JPH0536407Y2 - - Google Patents
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- JPH0536407Y2 JPH0536407Y2 JP1989101674U JP10167489U JPH0536407Y2 JP H0536407 Y2 JPH0536407 Y2 JP H0536407Y2 JP 1989101674 U JP1989101674 U JP 1989101674U JP 10167489 U JP10167489 U JP 10167489U JP H0536407 Y2 JPH0536407 Y2 JP H0536407Y2
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- JP
- Japan
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- doppler
- output
- gain control
- amplitude
- automatic gain
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Description
【考案の詳細な説明】
考案の技術分野
本考案は超音波パルスドプラ血流計に関し、特
にその受信回路の特性制御に関する。
にその受信回路の特性制御に関する。
技術の背景
超音波パルスを生体組織に当てて血球からの反
射波を受信し、血流速、その分布等を計測する超
音波パルスドプラ血流計は注目される医療機器の
１つであるが、現在のものは手動操作による調理
個所が多く、使い易いものと言い難い。
射波を受信し、血流速、その分布等を計測する超
音波パルスドプラ血流計は注目される医療機器の
１つであるが、現在のものは手動操作による調理
個所が多く、使い易いものと言い難い。
従来技術と問題点
第１図は従来の超音波パルスドプラ血流計のブ
ロツク図で、１は基準発振器、２はその出力を分
周して送信タイミング信号を発生する送信タイミ
ング発生器、３はパルス状またはバースト波状の
送信信号を発生する送信増幅器、４は該送信信号
に応じた超音波を生体に向けて発信し、且つ該生
体からの反射波を受信するトランスジユーサ（超
音波探触子）、５は該トランスジユーサによる受
信反射波信号を増幅する受信増幅器、６および７
はリアル（Ｒ）およびイマジナル（Ｉ）両ドプラ
成分の検出器である。これらの検出器６，７は基
準発振器１からの90°異なるcos，sin信号を受け
て直交検波を行なうミキサ６１，７１、その出力
のローパスフイルタ（LPF）６２，７２、サン
プルホールド回路（Ｓ／Ｈ）６３，７３からな
り、検出器６は所定の深度（探触子からの反射波
を生じた位置までの距離）のドプラ信号の実数分
を、また検出器７は同虚数成分を検出する。８お
よび９は検出器６，７の出力のうち心臓壁等によ
る低周波のドプラ成分を除去するハイパスフイル
タ（HPF）、１０はAD変換器およびデジタルプ
ロセツサなどを備えて両フイルタの出力（血流速
を示すドプラ成分）に高速フーリエ変換（FET）
等を施して周波数分析するドプラ解析部、１１は
その結果を表示する表示部、１２はポジシヨン指
定信号および送信タイミング発生器２の出力から
サンプルホールド回路６３，７３に対するサンプ
ルパルスを発生する発生器である。上述のように
基準発振器１からミキサ６１，７１に対しては
90°位相のずれたcosおよびsinの参照波が与えら
れるので検出器６，７により直交検波が行われ
る。受信増幅器５の利得は操作パネルに設けられ
たゲインコントロール用の可変抵抗１３により調
整される。
ロツク図で、１は基準発振器、２はその出力を分
周して送信タイミング信号を発生する送信タイミ
ング発生器、３はパルス状またはバースト波状の
送信信号を発生する送信増幅器、４は該送信信号
に応じた超音波を生体に向けて発信し、且つ該生
体からの反射波を受信するトランスジユーサ（超
音波探触子）、５は該トランスジユーサによる受
信反射波信号を増幅する受信増幅器、６および７
はリアル（Ｒ）およびイマジナル（Ｉ）両ドプラ
成分の検出器である。これらの検出器６，７は基
準発振器１からの90°異なるcos，sin信号を受け
て直交検波を行なうミキサ６１，７１、その出力
のローパスフイルタ（LPF）６２，７２、サン
プルホールド回路（Ｓ／Ｈ）６３，７３からな
り、検出器６は所定の深度（探触子からの反射波
を生じた位置までの距離）のドプラ信号の実数分
を、また検出器７は同虚数成分を検出する。８お
よび９は検出器６，７の出力のうち心臓壁等によ
る低周波のドプラ成分を除去するハイパスフイル
タ（HPF）、１０はAD変換器およびデジタルプ
ロセツサなどを備えて両フイルタの出力（血流速
を示すドプラ成分）に高速フーリエ変換（FET）
等を施して周波数分析するドプラ解析部、１１は
その結果を表示する表示部、１２はポジシヨン指
定信号および送信タイミング発生器２の出力から
サンプルホールド回路６３，７３に対するサンプ
ルパルスを発生する発生器である。上述のように
基準発振器１からミキサ６１，７１に対しては
90°位相のずれたcosおよびsinの参照波が与えら
れるので検出器６，７により直交検波が行われ
る。受信増幅器５の利得は操作パネルに設けられ
たゲインコントロール用の可変抵抗１３により調
整される。
この種のドプラ血流計ではHPF８，９の入力
レベルに上限（±10Vぐらい）があるので、ドプ
ラ信号に心臓壁の運動などによる低周波成分が多
い場合HPFの出力レベルは少なくなり、次段の
ドプラ解析器１０の精度を良くしておかなければ
満足な解析結果を得られない。しかし、このよう
にしても、(1)表示部１１の輝度を調整しなければ
ならない、(2)血流速に応じてHPF８，９のカツ
ト周波数を変えなければならない、(3)受信増幅器
５のゲインも受信波レベルに応じて変えなければ
ならない、等の問題は残る。
レベルに上限（±10Vぐらい）があるので、ドプ
ラ信号に心臓壁の運動などによる低周波成分が多
い場合HPFの出力レベルは少なくなり、次段の
ドプラ解析器１０の精度を良くしておかなければ
満足な解析結果を得られない。しかし、このよう
にしても、(1)表示部１１の輝度を調整しなければ
ならない、(2)血流速に応じてHPF８，９のカツ
ト周波数を変えなければならない、(3)受信増幅器
５のゲインも受信波レベルに応じて変えなければ
ならない、等の問題は残る。
考案の目的
本考案は、受信増幅器５をAGC型とし、HPF
の後に振幅一定化回路を付加することにより、増
幅器利得の人手による調整、フイルタの遮断周波
数の選択などの上述した問題点を緩和し、受信増
幅器の後段回路の性能を充分に発揮させ、ドプラ
解析器の解析精度を充分に利用しようとするもの
である。
の後に振幅一定化回路を付加することにより、増
幅器利得の人手による調整、フイルタの遮断周波
数の選択などの上述した問題点を緩和し、受信増
幅器の後段回路の性能を充分に発揮させ、ドプラ
解析器の解析精度を充分に利用しようとするもの
である。
考案の構成
本考案の超音波パルスドプラ血流計は、所定の
繰り返し周期で生体組織に対し超音波の送受波を
行う超音波探触子と、この超音波探触子により得
られた反射超音波信号を増幅し、所定深度からの
反射波の振幅を略一定とする自動利得制御型受信
増幅器と、この自動利得制御型受信増幅器の出力
と参照波を混合して所定深度のドプラ信号を得る
ドプラ検出器と、該ドプラ信号の低周波成分をカ
ツトするハイパスフイルタと、該ハイパスフイル
タの出力の振幅をほぼ一定化する自動利得制御回
路と、該自動利得制御回路の出力を解析するドプ
ラ解析器と、該解析器の解析結果を表示する表示
部を有する事を特徴とするが、以下図示の実施例
を参照しながらこれを詳細に説明する。
繰り返し周期で生体組織に対し超音波の送受波を
行う超音波探触子と、この超音波探触子により得
られた反射超音波信号を増幅し、所定深度からの
反射波の振幅を略一定とする自動利得制御型受信
増幅器と、この自動利得制御型受信増幅器の出力
と参照波を混合して所定深度のドプラ信号を得る
ドプラ検出器と、該ドプラ信号の低周波成分をカ
ツトするハイパスフイルタと、該ハイパスフイル
タの出力の振幅をほぼ一定化する自動利得制御回
路と、該自動利得制御回路の出力を解析するドプ
ラ解析器と、該解析器の解析結果を表示する表示
部を有する事を特徴とするが、以下図示の実施例
を参照しながらこれを詳細に説明する。
考案の実施例
第２図は本考案の実施例の一要部の説明図で、
第１図の−部に挿入する振幅一定化回路（自
動利得制御回路）２０の概略図である。２１は
HPFの出力Ｒを一方の入力とする掛算器、２２
はHPF９の出力Ｉを一方の入力とする掛算器、
２３はこれらの掛算器２１，２２にHPF８，９
の出力振幅に応じた乗数を与える積分器、２４は
HPF８，９の出力レベルがほぼ同じであること
を利用して（制御したいのは√2＋2＝一定で
あるので、本来ならＲ，Ｘを検出しなければなら
ないが）その一方本例ではHPF８の出力振幅を
検出する全波または半波の検波器、２５は所望レ
ベルを指定するレベル設定器であり、これらの検
波器２４およびレベル設定器２５の差を積分器２
３で積分させ、その結果を可変利得増幅器である
掛算器２１に利得制御信号として入力すること
で、ドプラ解析器１０に与える信号Ｒ，Ｉの平均
値√2＋2を一定にする（例えば5Vp-pにする）。
第１図の−部に挿入する振幅一定化回路（自
動利得制御回路）２０の概略図である。２１は
HPFの出力Ｒを一方の入力とする掛算器、２２
はHPF９の出力Ｉを一方の入力とする掛算器、
２３はこれらの掛算器２１，２２にHPF８，９
の出力振幅に応じた乗数を与える積分器、２４は
HPF８，９の出力レベルがほぼ同じであること
を利用して（制御したいのは√2＋2＝一定で
あるので、本来ならＲ，Ｘを検出しなければなら
ないが）その一方本例ではHPF８の出力振幅を
検出する全波または半波の検波器、２５は所望レ
ベルを指定するレベル設定器であり、これらの検
波器２４およびレベル設定器２５の差を積分器２
３で積分させ、その結果を可変利得増幅器である
掛算器２１に利得制御信号として入力すること
で、ドプラ解析器１０に与える信号Ｒ，Ｉの平均
値√2＋2を一定にする（例えば5Vp-pにする）。
第３図は具体例で、掛算器２１は集積回路AD
５３４と抵抗R1，R2からなる。掛算器２２も同
じ構成であるが、図面では省略してある。ダイオ
ードD1と抵抗R3は半波の検波器２４を構成する。
抵抗R4，R5およびレベル設定用の可変抵抗VR1
は加算回路を構成し、その差が積分器２３の入力
となる。積分器２３はオペアンプOP1を中心に抵
抗R6〜R8、ダイオードD2，D3、コンデンサC1で
構成される。このうち時定数C1R4で帰還ゲイン
およびレベル調整応答速度が決定される。この時
定数は１回のドプラ解析時間（焼く30msec）程
度が適当である。ダイオードD2はオペアンプOP1
の出力が負になるのを防止する。ダイオードD3
はダイオードD2による0.7V程度の電圧ギヤツプ
を補正するためにオペアンプOPの正（基準）側
入力に接続されたものである。抵抗R7，R8はオ
ペアンプOPの出力の最大値（±15V電源を使用
すると12V程度）を掛算器２１の入力に適した値
に抵抗分割するためのものである。例えばAD５
３４の入力限界が10VであればR7，R8で10/12に
抵抗分割する。尚、掛算器２１の抵抗R1，R2は
最大増幅度を設定するためのもので、AD５３４
では次式の関係である。
５３４と抵抗R1，R2からなる。掛算器２２も同
じ構成であるが、図面では省略してある。ダイオ
ードD1と抵抗R3は半波の検波器２４を構成する。
抵抗R4，R5およびレベル設定用の可変抵抗VR1
は加算回路を構成し、その差が積分器２３の入力
となる。積分器２３はオペアンプOP1を中心に抵
抗R6〜R8、ダイオードD2，D3、コンデンサC1で
構成される。このうち時定数C1R4で帰還ゲイン
およびレベル調整応答速度が決定される。この時
定数は１回のドプラ解析時間（焼く30msec）程
度が適当である。ダイオードD2はオペアンプOP1
の出力が負になるのを防止する。ダイオードD3
はダイオードD2による0.7V程度の電圧ギヤツプ
を補正するためにオペアンプOPの正（基準）側
入力に接続されたものである。抵抗R7，R8はオ
ペアンプOPの出力の最大値（±15V電源を使用
すると12V程度）を掛算器２１の入力に適した値
に抵抗分割するためのものである。例えばAD５
３４の入力限界が10VであればR7，R8で10/12に
抵抗分割する。尚、掛算器２１の抵抗R1，R2は
最大増幅度を設定するためのもので、AD５３４
では次式の関係である。
最大増幅度＝R1＋R2／R2
上述した振幅一定化回路２０を第１図−間
に挿入することによる利点は２つある。第１は
HPF８，９までのゲインコントロールが不充分
でもドプラ解析器１０の入力振幅が一定化される
ので、該解析器入力段のＡ／Ｄコンバータ、或い
はその後段のデジタルプロセツサ等のダイナミツ
クレンジを充分に活用できる点である。これによ
り表示器１１の輝度調整も不要になる。第２はフ
イルタのカツト周波数が自動的に変るため、カツ
ト周波数選択信号の調整を頻繁に行なう必要がな
くなる点である。第４図はこれを説明する周波数
特性図で、HPF８，９の入力が±10Vの時の伝
達特性が実線の場合、振幅一定化回路２０の出力
端までの伝達特性は破線のごとくなる。則ち
HPFの伝達特性が実線で示され、低周波では出
力レベルが下がると振幅一定化回路の利得は鎖線
で示すように増大し、最大値で一定になる。従つ
て綜合特性は破線で示すように低周波域へ伸び
る。これは単一周波数の場合である。血流による
高周波成分と心臓壁による低周波成分が混在する
場合は次の如くなる。即血流速が大で、ドプラ周
波数で表わして400Hzなどの値にあるときはHPF
の出力レベルは高いので振幅一定化回路は振幅増
大に向かつて動作せず、従つて綜合特性も第４図
実線であつて、心臓壁の運動による100Hz程度の
成分は有効に抑止される。これに対して血流速が
小で100Hzなどであるとこの場合の心臓壁の運動
も遅くてドプラ周波数は30Hzなどとなるが、いず
れにしてもHPFの遮断周波数以下になるので
HPFの出力レベルは小であり、振幅一定化回路
は動作を開始して綜合特性を鎖線のようにする。
従つて100Hzの血流に対しては充分な利得があり、
30Hzの心臓壁に対しては利得は殆んどなく、この
場合の血流成分と心臓壁成分つまり信号と雑音と
の分離が可能になる。こうして本回路によれば血
流が低速の場合フイルタのカツト周波数は自動的
に下がり、逆に血流が高速の場合カツト周波数は
自動的に上がり、心臓等の低周波はカツトされ
る。HPFの特性をこのように変えないと、血流
が低速になるとカツトされてしまつて、得られる
のはノイズだけということになる。これを避ける
には従来のようにfcを手動調整すればよいが、本
考案によればこれを自動化することができ、かつ
振幅調整なので後段回路つまりドプラ解析部のダ
イナミツクレンジを充分活用できるという利点が
得られる。
に挿入することによる利点は２つある。第１は
HPF８，９までのゲインコントロールが不充分
でもドプラ解析器１０の入力振幅が一定化される
ので、該解析器入力段のＡ／Ｄコンバータ、或い
はその後段のデジタルプロセツサ等のダイナミツ
クレンジを充分に活用できる点である。これによ
り表示器１１の輝度調整も不要になる。第２はフ
イルタのカツト周波数が自動的に変るため、カツ
ト周波数選択信号の調整を頻繁に行なう必要がな
くなる点である。第４図はこれを説明する周波数
特性図で、HPF８，９の入力が±10Vの時の伝
達特性が実線の場合、振幅一定化回路２０の出力
端までの伝達特性は破線のごとくなる。則ち
HPFの伝達特性が実線で示され、低周波では出
力レベルが下がると振幅一定化回路の利得は鎖線
で示すように増大し、最大値で一定になる。従つ
て綜合特性は破線で示すように低周波域へ伸び
る。これは単一周波数の場合である。血流による
高周波成分と心臓壁による低周波成分が混在する
場合は次の如くなる。即血流速が大で、ドプラ周
波数で表わして400Hzなどの値にあるときはHPF
の出力レベルは高いので振幅一定化回路は振幅増
大に向かつて動作せず、従つて綜合特性も第４図
実線であつて、心臓壁の運動による100Hz程度の
成分は有効に抑止される。これに対して血流速が
小で100Hzなどであるとこの場合の心臓壁の運動
も遅くてドプラ周波数は30Hzなどとなるが、いず
れにしてもHPFの遮断周波数以下になるので
HPFの出力レベルは小であり、振幅一定化回路
は動作を開始して綜合特性を鎖線のようにする。
従つて100Hzの血流に対しては充分な利得があり、
30Hzの心臓壁に対しては利得は殆んどなく、この
場合の血流成分と心臓壁成分つまり信号と雑音と
の分離が可能になる。こうして本回路によれば血
流が低速の場合フイルタのカツト周波数は自動的
に下がり、逆に血流が高速の場合カツト周波数は
自動的に上がり、心臓等の低周波はカツトされ
る。HPFの特性をこのように変えないと、血流
が低速になるとカツトされてしまつて、得られる
のはノイズだけということになる。これを避ける
には従来のようにfcを手動調整すればよいが、本
考案によればこれを自動化することができ、かつ
振幅調整なので後段回路つまりドプラ解析部のダ
イナミツクレンジを充分活用できるという利点が
得られる。
上述した振幅一定化回路２０の効果が最大限に
発揮され高精度なドプラ解析が行なわれるのは、
ドプラ検出器６，７の入力までに歪が生じていな
い場合である。トランスジューサの受信出力レベ
ルには大きな変動があるので、この歪を生じさせ
ないためには受信増幅器５のゲインコントロール
が必要となるが、これが第１図のようにマニユア
ルで調整される場合はその操作が非常に煩雑とな
り、また効果も不充分になる。
発揮され高精度なドプラ解析が行なわれるのは、
ドプラ検出器６，７の入力までに歪が生じていな
い場合である。トランスジューサの受信出力レベ
ルには大きな変動があるので、この歪を生じさせ
ないためには受信増幅器５のゲインコントロール
が必要となるが、これが第１図のようにマニユア
ルで調整される場合はその操作が非常に煩雑とな
り、また効果も不充分になる。
第５図はこの点を考慮した受信増幅器５の構成
例である。この受信増幅器５は、受信信号を増幅
する前置アンプ５１、−10〜＋30dBのAGアンプ
５２、プラス30dBの利得のアンプ５３を継続接
続したもので、該AGCアンフ５２の帰還経路に
はダイオードD4および抵抗R9からなる負の半波
整流用の検波器５５、可変抵抗VR2および固定抵
抗R11を含むレベル設定器５６、オペアンプOP2、
ダイオードD5、コンデンサC3、抵抗R12，R13，
R14からなる積分器５７が介在する。一般のAGC
アンプは曲線Ｋで示すように利得制御電圧VAが
高くなるほどゲインが低下するので、第３図とは
異なりダイドードD4は逆極性で接続し、且つレ
ベル設定は正の電圧で行なう。５４はサンプルゲ
ート信号によつてサンプルポジシヨンのみの信号
レベルを切り出すアナログスイツチで、該スイツ
チが端子１側（サンプルポジシヨン）にあるとき
のみAGCアンプ５２に帰還がかかり、端子２側
ではオペアンプOP2の２入力が共に接地電位とな
り、アンプ５２のゲインは固定される。レベル設
定側もアナログスイツチを通しているのはサンプ
ルゲート幅によつて出力レベルが変化しないよう
にする為である。AGCアンプ５２を中間に用い
ている理由は、(1)ノイズが大きいので、初段には
使いにくいこと、(2)DCバイアスが変わるので最
大振幅が変わることによる。この最大振幅を一定
とする為、後段にアンプ５３を入れてある。
例である。この受信増幅器５は、受信信号を増幅
する前置アンプ５１、−10〜＋30dBのAGアンプ
５２、プラス30dBの利得のアンプ５３を継続接
続したもので、該AGCアンフ５２の帰還経路に
はダイオードD4および抵抗R9からなる負の半波
整流用の検波器５５、可変抵抗VR2および固定抵
抗R11を含むレベル設定器５６、オペアンプOP2、
ダイオードD5、コンデンサC3、抵抗R12，R13，
R14からなる積分器５７が介在する。一般のAGC
アンプは曲線Ｋで示すように利得制御電圧VAが
高くなるほどゲインが低下するので、第３図とは
異なりダイドードD4は逆極性で接続し、且つレ
ベル設定は正の電圧で行なう。５４はサンプルゲ
ート信号によつてサンプルポジシヨンのみの信号
レベルを切り出すアナログスイツチで、該スイツ
チが端子１側（サンプルポジシヨン）にあるとき
のみAGCアンプ５２に帰還がかかり、端子２側
ではオペアンプOP2の２入力が共に接地電位とな
り、アンプ５２のゲインは固定される。レベル設
定側もアナログスイツチを通しているのはサンプ
ルゲート幅によつて出力レベルが変化しないよう
にする為である。AGCアンプ５２を中間に用い
ている理由は、(1)ノイズが大きいので、初段には
使いにくいこと、(2)DCバイアスが変わるので最
大振幅が変わることによる。この最大振幅を一定
とする為、後段にアンプ５３を入れてある。
ドプラ検出器６，７のサンプルホールド回路６
３、６７に代えて第６図のゲート回路を使用する
場合にも本考案は有効である。このゲート回路は
等価的にスイツチSWとローパスフイルタLPFか
らなり、該スイツチに対するゲート信号Ａ，Ｂ，
……の幅ta，tb，……を変えることでサンプルボ
リユームを変える。このようにゲート幅を変える
と出力振幅が変るが、この変動は第２図の振幅一
定化回路２０で吸収できる。このとき掛算器２
１，２２に用いる集積回路AD５３４のゲイン
を、第７図のようにゲート信号Ａ，Ｂ，Ｃで切替
えると最大増幅度が変つて更に効果的である。同
図の抵抗R20〜R22は第３図の抵抗R2に相当する
もので、R20＜R21＜R22の関係にある。この場合
ゲート幅ta，tb，……とゲインとの間には次の関
係が成り立つ。
３、６７に代えて第６図のゲート回路を使用する
場合にも本考案は有効である。このゲート回路は
等価的にスイツチSWとローパスフイルタLPFか
らなり、該スイツチに対するゲート信号Ａ，Ｂ，
……の幅ta，tb，……を変えることでサンプルボ
リユームを変える。このようにゲート幅を変える
と出力振幅が変るが、この変動は第２図の振幅一
定化回路２０で吸収できる。このとき掛算器２
１，２２に用いる集積回路AD５３４のゲイン
を、第７図のようにゲート信号Ａ，Ｂ，Ｃで切替
えると最大増幅度が変つて更に効果的である。同
図の抵抗R20〜R22は第３図の抵抗R2に相当する
もので、R20＜R21＜R22の関係にある。この場合
ゲート幅ta，tb，……とゲインとの間には次の関
係が成り立つ。
ta・R1＋R20／R20≦tb・R1＋R21／R21≦tc・
R1＋R22／R22 考案の効果 以上述べたように本考案によれば、人手による
ゲイン調整、カツト周波数調整の必要性がなくな
り、操作性が良くなる。またドプラ解析部の入力
振幅が常に十分に保たれ解析、精度が向上する利
点がある。勿論本考案でもハイパスフイルタの遮
断周波数の手動選択を行なつてもよい。自動調整
範囲はfc／２程度なので手動調整を併用するとfc
変更範囲を非常に広くすることができる。
R1＋R22／R22 考案の効果 以上述べたように本考案によれば、人手による
ゲイン調整、カツト周波数調整の必要性がなくな
り、操作性が良くなる。またドプラ解析部の入力
振幅が常に十分に保たれ解析、精度が向上する利
点がある。勿論本考案でもハイパスフイルタの遮
断周波数の手動選択を行なつてもよい。自動調整
範囲はfc／２程度なので手動調整を併用するとfc
変更範囲を非常に広くすることができる。
第１図は従来の超音波パルスドプラ血流計のブ
ロツク図、第２図は本考案の一実施例を示す振幅
一定化回路の概略図、第３図はその詳細図、第４
図は振幅一定化回路による周波数特性の改善例を
示す説明図、第５図は自動利得制御型とした受信
増幅器の構成図、第６図はドプラ検出器の他の構
成例を示すゲート回路の説明図、第７図は振幅一
定化回路に用いた掛算器の増幅度切替え法を示す
説明図である。 図中、４はトランスジユーサ、５は受信増幅
器、６，７はドプラ検出器、８，９はハイパスフ
イルタ、１０はドプラ解析器、１１は表示部、２
０は振幅一定化回路である。
ロツク図、第２図は本考案の一実施例を示す振幅
一定化回路の概略図、第３図はその詳細図、第４
図は振幅一定化回路による周波数特性の改善例を
示す説明図、第５図は自動利得制御型とした受信
増幅器の構成図、第６図はドプラ検出器の他の構
成例を示すゲート回路の説明図、第７図は振幅一
定化回路に用いた掛算器の増幅度切替え法を示す
説明図である。 図中、４はトランスジユーサ、５は受信増幅
器、６，７はドプラ検出器、８，９はハイパスフ
イルタ、１０はドプラ解析器、１１は表示部、２
０は振幅一定化回路である。
Claims (1)
- 所定の繰り返し周期で生体組織に対し超音波の
送受波を行う超音波探触子と、この超音波探触子
により得られた反射超音波信号を増幅し、所定深
度からの反射波の振幅を略一定とする自動利得制
御型受信増幅器と、この自動利得制御型受信増幅
器の出力と参照波を混合して所定深度のドプラ信
号を得るドプラ検出器と、該ドプラ信号の低周波
成分をカツトするハイパスフイルタと、該ハイパ
スフイルタの出力の振幅をほぼ一定化する自動利
得制御回路と、該自動利得制御回路の出力を解析
するドプラ解析器と、該解析器の解析結果を表示
する表示部を有する事を特徴とする超音波パルス
ドプラ血流計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989101674U JPH0536407Y2 (ja) | 1989-08-30 | 1989-08-30 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989101674U JPH0536407Y2 (ja) | 1989-08-30 | 1989-08-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0251515U JPH0251515U (ja) | 1990-04-11 |
| JPH0536407Y2 true JPH0536407Y2 (ja) | 1993-09-14 |
Family
ID=31330884
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1989101674U Expired - Lifetime JPH0536407Y2 (ja) | 1989-08-30 | 1989-08-30 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0536407Y2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5675135A (en) * | 1979-11-26 | 1981-06-22 | Tokyo Shibaura Electric Co | Ultrasonic doppler blood flow meter |
-
1989
- 1989-08-30 JP JP1989101674U patent/JPH0536407Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0251515U (ja) | 1990-04-11 |
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