JPH0614795B2 - ブラシレス直流モ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、３相のコイルへの電流路をトランジスタによ
って切り換えるブラシレス直流モータに関するものであ
る。

従来の技術 従来のブラシレス直流モータでは、３相のコイルへの電
流路を切り換えるために３個以上の位置検出素子を必要
としていた（たとえば、特公昭 ５５−６９３８号または特願昭５６−１９１３９２
号）。

第８図に従来のブラシレス直流モータの構成例を示す。
永久磁石によって構成されたロータ２の回転位置をホー
ル素子３０１，３０２，３０３によって検出し、その検
出信号に応じて処理回路 ３０４によって第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４
ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの通電状
態を切換制御し、３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電
流路を切換えていた。

発明が解決しようとする問題点 このように、位置検出素子としてホール素子を使用する
場合には、モータの部品点数が多くなり、配線が繁雑に
なるという欠点があった。さらに、エアコンのロータリ
ー形コンプレッサ用モータとしてこのようなブラシレス
直流モータを使用する場合には、ホール素子を高温かつ
高圧状態にて使用することになり、信頼性や寿命が著し
く低下していた。

本発明は、このような点を考慮し、３相のコイルへの電
流の入出力端子にあらわれる端子電圧を利用して位置検
出を行なわせることにより、特別な位置検出素子を１個
も使用しないブラシレス直流モータを提供するものであ
る。

問題点を解決するための手段 上記の問題点を解決するために本発明のブラシレス直流
モータでは、３相のコイルへの電流の入出力端子（Ａ端
子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電圧を検出して制御信号を
発生する位置検出手段と、前記位置検出手段の制御信号
にもとづいて前記第一の駆動トランジスタおよび第二の
駆動トランジスタの切換信号を出力し、前記コイルへの
電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の順番に切り換えて通電
させる切換駆動手段と、前記コイルへの供給電流を検出
する電流検出手段とを具備し、前記位置検出手段は、前
記Ａ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性
を有する第一のフィルタ手段と、前記Ｂ端子の端子電圧
を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第二のフィ
ルタ手段と、前記Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的に
１次の積分特性を有する第三のフィルタ手段と、前記第
一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィルタ手段
の出力信号を合成する第一の合成手段と、前記第二のフ
ィルタ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出力
信号を合成する第二の合成手段と、前記第三のフィルタ
手段の出力信号と前記第一のフィルタ手段の出力信号を
合成する第三の合成手段と、前記第一のフィルタ手段の
出力信号と前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記第
三のフィルタ手段の出力信号を合成する第四の合成手段
と、前記第一の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第一のディジタル信号
を作り出す第一の比較手段と、前記第二の合成手段の出
力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
して第二のディジタル信号を作り出す第二の比較手段
と、前記第三の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第三のディジタル信号
を作り出す第三の比較手段と、前記電流検出手段の出力
信号に応動して前記第一の合成手段と第二の合成手段と
第三の合成手段における合成比を変化させる合成比可変
手段とを含んで構成され、前記コイルへの供給電流が多
いときには供給電流が少ない時に比較して、前記第一の
合成手段の出力信号における前記第二のフィルタ手段の
出力信号の合成比率を大きくし、かつ、前記第二の合成
手段の出力信号における前記第三のフィルタ手段の出力
信号の合成比率を大きくし、かつ、前記第三の合成手段
の出力信号における前記第一のフィルタ手段の出力信号
の合成比率を大きくし、さらに、前記第一の比較手段と
第二の比較手段と第三の比較手段の出力ディジタル信号
を前記位置検出信号の制御信号として出力し、前記第一
の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタを切換制
御するようにしたものである。

作 用 本発明は上記の構成にすることによって、３相のコイル
への電流の入出力端子に現われる端子電圧を利用して安
定な位置検出動作をおこなわせることができるので、特
別な位置検出素子（ホール素子）が必要でなくなる。ま
た、スパイク電圧を含む端子電圧の検出に付随して生じ
る不安定現象も回避するようにされている。

実施例 第２図に本発明の実施例を示す。第２図において、１は
直流電源、２はロータ、３ａ，３ｂ，３ｃは３相のコイ
ル、４ａ，４ｂ，４ｃは第一の駆動トランジスタ、５
ａ，５ｂ，５ｃは第二の駆動トランジスタ、６ａ，６
ｂ，６ｃは第一のダイオード、７ａ，７ｂ，７ｃは第二
のダイオード、１０は電流検出部、１１は位置検出部、
１２は切換駆動部、１３は起動加速器、１４は選択切換
器である。

永久磁石によって構成された１磁極対のＮ極とＳ極を有
するロータ２は、界磁磁束を３相のコイル３ａ，３ｂ，
３ｃに鎖交させている。Ｎチャンネルの縦形パワーＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなる第一の駆動
トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃの通電状態を切換制御す
ることによって、直流電源１から３相のコイル３ａ，３
ｂ，３ｃへの電流路が切り換えられている。同様に、Ｎ
チャンネルの縦形パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）からなる第二の駆動トランジスタ５ａ，５
ｂ，５ｃの通電状態を切換制御することによって、３相
のコイル３ａ，３ｂ，３ｃから直流電源１への電流帰路
が切り換えられている。第一の駆動トランジスタ４ａ，
４ｂ，４ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列
に第一のダイオード６ａ，６ｂ，６ｃが逆方向接続され
ている。また、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５
ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列に第二の
ダイオード７ａ，７ｂ，７ｃが逆方向接続されている。
第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃおよび第二の
駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの制御端子への信号
を切換制御することによって、３相のコイル３ａ，３
ｂ，３ｃへの電流を所定の順番に供給している。ロータ
２の界磁磁束と３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電流
によって電磁力が発生し、ロータ２を所定方向に回転駆
動している。

コイル３ａへの電流の入出力端子Ａ（Ａ端子）は第一の
駆動トランジスタ４ａと第二の駆動トランジスタ５ａの
接続点に結線され、第一のダイオード６ａは第一の駆動
トランジスタ４ａに並列になるようにＡ端子と直流電源
１の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ａは第
二の駆動トランジスタ５ａに並列になるように直流電源
１の負極側とＡ端子の間に接続されている。同様に、コ
イル３ｂへの電流の入出力端子Ｂ（Ｂ端子）は第一の駆
動トランジスタ４ｂと第二の駆動トランジスタ５ｂの接
続点に結線され、第一のダイオード６ｂは第一の駆動ト
ランジスタ４ｂに並列になるようにＢ端子と直流電源１
の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｂは第二
の駆動トランジスタ５ｂに並列になるように直流電源１
の負極側とＢ端子の間に接続されている。同様に、コイ
ル３ｃへの電流の入出力端子Ｃ（Ｃ端子）は第一の駆動
トランジスタ４ｃと第二の駆動トランジスタ５ｃの接続
点に結線され、第一のダイオード６ｃは第一の駆動トラ
ンジスタ４ｃに並列になるようにＣ端子と直流電源１の
正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｃは第二の
駆動トランジスタ５ｃに並列になるように直流電源１の
負極側とＣ端子の間に接続されている。

３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの供給電流は電流検出
部１０によって検出される。電流検出部１０は、抵抗値
の非常に小さな電流検出用の抵抗２０（０．０５ ０ｈ
ｍ程度）からなる電流検出器１５とその検出信号Ｖｄを
増幅する検出信号増幅器１６によって構成されている。
電流検出器１５の抵抗２０は第二の駆動トランジスタ５
ａ，５ｂ，５ｃの共通接続端子と直流電源１の間に挿入
され、コイル３ａ，３ｂ，３ｃへの供給電流に応じた電
圧降下の検出信号Ｖｄを得ている。検出信号Ｖｄは検出
信号増幅器１６に入力される。第３図に検出信号増幅器
１６の具体的な構成例を示す。検出信号Ｖｄは抵抗２１
とコンデンサ２２のローパスフィルタによって高周波の
リップル分を平滑・除去され、演算増幅器２５と抵抗２
３，２４によって非反転増幅される。その結果、検出信
号Ｖｄの増幅信号Ｋを出力する。

Ａ端子，Ｂ端子およびＣ端子の端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃは位置検出部１１に入力されている。ロータ２が所定
速度以上にて回転しているときに端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，
Ｖｃに現われる逆起電圧により、位置検出部１１はロー
タ２の回転位置を検出して、その回転位置に応じた制御
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。第１図に位置検出部
１１の具体的な構成例を示す。端子電圧Ｖａは第一のフ
ィルタ器３２ａに入力されている。第一のフィルタ器３
２ａは積分回路３９ａとバッファ回路４５の直列接続に
よって構成され、実質的に１次の積分特性を有するよう
にされている。その結果、端子電圧Ｖａを積分した滑ら
かな出力信号Ｆ１を得ている。同様に、端子電圧Ｖｂは
第二のフィルタ器３２ｂに入力されている。第二のフィ
ルタ器３２ｂは積分回路３９ｂとバッファ回路４８の直
列接続によって構成され、実質的に１次の積分特性を有
するようにされている。その結果、端子電圧Ｖｂを積分
した滑らかな出力信号Ｆ２を得ている。同様に、端子電
圧Ｖｃは第三のフィルタ器３２ｃに入力されている。第
三のフィルタ器３２ｃは積分回路３９ｃとバッファ回路
５１の直列接続によって構成され、実質的に１次の積分
特性を有するようにされている。その結果、端子電圧Ｖ
ｃを積分した滑らかな出力信号Ｆ３を得ている。

第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と第二のフィル
タ器３２ｂの出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３２ｃの
出力信号Ｆ３は制御信号作成器３１に入力され、３相の
ディジタル的な制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を得ている。
制御信号作成器３１は、第一の合成器３３ａと第二の合
成器３３ｂと第三の合成器３３ｃと第四の合成器３３ｄ
と第一の比較器３４ａと第二の比較器３４ｂと第三の比
較器３４ｃと合成比可変器３５によって構成されてい
る。

電流検出部１０の出力信号Ｋが基準電圧源８１の所定の
電位値よりも小さい時には合成比可変器３５の比較器８
２の出力信号Ｍは″Ｌ″（低電位）であり、電流検出部
１０の出力信号Ｋが基準電圧源８１の所定の電圧値より
も大きくなると合成比可変器３５の比較器８２の出力信
号Ｍは″Ｈ″（高電位）になる。

第一の合成器３３ａは第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２を合成
し、合成信号Ｇ１を得ている。合成比可変器３５の出力
信号Ｍが″Ｌ″の時には、アナログスイッチ７２は開い
ている。このとき、合成信号Ｇ１は抵抗６１と６２によ
って決まる。抵抗６１と６２の抵抗値をそれぞれＲ１，
Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ１は Ｇ１＝（Ｒ２・Ｆ１＋Ｒ１・Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）
……（１） となる。いま、Ｒ１＝１０（ｋΩ），Ｒ２＝９０（ｋ
Ω）とすれば、 Ｇ１＝０．９・Ｆ１＋０．１・Ｆ２ ……（２） となる。また、合成比可変器３５の出力信号Ｍが″Ｈ″
の時には、アナログスイッチ７２は閉じる。このときの
合成信号をＧ１′とすると、Ｇ１′は抵抗６１と６２と
７１によって決まる。抵抗７１の抵抗値をＲ３とし、 Ｒ２′＝Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３） ……（３） とすると、 Ｇ１′＝（Ｒ２′・Ｆ１＋Ｒ１・Ｆ２）／（Ｒ１＋Ｒ
２′） ……（４） となる。いま、Ｒ３＝２５．７（ｋΩ）とすると、Ｒ
２′＝２０（ｋΩ）となり、 Ｇ１＝０．６６７・Ｆ１＋０．３３３・Ｆ２ ……
（５） となる。

同様に、第二の合成器３３ｂは第二のフィルタ器３２ｂ
の出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ
３を合成し、合成信号Ｇ２を得ている。合成比可変器３
５の出力信号Ｍが″Ｌ″の時には、アナログスイッチ７
４は開いている。このとき、合成信号Ｇ２は抵抗６３と
６４によって決まる。抵抗６３と６４の抵抗値をそれぞ
れＲ１，Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ２は Ｇ２＝（Ｒ２・Ｆ２＋Ｒ１・Ｆ３）／（Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．９＋Ｆ２＋０．１・Ｆ３ ……（６） となる。また、合成比可変器３５の出力信号Ｍが″Ｈ″
の時には、アナログスイッチ７４は閉じる。このときの
合成信号をＲ２′とすると、抵抗６３と６４と７３によ
って決まる。抵抗７３の抵抗値をＲ３とすると、 Ｇ２′＝（Ｒ２′・Ｆ２＋Ｒ１・Ｆ３）／（Ｒ１＋Ｒ
２′） ＝０．６６７・Ｆ２＋０．３３３・Ｆ３ ……（７） となる。

同様に、第三の合成器３３ｃは第三のフィルタ器３２ｃ
の出力信号Ｆ３と第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ
１を合成し、合成信号Ｇ３を得ている。合成比可変器３
５の出力信号Ｍが″Ｌ″の時には、アナログスイッチ７
６は開いている。このとき、合成信号Ｇ３は抵抗６５と
６６によって決まる。抵抗６５と６６の抵抗値をそれぞ
れＲ１，Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ３は Ｇ３＝（Ｒ２・Ｆ３＋Ｒ１・Ｆ１）／（Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．９・Ｆ３＋０．１・Ｆ１ ……（８） となる。また、合成比可変器３５の出力信号Ｍが″Ｈ″
の時には、アナログスイッチ７６は閉じる。このときの
合成信号をＧ３′とすると、抵抗６５と６６と７５によ
って決まる。抵抗７５の抵抗値をＲ３とすると、 Ｇ３′＝（Ｒ２′・Ｆ３＋Ｒ１・Ｆ１）／（Ｒ１＋Ｒ
２′） ＝０．６６７・Ｆ３＋０．３３３・Ｆ１ ……（９） となる。

さらに、第四の合成器３３ｄは第一のフィルタ器３２ａ
の出力信号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ
２と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３を合成し、
第四の合成信号Ｇ４を得ている。抵抗６７と６８と６９
の抵抗値をＲ４＝１００（ｋΩ）とするとき、合成信号
Ｇ４は Ｇ４＝（Ｆ１＋Ｆ２＋Ｆ３）／３ ……（１０） となる。

第一の比較器３４ａは第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ
１と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ４を比較して、そ
の大小関係に応じたディジタル信号Ｄ１を得ている。す
なわち、Ｇ１＞Ｇ４のときにはＤ１＝″Ｌ″（低電位）
であり、Ｇ１＜Ｇ４のときにはＤ１＝″Ｈ″（高電位）
となる。同様に、第二の比較器３４ｂは第二の合成器３
３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ
４を比較して、その大小関係に応じたディジタル信号Ｄ
２を得ている。すなわち、Ｇ２＞Ｇ４のときにはＤ２
＝″Ｌ″（低電位）であり、Ｇ２＜Ｇ４のときにはＤ２
＝″Ｈ″（高電位）となる。同様に、第三の比較器３４
ｃは第三の合成器３３ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成器
３３ｄの出力信号Ｇ４を比較して、その大小関係に応じ
たディジタル信号Ｄ３を得ている。すなわち、Ｇ３＞Ｇ
４のときにはＤ３＝″Ｌ″（低電位）であり、Ｇ３＜Ｇ
４のときにはＤ３＝″Ｈ″（高電位）となる。比較器３
４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は位
置検出部１１の制御信号として切換駆動部１２に入力さ
れる。

切換駆動部１２は、起動加速器１３と選択切換器１４に
よって構成されている。起動加速器１３は、ロータ２が
停止している状態から所定速度まで起動・加速するため
のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と起動指令信号Ｈを出力
する。また、選択切換器１４は起動指令信号Ｈにもとづ
いて位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と起動
加速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のいずれか一
方を選択し、その選択された信号により第一の駆動とラ
ンジスタと第二の駆動トランジスタの切換信号Ｊ１，Ｊ
２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を作り出している。起動指
令信号Ｈが″Ｈ″の時には起動モードを表わし、起動加
速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３によって切換信
号Ｊ１〜Ｊ６が作り出されている。また、起動指令信号
Ｈが″Ｌ″の時には定常モード（ロータ２が所定速度以
上にて回転）を表わし、位置検出部１１の出力信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３によって切換信号Ｊ１〜Ｊ６が作り出さ
れている。

第４図に選択切換器１４の具体的な構成例を示す。起動
指令信号Ｈが″Ｌ″（定常モード）の時には、アンド回
路１０２，１０３，１０４は位置検出部１１の信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を出力し、アンド回路１０５，１０６，
１０７の出力は″Ｌ″となり、オア回路１１１，１１
２，１１３の出力は信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３となる。イン
バータ回路１１４，１１５，１１６とアンド回路１２
１，１２２，１２３，１２４，１２５，１２６と増幅器
１３１，１３２，１３３，１３４，１３５，１３６は、
オア回路１１１，１１２，１１３の出力Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３にもとづいて６相のパルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ
４，Ｊ５，Ｊ６を出力する。その論理式は、 Ｊ１＝Ｄ２・ＮＯＴ（Ｄ３） …… （１１Ａ） Ｊ２＝Ｄ３・ＮＯＴ（Ｄ１） …… （１１Ｂ） Ｊ３＝Ｄ１・ＮＯＴ（Ｄ２） …… （１１Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｄ２）・Ｄ３ …… （１１Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｄ３）・Ｄ１ …… （１１Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｄ１）・Ｄ２ …… （１１Ｆ） である。ここに、ＮＯＴ（Ｑ）はＱの否定を表わしてい
る。パルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６
は、それぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃ
と第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号
として供給される（なお、増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６はアイソレーション機能や
電位変換機能を有していてもよい）。

同様に、起動指令信号Ｈが″Ｈ″（起動モード）の時に
は、アンド回路１０５，１０６，１０７は起動加速器１
３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力し、アンド回路
１０２，１０３，１０４は出力は″Ｌ″となり、オア回
路１１１，１１２，１１３の出力は信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ
３となる。インバータ回路１１４，１１５，１１６とア
ンド回路１２１，１２２，１２３，１２４，１２５，１
２６と増幅器１３１，１３２，１３３，１３４，１３
５，１３６は、オア回路１１１，１１２，１１３の出力
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３にもとづいている６相のパルス信号Ｊ
１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を出力する。その論
理式は、 Ｊ１＝Ｄ２・ＮＯＴ（Ｌ３） …… （１２Ａ） Ｊ２＝Ｌ３・ＮＯＴ（Ｌ１） …… （１２Ｂ） Ｊ３＝Ｌ１・ＮＯＴ（Ｌ２） …… （１２Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｌ２）・Ｌ３ …… （１２Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｌ３）・Ｌ１ …… （１２Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｌ１）・Ｌ２ …… （１２Ｆ） となる。

次に、全体の回転駆動動作について説明する。まず、ロ
ータ２が所定速度以上にて回転している場合について、
第５図の動作説明用の波形図を参照して説明する。第５
図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）はＡ端子，Ｂ端子，
Ｃ端子の端子電圧波形であり、第一の駆動トランジスタ
と第二の駆動トランジスタの通電状態に応じて所定相の
コイル（２相分）に電流が供給されている。第５図にお
いて、 状態……駆動トランジスタ４ａと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｂに電流が供給される（Ａ端子
からＢ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ａと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｃに電流が供給される（Ａ端子
からＣ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ｃに電流が供給される（Ｂ端子
からＣ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ａに電流が供給される（Ｂ端子
からＡ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ａに電流が供給される（Ｃ端子
からＡ端子に電流が流れる）。

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ｂに電流が供給される（Ｃ端子
からＢ端子に電流が流れる）。

であり、ロータ２の１磁極対の回転に伴って電流路は
状態から状態に順次切り換えられる。その結果、３相
のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへはＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子
の順番に３相の電流が供給されている。なお、状態が移
るときに各端子にはスパイク電圧が発生し、コイルに蓄
えられていた磁気エネルギーが第一のダイオード６ａ，
６ｂ，６ｃまたは第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを
通じて直流電源１に回生される。

端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは位置検出部１１の第一のフ
ィルタ器３２ａ，第二のフィルタ器３２ｂ，第三のフィ
ルタ器３２ｃによって平滑され、第５図（ｄ），
（ｅ），（ｆ）に示すような滑らかな３相信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３が得られる。第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２は第一
の合成器３３ａにて合成され（（２）式または（５）
式）、第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と第二の
フィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３
２ｃの出力信号Ｆ３は第四の合成器３３ｄにて合成され
（（１０）式）、合成信号Ｇ１と合成信号Ｇ４が第一の
比較器３４ａにて比較される。第５図（ｇ）に信号Ｇ１
（太い実線）とＧ４（細い実線）の波形を示し、第５図
（ｈ）に第一の比較器３４ａの出力信号Ｄ１を示す。同
様に、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成
器３３ｄの出力信号Ｇ４は第二の比較器３４ｂにて比較
され、第５図（ｉ）に示す出力信号Ｄ２を得ている。同
様に、第三の合成器３３ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成
器３３ｄの出力信号Ｇ４は第三の比較器３４ｃにて比較
され、第５図（ｊ）に示す出力信号Ｄ３を得ている。第
一，第二，第三の比較器３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は３相のディジタル信号となり、
制御信号として切換駆動部１２に入力される。

定常モードでは切換駆動部１２の起動加速器１３の起動
指令信号Ｈは″Ｌ″になっているので、選択切換器１４
は位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３にもとづ
いて、（１１Ａ）式〜（１１Ｆ）式の信号Ｊ１，Ｊ２，
Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を発生する。第５図（ｋ），
（ｌ），（ｍ），（ｎ），（ｏ），（ｐ）にその波形を
示すように、Ｊ１〜Ｊ６は６相のパルス信号になってい
る。切換駆動部１２の信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３はそれぞれ
第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃの切換信号と
して供給され、信号Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６はそれぞれ第二の
駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号として供
給される。従って、 状態……Ｊ１とＪ５のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ１とＪ６のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ２とＪ６のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ２とＪ４のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ３とＪ４のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ３とＪ５のみが″Ｈ″ となり、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃと第
一の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃは前述の状態
から状態（第５図の上部参照）の電流路の切換動作を
行なう。その結果、ロータ２は所定方向に持続的に回転
駆動される。

次に、ロータ２が停止状態から起動・加速される動作
（起動モード）について説明する。切換駆動部１２の起
動加速器１３は、起動指令信号Ｈを″Ｈ″にし、かつ、
低周波の３相のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力す
る。選択切換器１４はパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３にも
とづいて、（１２Ａ）式〜（１２Ｆ）式による６相のパ
ルス信号Ｊ１〜Ｊ６を出力し、第一の駆動トランジスタ
４ａ，４ｂ，４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５
ｂ，５ｃを前述の状態〜状態に順次切り換えてい
く。その結果、ロータ２はステッピングモータもしくは
低周波の同期モータのように起動・加速される。また、
起動加速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の周波数
を徐々に高くすることによって、ロータ２は所定の回転
速度まで加速される。ロータ２が所定の回転速度まで加
速されると、起動加速器１３の起動指令信号Ｈは″Ｌ″
に変わり（起動モードから定常モードに移行）、位置検
出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によって第一の駆
動トランジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信
号Ｊ１〜Ｊ６が作り出される（起動加速器１３がロータ
２の回転速度を検出し、所定速度以上になると起動指令
信号Ｈを″Ｌ″にするように構成し、起動加速動作を安
定確実にするようにしてもよい）。

本実施例に示すように、コイル３ａ，３ｂ，３ｃに生じ
る逆起電圧をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の端子電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃによって検出し、その検出電圧に応じて第一
の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタの通電状
態を切り換えれば、特別な位置検出素子をもちいること
なく、良好な電流路の切換動作を実現できる。特にＡ端
子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有す
る第一のフィルタ器３２ａと、Ｂ端子の端子電圧を平滑
する実質的に１次の積分特性を有する第二のフィルタ器
３２ｂと、Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の
積分特性を有する第三のフィルタ器３２ｃと、第一のフ
ィルタ器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂの
出力信号を合成する第一の合成器３３ａと、第二のフィ
ルタ器３２ｂの出力信号と第三のフィルタ器３２ｃの出
力信号を合成する第二の合成器３３ｂと、第三のフィル
タ器３２ｃの出力信号と第一のフィルタ器３２ａの出力
信号を合成する第三の合成器３３ｃと、第一のフィルタ
器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂの出力信
号と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号を合成する第四
の合成器３３ｄと、第一の合成器３３ａの出力する信号
と第四の合成器３３ｄの出力信号を実質的に比較して第
一のディジタル信号を作り出す第一の比較器３４ａと、
第二の合成器３３ｂの出力信号と第四の合成器３３ｄの
出力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号を作
り出す第二の比較器３４ｂと、第三の合成器３３ｃの出
力信号と第四の合成器３３ｄの出力信号を実質的に比較
して第三のディジタル信号を作り出す第二の比較器３４
ｃによって、位置検出部１１を構成するならば、簡単な
構成にて正確な位置検出動作を行なうことができる。

これについて、さらに詳しく説明する。直流電源１の電
圧値を変えることによって、本実施例のブラシレス直流
モータの回転速度を可変速制御することができる。この
ような場合には、モータの回転速度を変えた時に端子電
圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの最大値が変化するようになり、フ
ィルタ器の出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に直流電位の変化
が生じる。従って、たとえば、信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３と
基準の直流電圧を比較して電流路を切り換えるようにす
ると、比較器の出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の変化点が理
想的な電流路の切換位置（最大の加速トルクが得られる
切換位置）より大幅にずれてしまう。その結果、モータ
の回転駆動動作が乱され、正常な回転ができなくなる。

このような問題に対して本実施例の構成では、直流電源
１の電圧値を変えた場合でもフィルタ器３２ａ，３２
ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の直流電位がす
べて同じように変化する。それに伴って、合成器３３
ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄの出力信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３，Ｇ４の直流電位も同じように変化する。従って、比
較器３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３は直流電源１の電圧値の変化に無関係になり、正確な
位置検出信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を得ることができる。

さらに、本実施例のブラシレス直流モータには次のよう
な利点もある。第５図（ａ），（ｂ），（ｃ）に示した
ように、電流路の切り換え時点において端子電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃにはするどいスパイク電圧が発生する。この
スパイク電圧により、フィルム器３２ａ，３２ｂ，３２
ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の位相は進み方向（逆起
電圧に対して）に移動する。従って、たとえば、信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３のゼロクロス点（基準の直流電圧値とな
る点）において電流路を切り換えるようにすると、切り
換えのタイミングがすべて進んでしまう。特に、負荷ト
ルクが大きくなったときに位置検出の進みが大きくな
り、モータが脱調して停止するという致命的な問題をひ
きおこしていた。これは、次のような動作メカニズムに
よって引き起こされていることがわかった。すなわち、
負荷トルクが大きくなると、それに伴って電流が大きく
なり、コイルに蓄えられる磁気エネルギーも大きくな
り、電流路の切換時点におけるスパイク電圧の幅が太く
なる。スパイク電圧の幅が太くなるとフィルタ器の出力
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の位相が進み、信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３のゼロクロス点の位相も進んでいく。信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３のゼロクロス点において、電流路を切り換えて
いるので、電流路の切換時点も進むようになり、端子電
圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに現われる電流による電圧降下やス
パイク電圧が進むようになる。すなわち、コイルの端子
電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ（電流による電圧降下とスパイク
電圧）のみ−−−フイルタ器の出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３の進み−−−位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３のみ−−−切換駆動器１２の切換信号Ｊ１〜Ｊ６の
進み−−−電流路の切り換えの進み−−−Ｖａ，Ｖｂ，
Ｖｃの進み、という正帰還ループが形成されており、負
荷トルクの大きいときには上記の正帰還ループの影響が
大きくなり、位置検出動作や回転駆動動作が不安定にな
り、脱調することがわかった。

本実施例では、電流検出部１０の出力信号Ｋにより位置
検出部１１の制御信号作成器３１の動作を切り換えるこ
とによって、上記の不安定現象を生じないようにしてい
る。次に、これについて第６図の動作説明用の波形図を
参照して更に詳しく説明する。コイル３ａ，３ｂ，３ｃ
への供給電流が少ないときには電流検出部１０の出力信
号Ｋも小さく、制御信号作成器３１の合成比可変器３５
の出力信号Ｍは″Ｌ″になっている。従って、アナログ
スイッチ７２，７４，７６は開いており、合成器３３
ａ，３３ｂ，３３ｃは（２），（６），（８）式によっ
て表わせる合成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。比較
器３４ａ，３４ｂ，３４ｃはそれぞれ合成信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３と第四の合成器３３ｄの合成信号Ｇ４を比較し
て、３相の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。一
方、コイル３ａ，３ｂ，３ｃへの供給電流が大きくなる
と電流検出部１０の出力信号Ｋも大きくなり、制御信号
作成器３１の合成比可変器３５の出力信号Ｍは″Ｈ″に
変わる。従って、アナログスイッチ７２，７４，７６が
閉じて、合成器３３ａ，３３ｂ，３３ｃは（５），
（７），（９）式によって表わせる合成信号Ｇ１′，Ｇ
２′，Ｇ３′を出力する。比較器３４ａ，３４ｂ，３４
ｃはそれぞれ合成信号Ｇ１′，Ｇ２′，Ｇ３′と第四の
合成器３３ｄの合成信号Ｇ４を比較して、３相の制御信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。

第６図（ａ）に第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１，Ｇ
１′と第四の合成器３３ｄの合成信号Ｇ４の波形を示
し、第６図（ｂ）に第一の比較器３４ａの出力信号Ｄ１
の波形を示す。第６図（ｂ）の実線はＧ１とＧ４を比較
して得られる信号Ｄ１であり、破線はＧ１′とＧ４を比
較して得られる信号Ｄ１である。第６図により、コイル
への供給電流が多い時の制御信号Ｄ１（破線）は供給電
流の少ない時よりも遅れた位相でディジタル的に変化す
ることがわかる。他の制御信号Ｄ２，Ｄ３についても同
様に位相が遅れる。すなわち、コイルへの供給電流が所
定の値よりも大きくなると、電流検出部１０の出力信号
Ｋに応動して制御信号作成器３１の動作が変わり、フィ
ルタの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３から制御信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３への変換位相が遅らされている（コイルへの供
給電流が所定値よりも少ない時に比較して）。その結
果、上述のスパイク電圧による位相の進み分がかなり補
償され、本実施例のブラシレス直流モータの位置検出動
作および回転駆動動作は負荷トルクが大きくなっても不
安定にならない。

このような制御信号作成器３１の変換位相を遅らせる動
作は、電流検出部１０の出力信号Ｋに応動して合成器３
８の合成比を変化させる合成比可変器３５によって、コ
イルへの供給電流が多いときには供給電流が少ない時に
比較して、第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１における
第二のフィルタ器３３ｂの出力信号Ｆ２の合成比率を大
きくし、かつ、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２にお
ける第三のフィルタ器３３ｃの出力信号Ｆ３の合成比率
を大きくし、かつ、第三の合成器３３ｃの出力信号Ｇ３
における第一のフィルタ器３３ａの出力信号１の合成比
率を大きくすることによって、容易に実現できる。

さらに、本実施例では、コイルへの供給電流が少ない場
合においても、第一の合成器３３ａと第一の合成器３３
ｂと第一の合成器３３ｃの合成比率を適当に選ぶことに
よってスパイク電圧による位相の進み分をあらかじめ補
償している。たとえば、第一の合成器３３ａの第一の出
力信号Ｇ１は第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と
第一のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２を９：１の合成
比率で含んでいる。その結果、第５図（ｇ），（ｈ）に
示すように、第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１（太い
実線）は第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１（破
線）よりも１０度程度遅れ（信号Ｆ１の１周期を３６０
度とする）、第一のディジタル信号Ｄ１の変化点も遅れ
る（逆起電圧に対して）ようになる。

同様に、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２は第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２よりも１０度程度遅れた
信号となり、第二のディジタル信号Ｄ２の変化点も遅れ
るようになる。同様に、第三の合成器３３ｃの出力信号
Ｇ３は第三のフィルム器３２ｃの出力信号Ｆ３よりも１
０度程度遅れた信号となり、第三のディジタル信号Ｄ３
の変化点も遅れるようになる。信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が
遅れると切換信号Ｊ１〜Ｊ６も遅れるので、スパイク電
圧による位相の進み分がある程度補償され、電流路の切
換位相は理想的な切換位相にほぼ等しくなる。

このように、本実施例では、コイルへの供給電流が少な
い場合でも、第一の合成器３３ａと第一の合成器３３ｂ
と第一の合成器３３ｃの合成比率を適当に選ぶことによ
って、合成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をフィルタ器３２ａ，
３２ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３よりも所定
位相（５度から２５度の間）遅らせることが簡単にで
き、電流路の切換位相は理想的な切換位相にほぼ等しく
なる。また、コイルへの供給電流が多い場合には、合成
比可変器３５の動作によって第一の合成器３３ａと第一
の合成器３３ｂと第一の合成器３３ｃの合成比率を変化
させ、所定位相（１０度から４０度の間）遅らせるなら
ば、確実な起動加速動作を行なわせることができる。本
実施例では、合成比率を２：１（供給電流が多い場合）
にすることによって（供給電流が少ない場合の合成比率
は９：１）、３０度程度遅らせている。

なお、第１図の合成器３３ａ，３３ｂ，３３ｃの抵抗６
２，６４，６６無くしてもよい（Ｒ２≫Ｒ１）。

また、前述の位置検出部１１の構成は第１図の構成に限
定されるものではなく、たとえば、第７図に示す構成の
位置検出部１１を使用してもよい。第７図では、第一の
フィルム器３２ａ，第二のフィルム器３２ｂ，第三のフ
ィルム器３２ｃをそれぞれ微分回路２００ａ，２００
ｂ，２００ｃと積分回路３９ａ，３９ｂ，３９ｃとバッ
ファ回路４５，４８，５１の直列接続によって構成して
いる。微分回路２００ａ，２００ｂ，２００ｃは単に直
流分を除去するものであり、十分に低い周波数にて微分
作用を行なうようになされている。すなわち、位置検出
部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によって電流路の切り換
え動作を行なう場合にＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子に生じる
端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの周波数範囲において、コン
デンさ２０１，２０３，２０５は実質的に短絡状態にな
っている。従って、位置検出部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３を利用するような周波数範囲におい、フィルタ器３
２ａ，３２ｂ，３２ｃは実質的に１次の積分特性を有す
るフィルタになっている。

また、制御信号作成器３１の第一の合成器３３ａは固定
抵抗６１と可変抵抗２２５ａによって構成され、第二の
合成器３３ｂは固定抵抗６３と可変抵抗２２５ｂによっ
て構成され、第三の合成器３３ｃは固定抵抗６５と可変
抵抗２２５ｃによって構成され、合成比可変器３５は回
転角制御器２２３と制御モータ２２４と基準の電圧源２
２１と抵抗２２２と可変抵抗２２５ｄによって構成され
ている。合成比可変器３５の可変抵抗２２５ｄを回転駆
動する制御モータ２２４は電流検出部１０の出力信号Ｋ
に比例した回転角になるように制御されている。すなわ
ち、信号Ｋが大きくなると、制御モータ２２４の回転角
も大きくなり、可変抵抗２２５ｄの抵抗値を大きくし
て、回転角制御器２２３の反転入力端子の電圧が信号Ｋ
と等しくなる位置で制御モータ２２４は停止する。制御
モータ２２４は、合成器３３ａ，３３ｂ，３３ｃの可変
抵抗２２５ａ，２２５ｂ，２２５ｃの回転軸にも直結さ
れており、信号Ｋが大きくなると可変抵抗２２５ａ，２
２５ｂ，２２５ｃの抵抗値は小さくなるようにされてい
る。

これにより、電流検出部１０の出力信号Ｋに応じて合成
器３３ａ，３３ｂ，３３ｃの合成比が変化し、コイルへ
の供給電流が多くなると供給電流の少ないときに比較し
て、第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１における第二の
フィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２の合成比率を大きく
し、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２における第三の
フィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３の合成比率を大きく
し、第三の合成器３３ａの出力信号Ｇ３における第一の
フィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１の合成比率を大きくし
ている。その結果、コイルへの供給電流に応じた最適の
制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を比較器３４ａ，３４ｂ，３
４ｃの出力として得ることができる。

前述の実施例では、第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃに並列に第一のダイオード６ａ，６ｂ，６ｃを
接続し、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃに並
列に第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを接続している
が、これらの第一のダイオードや第二のダイオードをＮ
チャンネルの縦形パワーＭＯＳ電界効果トランジスタの
ドレインとソース間に存在する寄生ダイオードによって
代用してもよい。このような場合においても本発明に含
まれることは言うまでもない。また、第一の駆動トラン
ジスタまたは第二の駆動トランジスタのいずれか一方も
しくは両方をバイポーラ形のトランジスタに置き換えて
もよい。

また、前述の実施例の切換駆動部１２の起動加速器１３
や選択切換器１４の論理をマイクロコンピュータによっ
て実現してもよく、本発明に含まれることは言うまでも
ない。また、前述の実施例では３相のコイルを星形に結
線したが、デルタに結線してもよい。

さらに、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆動トラ
ンジスタのいずれか一方もしくは両方をパルス幅変調信
号によって高周波スイッチング動作させることによって
モータの回転速度を可変速制御するようにしてもよい。
その他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能で
ある。

発明の効果 本発明は、３相のコイルへの電流の入出力端子にあらわ
れる端子電圧を利用して位置検出を行なわせることによ
り、特別な位置検出素子を１個も使用しないで、ブラシ
レス直流モータの安定な回転駆動動作を実現したもので
ある。従って、本発明にもとづいてコンプレッサ用のブ
ラシレス直流モータを構成するならば、構造の簡単な長
寿命・高信頼性のモータを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のブラシレス直流モータの位置検出部の
具体的な構成を表わす回路図、第２図は本発明の一実施
例を表わすブロック図、第３図は第２図の検出信号増幅
器の具体的な構成を表わす回路図、第４図は第２図の選
択切換器の具体的な構成を表わす回路図、第５図（ａ）
〜（ｐ）および第６図（ａ），（ｂ）は第２図の実施例
の動作を説明するための波形図、第７図は本発明の第２
の実施例の位置検出部の構成を表わす回路図、第８図は
従来のブラシレス直流モータの構成を表わすブロック図
である。 １……直流電源、２……ロータ、３ａ，３ｂ，３ｃ……
コイル、４ａ，４ｂ，４ｃ……第一の駆動トランジス
タ、５ａ，５ｂ，５ｃ……第二の駆動トランジスタ、６
ａ，６ｂ，６ｃ……第一のダイオード、７ａ，７ｂ，７
ｃ……第二のダイオード、１０……電流検出部、１１…
…位置検出部、１２……切換駆動部、１３……起動加速
器、１４……選択切換器、３１……制御信号作成器、３
２ａ……第一のフィルタ器、３２ｂ……第二のフィルタ
器、３２ｃ……第三のフィルタ器、３３ａ……第一の合
成器、３３ｂ……第二の合成器、３３ｃ……第三の合成
器、３３ｄ……第四の合成器、３４ａ……第一の比較
器、３４ｂ……第二の比較器、３４ｃ……第三の比較
器、３５……合成比可変器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】永久磁石により構成されたＮ組（Ｎは整
   数）の磁極対を有するロータと、前記ロータの界磁磁束
   と鎖交する３相のコイル群と、直流電源から前記３相の
   コイルへの電流路を形成する第一の駆動トランジスタ群
   と、前記３相のコイルから前記直流電源への電流帰路を
   形成する第二の駆動トランジスタ群と、前記第一の駆動
   トランジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列
   に存在する第一のダイオード群と、前記第二の駆動トラ
   ンジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存
   在する第二のダイオード群と、前記第３相のコイルへの
   電流の入出力端子（Ａ端子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電
   圧を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、前記
   位置検出手段の制御信号にもとづいて前記第一の駆動ト
   ランジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信号を
   出力し、前記コイルへの電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子
   の順番に切り換えて通電させる切換駆動手段と、前記コ
   イルへの供給電流を検出する電流検出手段とを具備し、
   前記位置検出手段は、前記Ａ端子の端子電圧を平滑する
   実質的に１次の積分特性を有する第一のフィルタ手段
   と、前記Ｂ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積
   分特性を有する第二のフィルタ手段と、前記Ｃ端子の端
   子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第三
   のフィルタ手段と、前記第一のフィルタ手段の出力信号
   と前記第二のフィルタ手段の出力信号を合成する第一の
   合成手段と、前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記
   第三のフィルタ手段の出力信号を合成する第二の合成手
   段と、前記第三のフィルタ手段の出力信号と前記第一の
   フィルタ手段の出力信号を合成する第三の合成手段と、
   前記第一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィル
   タ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出力信号
   を合成する第四の合成手段と、前記第一の合成手段の出
   力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
   して第一のディジタル信号を作り出す第一の比較手段
   と、前記第二の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
   段の出力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号
   を作り出す第二の比較手段と、前記第三の合成手段の出
   力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
   して第三のディジタル信号を作り出す第三の比較手段
   と、前記電流検出手段の出力信号に応動して前記第一の
   合成手段と第二の合成手段と第三の合成手段における合
   成比を変化させる合成比可変手段とを含んで構成され、
   前記コイルへの供給電流が多いときには供給電流が少な
   い時に比較して、前記第一の合成手段の出力信号におけ
   る前記第二のフィルタ手段の出力信号の合成比率を大き
   くし、かつ、前記第二の合成手段の出力信号における前
   記第三のフィルタ手段の出力信号の合成比率を大きく
   し、かつ、前記第三の合成手段の出力信号における前記
   第一のフィルタ手段の出力信号の合成比率を大きくし、
   さらに、前記第一の比較手段と第二の比較手段と第三の
   比較手段の出力ディジタル信号を前記位置検出信号の制
   御信号として出力し、第一の駆動トランジスタと第二の
   駆動トランジスタの通電状態を切換制御することを特徴
   とするブラシレス直流モータ。
2. 【請求項２】コイルへの供給電流が多いときには、第一
   の合成手段と第二の合成手段と第三の合成手段における
   合成比率を選定することにより、前記第一の合成手段の
   出力信号を第一のフィルタ手段の出力信号に対して所定
   位相（１０度から４０度の間）遅らせ、前記第二の合成
   手段の出力信号を前記第二のフィルタ手段の出力信号に
   対して前記所定位相遅らせ、前記第三の合成手段の出力
   信号を第三のフィルタ手段の出力信号に対して前記所定
   位相遅らせたことを特徴とする特許請求の範囲第（１）
   項に記載のブラシレス直流モータ。