JPH0536485A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0536485A JPH0536485A JP3212981A JP21298191A JPH0536485A JP H0536485 A JPH0536485 A JP H0536485A JP 3212981 A JP3212981 A JP 3212981A JP 21298191 A JP21298191 A JP 21298191A JP H0536485 A JPH0536485 A JP H0536485A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電圧波形と相似した波形の電流を入力さ
せ高力率とした整流回路を備えた放電灯点灯装置を提供
する。 【構成】 高周波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置
の整流回路の整流素子と平滑コンデンサの間に、直列接
続されたチョークコイル11とダイオード14の直列回路
と、ダイオード14と平滑コンデンサ３に並列に接続され
たスイッチング素子12と電流検出用抵抗13との直列回路
と、スイッチング素子12の電流検出値にバイアス分と三
角波分を加算する演算増幅器21及びバッファ用トランジ
スタ31と、該加算出力が所定値になったときスイッチン
グ素子12の制御信号を送出する電流モードスイッチング
制御用ＩＣ28とを設ける。
せ高力率とした整流回路を備えた放電灯点灯装置を提供
する。 【構成】 高周波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置
の整流回路の整流素子と平滑コンデンサの間に、直列接
続されたチョークコイル11とダイオード14の直列回路
と、ダイオード14と平滑コンデンサ３に並列に接続され
たスイッチング素子12と電流検出用抵抗13との直列回路
と、スイッチング素子12の電流検出値にバイアス分と三
角波分を加算する演算増幅器21及びバッファ用トランジ
スタ31と、該加算出力が所定値になったときスイッチン
グ素子12の制御信号を送出する電流モードスイッチング
制御用ＩＣ28とを設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、インバータを用いて
高周波又は矩形波点灯するようにした、メタルハライド
ランプ等の高輝度放電灯の点灯装置に関し、特にその整
流回路の改良に関する。
高周波又は矩形波点灯するようにした、メタルハライド
ランプ等の高輝度放電灯の点灯装置に関し、特にその整
流回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、メタルハライドランプ等の高輝度
放電灯が各種光源として普及し始めており、かかる放電
灯の点灯装置も、従来の漏洩変圧器と主コンデンサとか
らなる進相型安定器など銅鉄形の安定器を用いてランプ
を点灯する方式から、高周波インバータを用いた方式、
更にはインバータを用いた矩形波点灯方式へと、小型軽
量化が計られるようになってきている。
放電灯が各種光源として普及し始めており、かかる放電
灯の点灯装置も、従来の漏洩変圧器と主コンデンサとか
らなる進相型安定器など銅鉄形の安定器を用いてランプ
を点灯する方式から、高周波インバータを用いた方式、
更にはインバータを用いた矩形波点灯方式へと、小型軽
量化が計られるようになってきている。
【０００３】図８は、従来の矩形波点灯方式の点灯装置
の構成例を示す図で、１は商用電源、２は整流素子、３
は平滑コンデンサ、４は電力制御を行うための降圧形チ
ョッパ回路、５はフルブリッジ形インバータであり、６
は始動用パルストランス、７は前記フルブリッジ形イン
バータ５の出力端子間に抵抗８を介して接続された双方
向性二端子半導体スイッチング素子（ＳＳＳ）、９は前
記始動用パルストランス６の中間タップと、前記半導体
スイッチング素子７と抵抗８との接続点間に接続された
コンデンサであり、これらの始動用パルストランス６と
半導体スイッチング素子７と抵抗８とコンデンサ９とで
始動回路を構成している。なお10は前記フルブリッジ形
インバータ５の出力端子に前記始動回路を介して接続さ
れたメタルハライドランプである。
の構成例を示す図で、１は商用電源、２は整流素子、３
は平滑コンデンサ、４は電力制御を行うための降圧形チ
ョッパ回路、５はフルブリッジ形インバータであり、６
は始動用パルストランス、７は前記フルブリッジ形イン
バータ５の出力端子間に抵抗８を介して接続された双方
向性二端子半導体スイッチング素子（ＳＳＳ）、９は前
記始動用パルストランス６の中間タップと、前記半導体
スイッチング素子７と抵抗８との接続点間に接続された
コンデンサであり、これらの始動用パルストランス６と
半導体スイッチング素子７と抵抗８とコンデンサ９とで
始動回路を構成している。なお10は前記フルブリッジ形
インバータ５の出力端子に前記始動回路を介して接続さ
れたメタルハライドランプである。
【０００４】このように構成された点灯装置において
は、商用電源１は整流素子２で整流され、平滑コンデン
サ３及びチョッパ回路４を介してフルブリッジ形インバ
ータ５に入力される。そして該インバータ５の動作によ
り矩形波交番電圧が始動回路を介してメタルハライドラ
ンプ10に印加される。始動回路に矩形波交番電圧が印加
されると、コンデンサ９が充電を開始し、その充電電圧
が半導体スイッチング素子７のブレークオーバ電圧を越
えると、半導体スイッチング素子７がオン状態になり、
コンデンサ９の放電電流が半導体スイッチング素子７を
介してパルストランス６に急激に流れる。これによりパ
ルストランス６に高圧パルスが発生し、メタルハライド
ランプ10に印加されて、該ランプ10が始動し、矩形波点
灯が行われる。この矩形波点灯方式は、矩形波が印加さ
れるため、ランプのちらつきが少なく良好な点灯が行わ
れる。
は、商用電源１は整流素子２で整流され、平滑コンデン
サ３及びチョッパ回路４を介してフルブリッジ形インバ
ータ５に入力される。そして該インバータ５の動作によ
り矩形波交番電圧が始動回路を介してメタルハライドラ
ンプ10に印加される。始動回路に矩形波交番電圧が印加
されると、コンデンサ９が充電を開始し、その充電電圧
が半導体スイッチング素子７のブレークオーバ電圧を越
えると、半導体スイッチング素子７がオン状態になり、
コンデンサ９の放電電流が半導体スイッチング素子７を
介してパルストランス６に急激に流れる。これによりパ
ルストランス６に高圧パルスが発生し、メタルハライド
ランプ10に印加されて、該ランプ10が始動し、矩形波点
灯が行われる。この矩形波点灯方式は、矩形波が印加さ
れるため、ランプのちらつきが少なく良好な点灯が行わ
れる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な矩形波点灯方式の放電灯点灯装置に用いられる整流回
路においては、商用電源１から入力された交流を整流素
子２により脈流に変換し、平滑コンデンサ３によりリッ
プルを減らして直流化しているが、その際、入力電圧Ｖ
1 が出力電圧Ｖ0 より高くなる非常に短い期間（商用電
源では３〜10msec）にのみ、平滑コンデンサ３を充電す
るために定常の数倍〜十数倍の入力電流Ｉ 1 が流れる。
な矩形波点灯方式の放電灯点灯装置に用いられる整流回
路においては、商用電源１から入力された交流を整流素
子２により脈流に変換し、平滑コンデンサ３によりリッ
プルを減らして直流化しているが、その際、入力電圧Ｖ
1 が出力電圧Ｖ0 より高くなる非常に短い期間（商用電
源では３〜10msec）にのみ、平滑コンデンサ３を充電す
るために定常の数倍〜十数倍の入力電流Ｉ 1 が流れる。
【０００６】このため次のような問題点が生じる。すな
わち、有効電力に比べて皮相電流が大きく力率が悪く、
また平滑コンデンサに流れる電流が大きいため大なる容
量のコンデンサが必要となり、それにより大なる突入電
流が生じるという問題点がある。また非常に多くの高調
波を発生し、他の機器に影響を与え、更には入力電圧の
変動や負荷の変動に対して安定度が悪いという問題点が
ある。
わち、有効電力に比べて皮相電流が大きく力率が悪く、
また平滑コンデンサに流れる電流が大きいため大なる容
量のコンデンサが必要となり、それにより大なる突入電
流が生じるという問題点がある。また非常に多くの高調
波を発生し、他の機器に影響を与え、更には入力電圧の
変動や負荷の変動に対して安定度が悪いという問題点が
ある。
【０００７】本発明は、従来の放電灯点灯装置の整流回
路における上記問題点を解消するためになされたもの
で、入力電圧波形と相似した波形の電流を入力させ高力
率とし、特に商用電源使用時には高調波含有率を激減さ
せ、また入力電圧の変動や負荷の変動に対し安定度を良
くした整流回路を備えた放電灯点灯装置を提供すること
を目的とする。
路における上記問題点を解消するためになされたもの
で、入力電圧波形と相似した波形の電流を入力させ高力
率とし、特に商用電源使用時には高調波含有率を激減さ
せ、また入力電圧の変動や負荷の変動に対し安定度を良
くした整流回路を備えた放電灯点灯装置を提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用】上記問題点を解
決するため、本発明は、入力交流電圧を整流素子と平滑
コンデンサとからなる整流回路で整流してインバータに
入力し、該インバータの出力端に放電灯を接続して高周
波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記
整流回路の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接
続されたチョークコイルとダイオードの直列回路と、前
記ダイオードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイ
ッチング素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗と
の直列回路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバ
イアス分と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出
力を入力し該入力値が所定値になったとき前記スイッチ
ング素子に対して制御信号を出力する、スイッチング周
波数が入力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイ
ッチング制御回路とを設けて構成するものである。
決するため、本発明は、入力交流電圧を整流素子と平滑
コンデンサとからなる整流回路で整流してインバータに
入力し、該インバータの出力端に放電灯を接続して高周
波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記
整流回路の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接
続されたチョークコイルとダイオードの直列回路と、前
記ダイオードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイ
ッチング素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗と
の直列回路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバ
イアス分と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出
力を入力し該入力値が所定値になったとき前記スイッチ
ング素子に対して制御信号を出力する、スイッチング周
波数が入力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイ
ッチング制御回路とを設けて構成するものである。
【０００９】このように構成した放電灯点灯装置の整流
回路においては、スイッチング素子のデューティ比が入
力電圧の大きさに応じて制御され、入力電圧波形に相似
の波形の電流が入力される。これにより従来の整流回路
を備えた放電灯点灯装置の問題点が解消される。
回路においては、スイッチング素子のデューティ比が入
力電圧の大きさに応じて制御され、入力電圧波形に相似
の波形の電流が入力される。これにより従来の整流回路
を備えた放電灯点灯装置の問題点が解消される。
【００１０】
【実施例】実施例の説明に先立って、まず本発明の原理
について説明する。本発明においては、入力電圧波形に
相似の波形の電流を入力させるため、図１に示すような
構成の昇圧型コンバータを用いる。図１において、２は
整流素子、３は平滑コンデンサ、11はチョークコイル、
12はＦＥＴスイッチング素子、13は電流検出用抵抗、14
はダイオード、15, 16は出力電圧検出用抵抗、17はコン
トローラで、スイッチング素子12に流れる電流を検出し
て該スイッチング素子12の制御信号を出力するものであ
る。このような昇圧型コンバータを用いた整流回路にお
いて、コントローラ17でスイッチング素子12を適切に制
御することにより、図２に示すように入力電圧ｖの波形
に相似の波形の電流ｉを流すようにする。
について説明する。本発明においては、入力電圧波形に
相似の波形の電流を入力させるため、図１に示すような
構成の昇圧型コンバータを用いる。図１において、２は
整流素子、３は平滑コンデンサ、11はチョークコイル、
12はＦＥＴスイッチング素子、13は電流検出用抵抗、14
はダイオード、15, 16は出力電圧検出用抵抗、17はコン
トローラで、スイッチング素子12に流れる電流を検出し
て該スイッチング素子12の制御信号を出力するものであ
る。このような昇圧型コンバータを用いた整流回路にお
いて、コントローラ17でスイッチング素子12を適切に制
御することにより、図２に示すように入力電圧ｖの波形
に相似の波形の電流ｉを流すようにする。
【００１１】このような入力電圧波形に相似の電流を流
すためのスイッチング素子12のコントロール方法として
は、図３の（Ａ）に示すように電流を三角波状に流す方
式と、図３の（Ｂ）に示すように電流を台形状に流す方
式とがある。図３の（Ａ）に示した電流を三角波状に流
す方式は、ダイオード14に逆回復期間中に電流が流れな
いために効率がよいという利点はあるが、電流のピーク
値が大きいためノイズフィルターが大きくなるという欠
点がある。一方、図３の（Ｂ）に示した電流を台形状に
流す方式は、三角波状に流す方式に比べ効率が悪いが、
電流のピーク値を小さくできるため、ノイズフィルター
が小さくて済むという利点がある。本発明は、低コスト
で回路構成できるように、ノイズフィルターが小型で済
む台形状に電流を流す方式を採用し、汎用の電流モード
スイッチング制御用ＩＣを用いてコントローラを構成す
るものである。
すためのスイッチング素子12のコントロール方法として
は、図３の（Ａ）に示すように電流を三角波状に流す方
式と、図３の（Ｂ）に示すように電流を台形状に流す方
式とがある。図３の（Ａ）に示した電流を三角波状に流
す方式は、ダイオード14に逆回復期間中に電流が流れな
いために効率がよいという利点はあるが、電流のピーク
値が大きいためノイズフィルターが大きくなるという欠
点がある。一方、図３の（Ｂ）に示した電流を台形状に
流す方式は、三角波状に流す方式に比べ効率が悪いが、
電流のピーク値を小さくできるため、ノイズフィルター
が小さくて済むという利点がある。本発明は、低コスト
で回路構成できるように、ノイズフィルターが小型で済
む台形状に電流を流す方式を採用し、汎用の電流モード
スイッチング制御用ＩＣを用いてコントローラを構成す
るものである。
【００１２】次に、台形波電流を流す場合のコントロー
ラによるスイッチング素子の制御について、図４の
（Ａ）に示す昇圧型コンバータの基本回路に基づいて説
明する。図４の（Ａ）において、チョークコイル11に流
れる電流ＩL は、図４の（Ｂ）に示すように変化する。
すなわち、スイッチング素子12がＯＮ時には、電流ＩL
の上昇側はＶ1 ／Ｌ（Ｖ1 ：入力電圧、Ｌ：チョークコ
イルのインダクタンス）と表され、その傾きは入力電圧
Ｖ1 に比例する。一方、スイッチング素子12がＯＦＦと
なった時は、チョークコイル11に蓄積されたエネルギー
がダイオード14を介して平滑コンデンサ３に流入する
が、その時の電流ＩLの傾きは、（Ｖ0 −Ｖ1 ）／Ｌ
（Ｖ0 ：出力電圧）となる。
ラによるスイッチング素子の制御について、図４の
（Ａ）に示す昇圧型コンバータの基本回路に基づいて説
明する。図４の（Ａ）において、チョークコイル11に流
れる電流ＩL は、図４の（Ｂ）に示すように変化する。
すなわち、スイッチング素子12がＯＮ時には、電流ＩL
の上昇側はＶ1 ／Ｌ（Ｖ1 ：入力電圧、Ｌ：チョークコ
イルのインダクタンス）と表され、その傾きは入力電圧
Ｖ1 に比例する。一方、スイッチング素子12がＯＦＦと
なった時は、チョークコイル11に蓄積されたエネルギー
がダイオード14を介して平滑コンデンサ３に流入する
が、その時の電流ＩLの傾きは、（Ｖ0 −Ｖ1 ）／Ｌ
（Ｖ0 ：出力電圧）となる。
【００１３】すなわち、コントローラ17が、電流検出用
抵抗13で検出されるスイッチング素子12を流れる電流Ｉ
Trを一定に保つように制御する、すなわちコントローラ
17の電流閾値ＩP を一定にすると、入力電圧Ｖ1 が高け
れば傾斜Ｖ1 ／Ｌが大きくなり、スイッチング素子12の
ＯＮしている時間（Duty）が短くなり、デューティ比が
小さくなる。
抵抗13で検出されるスイッチング素子12を流れる電流Ｉ
Trを一定に保つように制御する、すなわちコントローラ
17の電流閾値ＩP を一定にすると、入力電圧Ｖ1 が高け
れば傾斜Ｖ1 ／Ｌが大きくなり、スイッチング素子12の
ＯＮしている時間（Duty）が短くなり、デューティ比が
小さくなる。
【００１４】したがって、この電流閾値ＩP を図５に示
すように、デューティ比が小さい場合、すなわち入力電
圧Ｖ1 が高いときには高く設定し、逆にデューティ比が
大きい場合、すなわち入力電圧Ｖ1 が低いときには低く
なるように右下がり三角波状に設定してやることによ
り、入力電圧Ｖ1 に比例した入力電流ＩL を得ることが
できる。すなわち前述のとおり、電流ＩL の正の傾きは
Ｖ1 ／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ1 が高いほど、この
傾きが大となり電流閾値ＩP が大となって電流ＩL が大
きくなる。一方、電流ＩLの負の傾きは（Ｖ0 −Ｖ1 ）
／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ1 が高いと、傾きは逆に
小さくなる。そして、それぞれの変化量（傾き×時間）
は等しくなるように収束していくから、全体のレベルが
高くなっていき、したがって入力電圧が高いと大なる電
流が流れる。一方、入力電圧が低いと小なる電流ＩL ′
が流れる。
すように、デューティ比が小さい場合、すなわち入力電
圧Ｖ1 が高いときには高く設定し、逆にデューティ比が
大きい場合、すなわち入力電圧Ｖ1 が低いときには低く
なるように右下がり三角波状に設定してやることによ
り、入力電圧Ｖ1 に比例した入力電流ＩL を得ることが
できる。すなわち前述のとおり、電流ＩL の正の傾きは
Ｖ1 ／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ1 が高いほど、この
傾きが大となり電流閾値ＩP が大となって電流ＩL が大
きくなる。一方、電流ＩLの負の傾きは（Ｖ0 −Ｖ1 ）
／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ1 が高いと、傾きは逆に
小さくなる。そして、それぞれの変化量（傾き×時間）
は等しくなるように収束していくから、全体のレベルが
高くなっていき、したがって入力電圧が高いと大なる電
流が流れる。一方、入力電圧が低いと小なる電流ＩL ′
が流れる。
【００１５】以上のようにコントローラの電流閾値ＩP
を設定してやることにより、入力電圧波形と相似の電流
を入力させることができるが、本発明においては、コン
トローラにおけるコンパレータの動作を単純にするた
め、次に述べるように、コントローラ17の電流閾値ＩP
は一定に設定し、スイッチング素子12の電流検出値に右
上がりの三角波をスイッチング制御の各周期毎に加え
て、コントローラ17に入力することにより、結果的にコ
ントローラ17の電流閾値を入力電圧値に応じて変化させ
ることと等価的な動作を行わせるようにしている。この
場合、コントローラ17に入力される電流波形Ｉsensは、
入力電圧が大なる場合は図６の（Ａ）、入力電圧が小な
る場合は図６の（Ｂ）において、それぞれ実線で示すよ
うになる。すなわちスイッチング素子12がＯＮしている
ときは電流ＩL 又はＩL ′と三角波が加算されたものが
入力され、ＯＦＦ時には三角波のみが入力されることに
なる。
を設定してやることにより、入力電圧波形と相似の電流
を入力させることができるが、本発明においては、コン
トローラにおけるコンパレータの動作を単純にするた
め、次に述べるように、コントローラ17の電流閾値ＩP
は一定に設定し、スイッチング素子12の電流検出値に右
上がりの三角波をスイッチング制御の各周期毎に加え
て、コントローラ17に入力することにより、結果的にコ
ントローラ17の電流閾値を入力電圧値に応じて変化させ
ることと等価的な動作を行わせるようにしている。この
場合、コントローラ17に入力される電流波形Ｉsensは、
入力電圧が大なる場合は図６の（Ａ）、入力電圧が小な
る場合は図６の（Ｂ）において、それぞれ実線で示すよ
うになる。すなわちスイッチング素子12がＯＮしている
ときは電流ＩL 又はＩL ′と三角波が加算されたものが
入力され、ＯＦＦ時には三角波のみが入力されることに
なる。
【００１６】次に本発明の具体的な実施例について説明
する。図７は、本発明に係る放電灯点灯装置の一実施例
の整流回路部分を示す回路構成図であり、図１に示した
基本回路構成と同一又は対応する部材には同一符号を付
し、その説明は省略する。図７において、21は演算増幅
器で、その一方の入力端子にはスイッチング素子12を流
れる電流の検出用抵抗13の検出出力を入力抵抗22, 23を
介して入力し、他方の入力端子には、バイアス調整用抵
抗24, 25の分圧出力を入力抵抗26を介して入力し、スイ
ッチング素子12に流れる検出電流を抵抗13で変換した電
圧から、バイアス分の電圧を減算して出力するように構
成されている。なお27は演算増幅器21の帰還抵抗であ
る。
する。図７は、本発明に係る放電灯点灯装置の一実施例
の整流回路部分を示す回路構成図であり、図１に示した
基本回路構成と同一又は対応する部材には同一符号を付
し、その説明は省略する。図７において、21は演算増幅
器で、その一方の入力端子にはスイッチング素子12を流
れる電流の検出用抵抗13の検出出力を入力抵抗22, 23を
介して入力し、他方の入力端子には、バイアス調整用抵
抗24, 25の分圧出力を入力抵抗26を介して入力し、スイ
ッチング素子12に流れる検出電流を抵抗13で変換した電
圧から、バイアス分の電圧を減算して出力するように構
成されている。なお27は演算増幅器21の帰還抵抗であ
る。
【００１７】28は電流モードスイッチング制御用ＩＣ
で、例えばモトローラ社製のＵＣ３８４２Ａ／４３Ａが
用いられ、その基準電圧端子Ｒefは前記バイアス調整用
抵抗24, 25に接続され、またスイッチング周波数を設定
する時定数回路用の抵抗29の一端が接続されており、該
抵抗29の他端は前記ＩＣ28のＲT ／ＣT 端子に接続さ
れ、該ＲT ／ＣT 端子には更に同じく時定数回路用のコ
ンデンサ30が接続されている。31はバッファ用トランジ
スタで、コレクタは基準電圧端子Ｒefに、ベースは時定
数回路用抵抗29とコンデンサ30の接続点であるＲT ／Ｃ
T 端子に、エミッタはミキシング抵抗32を介して前記Ｉ
Ｃ28の電流検出端子Ｉsensに接続され、同じく演算増幅
器21の出力端はミキシング抵抗33を介して前記ＩＣ28の
電流検出端子Ｉsensに接続されている。また出力電圧検
出用抵抗15, 16の分圧出力はフィルター34を介してＩＣ
28の電圧フィードバック端子ＶINに接続され、ＩＣ28の
出力端子ＯＵＴはスイッチング素子12のゲートに接続さ
れ、該スイッチング素子12をＯＮ，ＯＦＦ制御するよう
になっている。
で、例えばモトローラ社製のＵＣ３８４２Ａ／４３Ａが
用いられ、その基準電圧端子Ｒefは前記バイアス調整用
抵抗24, 25に接続され、またスイッチング周波数を設定
する時定数回路用の抵抗29の一端が接続されており、該
抵抗29の他端は前記ＩＣ28のＲT ／ＣT 端子に接続さ
れ、該ＲT ／ＣT 端子には更に同じく時定数回路用のコ
ンデンサ30が接続されている。31はバッファ用トランジ
スタで、コレクタは基準電圧端子Ｒefに、ベースは時定
数回路用抵抗29とコンデンサ30の接続点であるＲT ／Ｃ
T 端子に、エミッタはミキシング抵抗32を介して前記Ｉ
Ｃ28の電流検出端子Ｉsensに接続され、同じく演算増幅
器21の出力端はミキシング抵抗33を介して前記ＩＣ28の
電流検出端子Ｉsensに接続されている。また出力電圧検
出用抵抗15, 16の分圧出力はフィルター34を介してＩＣ
28の電圧フィードバック端子ＶINに接続され、ＩＣ28の
出力端子ＯＵＴはスイッチング素子12のゲートに接続さ
れ、該スイッチング素子12をＯＮ，ＯＦＦ制御するよう
になっている。
【００１８】次にこのように構成した整流回路の動作に
ついて説明する。まず商用電源１は整流素子２で整流さ
れ脈流化される。そしてこの脈流は、チョークコイル1
1，スイッチング素子12，電流検出用抵抗13，ダイオー
ド14，平滑コンデンサ３，出力電圧検出用抵抗15, 16で
構成される昇圧型コンバータに入力される。この時、電
流モードスイッチング制御用ＩＣ28によるスイッチング
周波数が、入力された商用電源１の周波数と比べて十分
に高ければ（例えば60ＫHz）、入力された電圧の瞬時値
に応じた電流がスイッチング素子12に流れる。
ついて説明する。まず商用電源１は整流素子２で整流さ
れ脈流化される。そしてこの脈流は、チョークコイル1
1，スイッチング素子12，電流検出用抵抗13，ダイオー
ド14，平滑コンデンサ３，出力電圧検出用抵抗15, 16で
構成される昇圧型コンバータに入力される。この時、電
流モードスイッチング制御用ＩＣ28によるスイッチング
周波数が、入力された商用電源１の周波数と比べて十分
に高ければ（例えば60ＫHz）、入力された電圧の瞬時値
に応じた電流がスイッチング素子12に流れる。
【００１９】スイッチング素子12に流れる電流は電流検
出用抵抗13で電圧に変換され、演算増幅器21の一端に入
力される。また演算増幅器21の他端には、前記ＩＣ28の
基準電圧の印加されたバイアス調整用抵抗24，25の分圧
出力がバイアス分として入力され、前記検出電流変換電
圧と減算処理される。この演算増幅器21の出力は、バッ
ファ用トランジスタ31を通して得られる三角波と、それ
ぞれミキシング抵抗32，33を通して加算され、ＩＣ28へ
入力される。
出用抵抗13で電圧に変換され、演算増幅器21の一端に入
力される。また演算増幅器21の他端には、前記ＩＣ28の
基準電圧の印加されたバイアス調整用抵抗24，25の分圧
出力がバイアス分として入力され、前記検出電流変換電
圧と減算処理される。この演算増幅器21の出力は、バッ
ファ用トランジスタ31を通して得られる三角波と、それ
ぞれミキシング抵抗32，33を通して加算され、ＩＣ28へ
入力される。
【００２０】ＩＣ28においては、前記加算出力が所定値
（閾値電流ＩP ）に達したとき、スイッチング素子12を
ＯＦＦする制御信号を送出する。この制御信号は、各ス
イッチング周期毎に整流された脈流の大きさに応じて出
力される。すなわち、脈流の電圧値が低いときは、図６
の（Ｂ）に示すように電流ＩL ′の傾きが小さいので、
スイッチング素子12を三角波の成分が多く加算された状
態で、すなわち三角波成分が多く加算される遅い段階で
ＯＦＦにし、脈流の電圧値が高いときには、図６の
（Ａ）に示すように電流ＩL の傾きが大きいので、スイ
ッチング素子12を三角波の成分があまり加算されない状
態で、すなわち三角波成分が少なく加算される早い段階
でＯＦＦにするように制御する。これにより、入力電圧
波形に相似の電流を流すことができる。
（閾値電流ＩP ）に達したとき、スイッチング素子12を
ＯＦＦする制御信号を送出する。この制御信号は、各ス
イッチング周期毎に整流された脈流の大きさに応じて出
力される。すなわち、脈流の電圧値が低いときは、図６
の（Ｂ）に示すように電流ＩL ′の傾きが小さいので、
スイッチング素子12を三角波の成分が多く加算された状
態で、すなわち三角波成分が多く加算される遅い段階で
ＯＦＦにし、脈流の電圧値が高いときには、図６の
（Ａ）に示すように電流ＩL の傾きが大きいので、スイ
ッチング素子12を三角波の成分があまり加算されない状
態で、すなわち三角波成分が少なく加算される早い段階
でＯＦＦにするように制御する。これにより、入力電圧
波形に相似の電流を流すことができる。
【００２１】また電圧検出用抵抗15, 16の分圧出力電圧
がフィルター34を通してＩＣ28の電圧フィードバック端
子に入力されており、該出力電圧が所定値になるように
スイッチング素子12のＯＮ，ＯＦＦ制御が行われ、出力
電圧の安定化を計っている。
がフィルター34を通してＩＣ28の電圧フィードバック端
子に入力されており、該出力電圧が所定値になるように
スイッチング素子12のＯＮ，ＯＦＦ制御が行われ、出力
電圧の安定化を計っている。
【００２２】またコントロール部分には演算増幅器を用
いており、定格の変更は入力抵抗やミキシング抵抗など
の抵抗の調整で行えるので、種々の定格の放電灯点灯装
置に容易に適用することができる。
いており、定格の変更は入力抵抗やミキシング抵抗など
の抵抗の調整で行えるので、種々の定格の放電灯点灯装
置に容易に適用することができる。
【００２３】上記実施例では、本発明を矩形波点灯を行
う放電灯点灯装置に適用したものを示したが、本発明
は、整流回路を用いた高周波点灯方式の放電灯点灯装置
にも勿論適用できるものである。
う放電灯点灯装置に適用したものを示したが、本発明
は、整流回路を用いた高周波点灯方式の放電灯点灯装置
にも勿論適用できるものである。
【００２４】
【発明の効果】以上実施例に基づいて説明したように、
本発明によれば、汎用の電流モードスイッチング制御回
路を用いた簡単な構成で、スイッチング素子のデューテ
ィ比が入力電圧の大きさに応じて制御され、入力電圧波
形に相似の波形の電流が入力され、高力率化を計ること
ができる。
本発明によれば、汎用の電流モードスイッチング制御回
路を用いた簡単な構成で、スイッチング素子のデューテ
ィ比が入力電圧の大きさに応じて制御され、入力電圧波
形に相似の波形の電流が入力され、高力率化を計ること
ができる。
【図１】本発明の原理を説明するための基本回路構成図
である。
である。
【図２】入力電圧波形と入力電流波形を示す図である。
【図３】入力電圧波形相似の電流を流すためのスイッチ
ング素子のコントロール方式を示す説明図である。
ング素子のコントロール方式を示す説明図である。
【図４】昇圧型コンバータの基本回路及びその入力電流
の変化を示す図である。
の変化を示す図である。
【図５】電流閾値と入力電圧との関係を示す図である。
【図６】スイッチング素子電流検出値に三角波を加えて
コントローラに入力した場合の電流閾値との関係を示す
図である。
コントローラに入力した場合の電流閾値との関係を示す
図である。
【図７】本発明の具体的な実施例の整流回路部分を示す
回路構成図である。
回路構成図である。
【図８】従来の矩形波点灯方式の放電灯点灯装置の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
１ 商用電源 ２ 整流素子 ３ 平滑コンデンサ 11 チョークコイル 12 スイッチング素子 13 電流検出用抵抗 14 ダイオード 15, 16 出力電圧検出用抵抗 17 コントローラ 21 演算増幅器 24, 25 バイアス調整用抵抗 28 電流モードスイッチング制御用ＩＣ 31 バッファ用トランジスタ 34 フィルター
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｊ 7913−3Ｋ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 入力交流電圧を整流素子と平滑コンデン
サとからなる整流回路で整流してインバータに入力し、
該インバータの出力端に放電灯を接続して高周波又は矩
形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記整流回路
の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接続された
チョークコイルとダイオードの直列回路と、前記ダイオ
ードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイッチング
素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗との直列回
路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバイアス分
と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出力を入力
し該入力値が所定値になったとき前記スイッチング素子
に対して制御信号を出力する、スイッチング周波数が入
力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイッチング
制御回路とを設け、前記整流回路へ入力交流電圧波形と
相似の波形の電流を入力させるようにしたことを特徴と
する放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3212981A JPH0536485A (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3212981A JPH0536485A (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0536485A true JPH0536485A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16631494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3212981A Pending JPH0536485A (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0536485A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005012993A (ja) * | 2003-06-20 | 2005-01-13 | Power Integrations Inc | スイッチング・モード電源の電圧調整回路のコストを削減するための方法 |
| KR101252398B1 (ko) * | 2010-09-30 | 2013-04-08 | 인터실 아메리카스 엘엘씨 | Ａｃ 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 시스템 및 방법 |
-
1991
- 1991-07-31 JP JP3212981A patent/JPH0536485A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005012993A (ja) * | 2003-06-20 | 2005-01-13 | Power Integrations Inc | スイッチング・モード電源の電圧調整回路のコストを削減するための方法 |
| KR101252398B1 (ko) * | 2010-09-30 | 2013-04-08 | 인터실 아메리카스 엘엘씨 | Ａｃ 입력 전압을 조정된 출력 전류로 변환하는 시스템 및 방법 |
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