JPH0536486A

JPH0536486A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0536486A
Application number: JP3212982A
Authority: JP
Inventors: Yuujirou Takano; 由次郎高野
Original assignee: Iwasaki Electric Co Ltd
Current assignee: Iwasaki Electric Co Ltd
Priority date: 1991-07-31
Filing date: 1991-07-31
Publication date: 1993-02-12

Abstract

(57)【要約】【目的】入力電圧波形と相似した波形の電流を入力さ
せ高力率とすると共に、入力電圧の実効値の変動に拘ら
ず出力電力を一定にするようにした整流回路を備えた放
電灯点灯装置を提供する。【構成】高周波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置
の整流回路の整流素子と平滑コンデンサの間に、直列接
続されたチョークコイル11とダイオード14の直列回路
と、ダイオード14と平滑コンデンサ３に並列に接続され
たスイッチング素子12と抵抗13との直列回路と、スイッ
チング素子12の電流検出値にバイアス分と三角波分を加
算する演算増幅器21及びバッファ用トランジスタ31と、
該加算出力が所定値になったときスイッチング素子12の
制御信号を送出する電流モードスイッチング制御用ＩＣ
28とを設け、前記加算バイアス分は基準バイアスに前記
制御用ＩＣ28の制御信号の積分値を合成したもので構成
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、インバータを用いて
高周波又は矩形波点灯を行うメタルハライドランプ等の
高輝度放電灯の点灯装置に関し、特にその整流回路の改
良に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、メタルハライドランプ等の高輝度
放電灯が各種光源として普及し始めており、かかる放電
灯の点灯装置も、従来の漏洩変圧器と主コンデンサとか
らなる進相型安定器など銅鉄形の安定器を用いてランプ
を点灯する方式から、高周波インバータを用いた方式、
更にはインバータを用いた矩形波点灯方式へと、小型軽
量化が計られるようになってきている。

【０００３】図２は、従来の矩形波点灯方式の点灯装置
の構成例を示す図で、１は商用電源、２は整流素子、３
は平滑コンデンサ、４は電力制御を行うための降圧形チ
ョッパ回路、５はフルブリッジ形インバータであり、６
は始動用パルストランス、７は前記フルブリッジ形イン
バータ５の出力端子間に抵抗８を介して接続された双方
向性二端子半導体スイッチング素子（ＳＳＳ）、９は前
記始動用パルストランス６の中間タップと、前記半導体
スイッチング素子７と抵抗８との接続点間に接続された
コンデンサであり、これらの始動用パルストランス６と
半導体スイッチング素子７と抵抗８とコンデンサ９とで
始動回路を構成している。なお10は前記フルブリッジ形
インバータ５の出力端子に前記始動回路を介して接続さ
れたメタルハライドランプである。

【０００４】このように構成された点灯装置において
は、商用電源１は整流素子２で整流され、平滑コンデン
サ３及びチョッパ回路４を介してフルブリッジ形インバ
ータ５に入力される。そして該インバータ５の動作によ
り矩形波交番電圧が始動回路を介してメタルハライドラ
ンプ10に印加される。始動回路に矩形波交番電圧が印加
されると、コンデンサ９が充電を開始し、その充電電圧
が半導体スイッチング素子７のブレークオーバ電圧を越
えると、半導体スイッチング素子７がオン状態になり、
コンデンサ９の放電電流が半導体スイッチング素子７を
介してパルストランス６に急激に流れる。これによりパ
ルストランス６に高圧パルスが発生し、メタルハライド
ランプ10に印加されて、該ランプ10が始動し、矩形波点
灯が行われる。この矩形波点灯方式は、矩形波が印加さ
れるため、ランプのちらつきが少なく良好な点灯が行わ
れる。

【０００５】ところで、上記のような矩形波点灯方式の
放電灯点灯装置に用いられる整流回路においては、商用
電源１から入力された交流を整流素子２により脈流に変
換し、平滑コンデンサ３によりリップルを減らして直流
化しているが、その際、入力電圧Ｖ₁が出力電圧Ｖ₀よ
り高くなる非常に短い期間（商用電源では３〜10msec）
にのみ、平滑コンデンサ３を充電するために定常の数倍
〜十数倍の入力電流Ｉ₁が流れる。

【０００６】このため次のような問題点が生じる。すな
わち、有効電力に比べて皮相電流が大きく力率が悪く、
また平滑コンデンサに流れる電流が大きいため大なる容
量のコンデンサが必要となり、それにより大なる突入電
流が生じるという問題点がある。また非常に多くの高調
波を発生し、他の機器に影響を与え、更には入力電圧の
変動や負荷の変動に対して安定度が悪いという問題点が
ある。

【０００７】この問題点を解決するため、本件発明者
は、別件特許出願において、入力交流電圧を整流素子と
平滑コンデンサとからなる整流回路で整流してインバー
タに入力し、該インバータの出力端に放電灯を接続して
高周波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置において、
前記整流回路の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直
列接続されたチョークコイルとダイオードの直列回路
と、前記ダイオードと平滑コンデンサに並列に接続され
たスイッチング素子と該スイッチング素子の電流検出用
抵抗との直列回路と、前記スイッチング素子の電流検出
値にバイアス分と三角波分を加算する手段と、該加算手
段の出力が所定値になったとき前記スイッチング素子に
対して制御信号を出力するスイッチング周波数が入力交
流電圧周波数より十分高い電流モードスイッチング制御
回路とを設け、入力電圧波形と相似した波形の電流を入
力させ高力率とし、特に商用電源使用時には高調波含有
率を激減させ、また入力電圧の変動や負荷の変動に対し
安定度を良くした整流回路を備えた放電灯点灯装置を提
案した。

【０００８】次に、上記別件出願で提案した放電灯点灯
装置の原理について説明する。この提案発明において
は、入力電圧波形に相似の波形の電流を入力させるた
め、図３に示すような構成の昇圧型コンバータを用いて
いる。図３において、２は整流素子、３は平滑コンデン
サ、11はチョークコイル、12はＦＥＴスイッチング素
子、13は電流検出用抵抗、14はダイオード、15, 16は出
力電圧検出用抵抗、17はコントローラで、スイッチング
素子12に流れる電流を検出して該スイッチング素子12の
制御信号を出力するものである。このような昇圧型コン
バータを用いた整流回路において、コントローラ17でス
イッチング素子12を適切に制御することにより、図４に
示すように入力電圧ｖの波形に相似の波形の電流ｉを流
すようにする。

【０００９】このような入力電圧波形に相似の電流を流
すためのスイッチング素子12のコントロール方法として
は、図５の（Ａ）に示すように電流を三角波状に流す方
式と、図５の（Ｂ）に示すように電流を台形状に流す方
式とがある。図５の（Ａ）に示した電流を三角波状に流
す方式は、ダイオード14に逆回復期間中に電流が流れな
いために効率がよいという利点はあるが、電流のピーク
値が大きいためノイズフィルターが大きくなるという欠
点がある。一方、図５の（Ｂ）に示した電流を台形状に
流す方式は、三角波状に流す方式に比べ効率が悪いが、
電流のピーク値を小さくできるため、ノイズフィルター
が小さくて済むという利点がある。上記提案発明は、低
コストで回路構成できるように、ノイズフィルターが小
型で済む台形状に電流を流す方式を採用し、汎用の電流
モードスイッチング制御用ＩＣを用いてコントローラを
構成している。

【００１０】次に、上記台形波電流を流す場合のコント
ローラによるスイッチング素子の制御について、図６の
（Ａ）に示す昇圧型コンバータの基本回路に基づいて説
明する。図６の（Ａ）において、チョークコイル11に流
れる電流Ｉ_Lは、図６の（Ｂ）に示すように変化する。
すなわち、スイッチング素子12がＯＮ時には、電流Ｉ_L
の上昇側はＶ₁／Ｌ（Ｖ₁：入力電圧、Ｌ：チョークコ
イルのインダクタンス）と表され、その傾きは入力電圧
Ｖ₁に比例する。一方、スイッチング素子12がＯＦＦと
なった時は、チョークコイル11に蓄積されたエネルギー
がダイオード14を介して平滑コンデンサ３に流入する
が、その時の電流Ｉ_Lの傾きは、（Ｖ₀−Ｖ₁）／Ｌ
（Ｖ₀：出力電圧）となる。

【００１１】すなわち、コントローラ17が、電流検出用
抵抗13で検出されるスイッチング素子12を流れる電流Ｉ
_Trを一定に保つように制御する、すなわちコントローラ
17の電流閾値Ｉ_Pを一定にすると、入力電圧Ｖ₁が高け
れば傾斜Ｖ₁／Ｌが大きくなり、スイッチング素子12の
ＯＮしている時間（Duty）が短くなり、デューティ比が
小さくなる。

【００１２】したがって、この電流閾値Ｉ_Pを図７に示
すように、デューティ比が小さい場合、すなわち入力電
圧Ｖ₁が高いときには高く設定し、逆にデューティ比が
大きい場合、すなわち入力電圧Ｖ₁が低いときには低く
なるように右下がり三角波状に設定してやることによ
り、入力電圧Ｖ₁に比例した入力電流Ｉ_Lを得ることが
できる。すなわち前述のとおり、電流Ｉ_Lの正の傾きは
Ｖ₁／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ₁が高いほど、この
傾きが大となり電流閾値Ｉ_Pが大となって電流Ｉ_Lが大
きくなる。一方、電流Ｉ_Lの負の傾きは（Ｖ₀−Ｖ₁）
／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ₁が高いと、傾きは逆に
小さくなる。そして、それぞれの変化量（傾き×時間）
は等しくなるように収束していくから、全体のレベルが
高くなっていき、したがって入力電圧が高いと大なる電
流が流れる。一方、入力電圧が低いと小なる電流Ｉ_L′
が流れる。

【００１３】以上のようにコントローラの電流閾値Ｉ_P
を設定してやることにより、入力電圧波形と相似の電流
を入力させることができるが、上記提案発明において
は、コントローラにおけるコンパレータの動作を単純に
するため、次に述べるように、コントローラ17の電流閾
値Ｉ_Pは一定に設定し、スイッチング素子12の電流検出
値に右上がりの三角波をスイッチング制御の各周期毎に
加えて、コントローラ17に入力することにより、結果的
にコントローラ17の電流閾値を入力電圧値に応じて変化
させることと等価的な動作を行わせるようにしている。
この場合、コントローラ17に入力される電流波形Ｉ_sens
は、入力電圧が大なる場合は図８の（Ａ）、入力電圧が
小なる場合は図８の（Ｂ）において、それぞれ実線で示
すようになる。すなわちスイッチング素子12がＯＮして
いるときは電流Ｉ_L又はＩ_L′と三角波が加算されたも
のが入力され、ＯＦＦ時には三角波のみが入力されるこ
とになる。

【００１４】次に上記提案発明の具体的な構成例を図９
に基づいて説明する。図９において、21は演算増幅器
で、その一方の入力端子にはスイッチング素子12を流れ
る電流の検出用抵抗13の検出出力を入力抵抗22, 23を介
して入力し、他方の入力端子には、バイアス調整用抵抗
24, 25の分圧出力を入力抵抗26を介して入力し、スイッ
チング素子12に流れる検出電流を抵抗13で変換した電圧
から、バイアス分の電圧を減算して出力するように構成
されている。なお27は演算増幅器21の帰還抵抗である。
28は電流モードスイッチング制御用ＩＣで、例えばモト
ローラ社製のＵＣ３８４２Ａ／４３Ａが用いられ、その
基準電圧端子Ｒefは前記バイアス調整用抵抗24, 25に接
続され、またスイッチング周波数を設定する時定数回路
用の抵抗29の一端が接続されており、該抵抗29の他端は
前記ＩＣ28のＲ_T／Ｃ_T端子に接続され、該Ｒ_T／Ｃ_T
端子には更に同じく時定数回路用のコンデンサ30が接続
されている。31はバッファ用トランジスタで、コレクタ
は基準電圧端子Ｒefに、ベースは時定数回路用抵抗29と
コンデンサ30の接続点であるＲ_T／Ｃ_T端子に、エミッ
タはミキシング抵抗32を介して前記ＩＣ28の電流検出端
子Ｉ_sensに接続され、同じく演算増幅器21の出力端はミ
キシング抵抗33を介して前記ＩＣ28の電流検出端子Ｉ
_sensに接続されている。また出力電圧検出用抵抗15, 16
の分圧出力はフィルター34を介してＩＣ28の電圧フィー
ドバック端子Ｖ_INに接続され、ＩＣ28の出力端子ＯＵＴ
はスイッチング素子12のゲートに接続され、該スイッチ
ング素子12をＯＮ，ＯＦＦ制御するようになっている。

【００１５】次にこのように構成した整流回路の動作に
ついて説明する。まず商用電源１は整流素子２で整流さ
れ脈流化される。そしてこの脈流は、チョークコイル1
1，スイッチング素子12，電流検出用抵抗13，ダイオー
ド14，平滑コンデンサ３，出力電圧検出用抵抗15, 16で
構成される昇圧型コンバータに入力される。この時、電
流モードスイッチング制御用ＩＣ28によるスイッチング
周波数が、入力された商用電源１の周波数と比べて十分
に高ければ（例えば60ＫHz）、入力された電圧の瞬時値
に応じた電流がスイッチング素子12に流れる。

【００１６】スイッチング素子12に流れる電流は電流検
出用抵抗13で電圧に変換され、演算増幅器21の一端に入
力される。また演算増幅器21の他端には、前記ＩＣ28の
基準電圧の印加されたバイアス調整用抵抗24，25の分圧
出力がバイアス分として入力され、前記検出電流変換電
圧と減算処理される。この演算増幅器21の出力は、バッ
ファ用トランジスタ31を通して得られる三角波と、それ
ぞれミキシング抵抗32，33を通して加算され、ＩＣ28へ
入力される。

【００１７】ＩＣ28においては、前記加算出力が所定値
（閾値電流Ｉ_P）に達したとき、スイッチング素子12を
ＯＦＦする制御信号を送出する。この制御信号は、各ス
イッチング周期毎に整流された脈流の大きさに応じて出
力される。すなわち、脈流の電圧値が低いときは、図８
の（Ｂ）に示すように電流Ｉ_L′の傾きが小さいので、
スイッチング素子12を三角波の成分が多く加算された状
態で、すなわち三角波成分が多く加算される遅い段階で
ＯＦＦにし、脈流の電圧値が高いときには、図８の
（Ａ）に示すように電流Ｉ_Lの傾きが大きいので、スイ
ッチング素子12を三角波の成分があまり加算されない状
態で、すなわち三角波成分が少なく加算される早い段階
でＯＦＦにするように制御する。これにより、入力電圧
波形に相似の電流を流すことができる。また電圧検出用
抵抗15, 16の分圧出力電圧をフィルター34を通してＩＣ
28の電圧フィードバック端子に入力されており、該出力
電圧が所定値になるようにスイッチング素子12のＯＮ，
ＯＦＦ制御が行われ、出力電圧の安定化を計っている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上記提案の放電灯点灯
装置は、上述のように入力電圧波形に相似の電流を流
し、力率を向上させることができるものであるが、入力
電圧の実効値が一定の場合には、出力電力も一定となり
問題はない。しかしながら、入力電圧の実効値が変化す
ると、出力電圧検出用抵抗の分圧出力電圧を電流モード
スイッチング制御用ＩＣの電圧フィードバック端子に入
力してスイッチング素子を制御するだけでは、入力電圧
の変化に伴って入力電流の実効値を補償しきれず、出力
電力が変動してしまうという問題点があった。

【００１９】本発明は、上記提案の放電灯点灯装置にお
ける問題点を解消するためになされたもので、入力電圧
波形に相似の電流を入力すると共に、入力電圧の実効値
の変動に拘らず、出力電力を一定にするようにした放電
灯点灯装置を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段及び作用】上記問題点を解
決するため、本発明は、入力交流電圧を整流素子と平滑
コンデンサとからなる整流回路で整流してインバータに
入力し、該インバータの出力端に放電灯を接続して高周
波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記
整流回路の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接
続されたチョークコイルとダイオードの直列回路と、前
記ダイオードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイ
ッチング素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗と
の直列回路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバ
イアス分と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出
力を入力し該入力値が所定値になったとき前記スイッチ
ング素子に対して制御信号を出力する、スイッチング周
波数が入力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイ
ッチング制御回路とを設け、前記加算バイアス分は、基
準バイアスに前記電流モードスイッチング制御回路の出
力制御信号の積分値を合成したもので構成するものであ
る。

【００２１】このように構成した放電灯点灯装置におい
ては、スイッチング制御回路の出力制御信号を積分する
ことにより、入力交流電圧の実効値の変化を検出し、こ
の検出信号に基づいて基準バイアスを補正して、これを
加算手段へ入力する加算バイアス分とする。これによ
り、入力電圧波形に相似の電流を入力させると共に、入
力電圧の実効値の変動に対応して入力電流を補正し、出
力電力を一定に保持させることができる。

【００２２】

【実施例】次に実施例について説明する。図１は、本発
明に係る放電灯点灯装置の一実施例の整流回路部分を示
す回路構成図であり、図９に示した別件で提案した回路
構成と同一又は対応する部材には同一符号を付し、その
説明を省略する。図において、35は第２の演算増幅器
で、その一方の入力端には、電流モードスイッチング制
御用ＩＣ28の出力端子ＯＵＴからの出力制御信号を、直
列抵抗36，並列コンデンサ37及び並列抵抗38からなる積
分用時定数回路を介して入力し、他方の入力端には、バ
イアス調整用抵抗24，25の分圧出力である基準バイアス
を、入力抵抗39を介して入力する。そして第２の演算増
幅器35の出力は、入力抵抗26を介して第１の演算増幅器
21の他方の入力端に入力されるように構成されている。
なお、40は第２の演算増幅器35の帰還抵抗である。

【００２３】次にこのように構成した整流回路の動作に
ついて説明する。スイッチング制御用ＩＣ28の出力端子
ＯＵＴからの出力制御信号が、抵抗36, コンデンサ37,
抵抗38からなる積分用時定数回路を介して第２の演算増
幅器35に入力されると、出力制御信号は積分用時定数回
路で積分され、入力電圧の実効値が下がりスイッチング
制御用ＩＣ28の出力制御信号のデューティ比が全体的に
大きくなると、積分値が大きくなり、反対に入力電圧の
実効値が上昇し出力制御信号のデューティ比が小さくな
ると、積分値が小さくなる。

【００２４】そして、この積分値がバイアス調整用抵抗
24，25で決められる基準バイアスと第２の演算増幅器35
で減算処理される。そしてその合成出力がバイアス分と
して第１の演算増幅器21に入力され、図９に示したもの
と同様に、スイッチング素子12の電流検出値と減算処理
され、更に三角波と合成されて、制御用ＩＣ28の電流検
出端子Ｉ_sensへ入力される。これにより、制御用ＩＣ28
の出力制御信号は、入力電圧の実効値の変動に応じて補
正され、したがってスイッチング素子12のデューティ比
が補正されて、入力電圧の実効値が低い場合には入力電
流を多くし、逆に入力電圧の実効値が高い場合には入力
電流を少なくするように補正され、これにより入力電流
の実効値が補正されて、入力電圧の実効値の変動に拘ら
ず、出力電力は一定に保持される。

【００２５】上記実施例では、本発明を矩形波点灯を行
う放電灯点灯装置に適用したものを示したが、本発明
は、整流回路を用いた高周波点灯方式の放電灯点灯装置
にも勿論適用できるものである。

【００２６】

【発明の効果】以上実施例に基づいて説明したように、
本発明によれば、汎用の電流モードスイッチング制御回
路を用いた簡単な構成で、スイッチング素子のデューテ
ィ比が入力電圧の大きさに応じて制御され、入力電圧波
形に相似の波形の電流が入力され、高力率化を計ること
ができる。更に入力電圧の実効値の変動に拘らず出力電
力を一定にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る放電灯点灯装置の一実施例の整流
回路部分を示す回路構成図である。

【図２】従来の矩形波点灯方式の放電灯点灯装置の構成
例を示す図である。

【図３】別件提案の放電灯点灯装置の原理を説明するた
めの基本回路構成図である。

【図４】入力電圧波形と入力電流波形を示す図である。

【図５】入力電圧波形相似の電流を流すためのスイッチ
ング素子のコントロール方式を示す説明図である。

【図６】昇圧型コンバータの基本回路及びその入力電流
の変化を示す図である。

【図７】電流閾値と入力電圧との関係を示す図である。

【図８】スイッチング素子電流検出値に三角波を加えて
コントローラに入力した場合の電流閾値との関係を示す
図である。

【図９】別件提案の放電灯点灯装置の具体的な構成例の
整流回路部分を示す回路構成図である。

【符号の説明】

１商用電源２整流素子３平滑コンデンサ 11 チョークコイル 12 スイッチング素子 13 電流検出用抵抗 14 ダイオード 15, 16 出力電圧検出用抵抗 17 コントローラ 21 第１の演算増幅器 24, 25 バイアス調整用抵抗 28 電流モードスイッチング制御用ＩＣ 31 バッファ用トランジスタ 34 フィルター 35 第２の演算増幅器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所 // Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｊ 7913−3ＫＫ 7913−3Ｋ

Claims

【特許請求の範囲】【請求項１】入力交流電圧を整流素子と平滑コンデン
サとからなる整流回路で整流してインバータに入力し、
該インバータの出力端に放電灯を接続して高周波又は矩
形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記整流回路
の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接続された
チョークコイルとダイオードの直列回路と、前記ダイオ
ードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイッチング
素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗との直列回
路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバイアス分
と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出力を入力
し該入力値が所定値になったとき前記スイッチング素子
に対して制御信号を出力する、スイッチング周波数が入
力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイッチング
制御回路とを設け、前記加算バイアス分は、基準バイア
スに前記電流モードスイッチング制御回路の出力制御信
号の積分値を合成したもので構成することを特徴とする
放電灯点灯装置。