本発明にもとずいてコンプレッサ用のブ
ラシレス直流モータを構成するならば、構造の簡単な長
寿命・高信頼性のモータを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のブラシレス直流モータの位置検出部の
具体的な構成を表わす回路図、第２図は本発明の一実施
例を表わすブロック図、第３図は第２図の選択切換器の
具体的な構成を表わす回路図、第４図(a)〜(p)は第２図
の実施例の動作を説明するための波形図、第５図は本発
明の第２の実施例の位置検出部の構成を表わす回路図、
第６図は従来のブラシレス直流モータの構成を表わすブ
ロック図である。 １……直流電源、２……ロータ、３ａ，３ｂ，３ｃ……
コイル、４ａ，４ｂ，４ｃ……第一の駆動トランジス
タ、５ａ，５ｂ，５ｃ……第二の駆動トランジスタ、６
ａ，６ｂ，６ｃ……第一のダイオード、７ａ，７ｂ，７
ｃ……第二のダイオード、１１……位置検出部、１２…
…切換駆動部、１３……起動加速器、１４……選択切換
器、32ａ……第一のフィルタ器、３２ｂ……第二のフィ
ルタ器、３２ｃ……第三のフィルタ器、３３ａ……第一
の合成器、３３ｂ……第二の合成器、３３ｃ……第三の
合成器、３３ｄ……第四の合成器、 ３４ａ……第一の比較器、３４ｂ……第二の比較器、３
４ｃ……第三の比較器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】永久磁石により構成されたＮ組（Ｎは整
   数）の磁極対を有するロータと、前記ロータの界磁磁束
   と鎖交する３相のコイル群と、直流電源から前記３相の
   コイルへの電流路を形成する第一の駆動トランジスタ群
   と、前記３相のコイルから前記直流電源への電流帰路を
   形成する第二の駆動トランジスタ群と、前記第一の駆動
   トランジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列
   に存在する第一のダイオード群と、前記第二の駆動トラ
   ンジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存
   在する第二のダイオード群と、前記３相のコイルへの電
   流の入出力端子（Ａ端子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電圧
   を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、前記位
   置検出手段の制御信号にもとずいて前記第一の駆動トラ
   ンジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信号を出
   力し、前記コイルへの電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の
   順番に切り換えて通電させる切換駆動手段とを具備し、
   前記位置検出手段は、前記Ａ端子の端子電圧を平滑する
   実質的に１次の積分特性を有する第一のフィルタ手段
   と、前記Ｂ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積
   分特性を有する第二のフィルタ手段と、前記Ｃ端子の端
   子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第三
   のフィルタ手段と、前記第一のフィルタ手段の出力信号
   と前記第二のフィルタ手段の出力信号を合成する第一の
   合成手段と、前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記
   第三のフィルタ手段の出力信号を合成する第二の合成手
   段と、前記第三のフィルタ手段の出力信号と前記第一の
   フィルタ手段の出力信号を合成する第三の合成手段と、
   前記第一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィル
   タ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出力信号
   を合成する第四の合成手段と、前記第一の合成手段の出
   力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
   して第一のディジタル信号を作り出す第一の比較手段
   と、前記第二の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
   段の出力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号
   を作り出す第二の比較手段と、前記第三の合成手段の出
   力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
   して第三のディジタル信号を作り出す第三の比較手段と
   からなり、前記第一の比較手段と前記第二の比較手段と
   前記第三の比較手段の出力信号を前記位置検出手段の制
   御信号として出力し、前記第一の駆動トランジスタと第
   二の駆動トランジスタの通電状態を切換制御することを
   特徴とするブラシレス直流モータ。
2. 【請求項２】第一の合成手段と第二の合成手段と第三の
   合成手段における合成比率を選定することにより、前記
   第一の合成手段の出力信号を第一のフィルタ手段の出力
   信号に対して所定位相（５度から２５度の間）遅らせ、
   前記第二の合成手段の出力信号を前記第二のフィルタ手
   段の出力信号に対して前記所定位相遅らせ、前記第三の
   合成手段の出力信号を第三のフィルタ手段の出力信号に
   対して前記所定位相遅らせたことを特徴とする特許請求
   の範囲第(1)項に記載のブラシレス直流モータ。