JPH0537290Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は、交流電源を整流して直流電源を得る
チヨーク入力形の整流電源回路に関するものであ
る。

（従来の技術） チヨーク入力形の整流電源回路は、交流電圧を
全波整流器で整流した後、チヨークコイル及びコ
ンデンのフイルタ回路で平滑して直流電圧を出力
する回路であり、フイルタ回路の電圧−電流特性
が大きな電流に対して変動が少ないため、出力電
流の大きな電源に用いられる。

従来、このような分野の技術としては、ソリツ
ドステート回路ハンドブツク編集委員会編「ソリ
ツトステート回路ハンドブツク」（昭46−７−10）
丸善Ｐ・747−776に記載されるものがあつた。以
下、その構成を図を用いて説明する。

第２図は従来の整流電源回路の一構成例を示す
回路図である。第２図において、１−１，１−２
は入力端子、２−１，２−２は出力端子であり、
入出力端子１−１，１−２，２−１，２−２間に
は電源トランス３、ダイオードブリツジからなる
全波整流器４、チヨークコイル５とコンデサ６か
らなるＬ形の平滑回路、およびブリーダ抵抗７が
接続されている。

そして、入力端子１−１，１−２に交流の入力
電圧Viが入力されると、これがＶ（rms）なる２
次巻線電圧の電源トランス３を介して全波整流器
４に与えられ、この全波整流器４で全波整流され
た後、チヨークコイル５及びコンデンサ６からな
る平滑回路で平滑されて出力端子２−１，２−２
から、直流の出力端子電圧VO及び出力電流IOが
送出される。

この整流電源回路では、チヨークコイル５のイ
ンダクタンス、出力電流IO、及び出力電圧VOの
周波数の関係により、出力電流（これを負荷電流
ともいう）IOがある限界値Icよりも小さくなる
と、チヨークコイル５に電流が切れ目なく流れな
くなり、コンデンサ６が整流電圧における脈流波
形のピーク値を保持するような動作に近づく。こ
のため、出力電流IOと出力電圧VOの関係をグラ
フで示すと、第３図のようになる。

すなわち、出力電流IOが限界値I_Cよりも大きい
範囲においてのみ、出力電流変化に対するレギユ
レーシヨン特性（調整特性）が優れているため、
ブリーダ抵抗７が限界値電流（以下、ブリーダ電
流という）Ibを流す目的で挿入され、これによつ
て無負荷においても出力電圧V₀が大きく上昇す
ることがない。

ブリーダ電流Ｉは、上記文献にあるごとく、 Ib＝3VO／3WL である。但し、Ｌはチヨークコイル５のリアクタ
ンスである。

（考案が解決しようとする問題点） しかしながら、上記構成の整流電源回路では、
ブリーダ電流Ibが常にブリーダ抵抗７に流れるこ
とにより生じる損失により、電源効率が低下し、
さらにブリーダ抵抗７の発熱による温度上昇とい
う問題点があつた。

ここで、ブリーダ電流Ibを小さくするため、チ
ヨークコイル５のリアクタンスＬを増加する方法
も考えられるが、チヨークコイル５の形状が大き
くなつたり、これにともなう価格上昇という欠点
があるため、採用し難い。

また、他の提案として実開昭59−80812号公報
には、ブリーダ抵抗７に代えて、軽負荷時のみ機
能するトランジスタ等を用いて構成したブリーダ
回路を設け、電源効率の向上と、発熱による温度
上昇を防止する技術が記載されている。ところ
が、高圧大電力で使用する場合、トランジスタを
能動動作（すなわち、完全なオン状態でない不飽
和動作）で使用すれば、動作が不安定になつた
り、特殊なトランジスタを用いない限り大電力処
理の処理ができないといつた問題が生じる。これ
を避けるため、トランジスタをオン、オフの切換
えスイツチとして動作させた場合、そのオン、オ
フの切換え点で、負荷特性が不連続になる等の問
題が生じる。

本考案は、前記従来技術が持つていた問題点と
して、安定動作、信頼性、電力効率等の点につい
て解決した整流電源回路を提供するものである。

（問題点を解決するための手段） 本考案は、前記問題点を解決するために、交流
電圧を整流器で整流し、これをチヨークコイル及
びコンデンサで平滑して該コンデンサの両端から
直流電圧を出力する整流電源回路において、前記
コンデンサと並列に接続される抵抗及び電流制御
素子からなる複数個の直列回路と、前記直流電圧
と設定電圧との差を検出しその差に応じて前記複
数個の直列回路中の各電流制御素子の導通状態を
順次段階的に制御していく制御回路とを、設けて
いる。

（作用） 本考案によれば、以上のように整流電源回路を
構成したので、制御回路は出力電圧がある設定電
圧を超えると、その超過電圧分に応じて複数個の
電流制御素子を順次段階的に導通させ、該電流制
御素子へ出力電流の一部を分流させるように働
く。例えば、徐々に負荷電流が減少して徐々に負
荷電圧が上昇してくると、検出感度の最も高い系
統の電流制御素子が電流を流し始める。その電流
制御素子がほとんど飽和状態になつても更に負荷
電流が減少して負荷電圧が上昇し始めると、次に
検出感度の高い系統の電流制御素子が電流を流し
始める。こうして、各系統が全く同時に均一なブ
リーダ電流を流すのではなく、順次段階的に導通
するように動作して総ブリーダ電流の制御が行な
われる。

このように、制御回路によつて複数の電流制御
素子が負荷電圧の各々僅かに異なる検出特性で制
御され、総ブリーダ電流が制御されて出力電圧の
上昇が抑制される。したがつて、前記問題点を除
去できるのである。

（実施例） 第１図は本考案の実施例を示すチヨーク入力形
整流電源回路の回路図である。第１図において、
１１−１，１１−２は入力端子、１２−１は正極
性の出力端子、１２−２は負極性の出力端子であ
り、入出力端子１１−１，１１−２，１２−１，
１２−２間には電源トランス１３、ダイオードフ
リツジからなる全波整流器１４、チヨークコイル
１５とコンデンサ１６からなるＬ形の平滑回路、
およびブリーブ電流回路１７が接続されている。

全波整流器１４は、入力端子１１−１，１１−
２及び電源トランス１３を介して入力される交流
の入力電圧VOを全波整流してチヨークコイル１
５及びコンデンサ１６に与える。チヨークコイル
１５及びコンデンサ１６は全波整流された直流電
圧を平滑し、ブリーダ電流回路１７を介して出力
端子１２−１，１２−２から、直流の出力電圧
VO及び出力電流IOを送出する。

ブリーダ電流回路１７は、チヨークコイル１５
及びコンデンサ１６で平滑された直流電流の一部
を分流して出力電圧VOを一定電圧に制御する回
路であり、コンデンサ１６に並列接続された複数
個の直列回路と、この各直列回路の通電状態を制
御する制御回路とで構成される。

各直列回路は、抵抗２０，２１，２２と電流制
御素子（例えば、MOSトランジスタ）２３，２
４，２５とを具え、各抵抗２０〜２２が正極性の
出力端子１２−１に接続されると共に、各MOS
トランジスタ２３〜２５のドレインが各抵抗２０
〜２２に、ソースが負極性の出力端子１２−２に
それぞれ接続されている。

制御回路は、出力端子１２−１，１２−２間に
接続された抵抗２６、半固定抵抗２７及び抵抗２
８からなる直列回路と、抵抗２６と２７の接続点
Ａと負極性出力端子１２−２との間に接続された
ツエナーダイオード２９及び抵抗３０，３１，３
２からなる直列回路とを具えている。さらに、ツ
エナーダイオード２９のアノード側と抵抗３０と
の接続点をＢ、抵抗３０，３１間の接続点をＣ、
抵抗３１，３２間の接続点をＤとすると、接続Ｂ
とMOSトランジスタ２３のゲートとの間に抵抗
３３、接続点ＣとMOSトランジスタ２４のゲー
トとの間に抵抗３４、接続点ＤとMOSトランジ
スタ２５のゲートとの間に抵抗３５が、それぞれ
接続されている。ここで、接続点Ａより出力電圧
VOの分圧電圧Vaを取出し、その分圧電圧Vaが
ツエナーダイオード２９のツエナー電圧Vzを超
えると、抵抗３０〜３２へ電流が流れる。ツエナ
ーダイオード２９に電流が流れ出すと、ツエナー
ダイオード２９のアノード側の接続点Ｂに電圧Ｖ
１が生じ、その電圧Ｖ１か抵抗３０〜３２でそれ
ぞれ分圧されて接続点Ｃ，Ｄにそれぞれ分圧電圧
Ｖ２，Ｖ３が生じる。各電圧Ｖ１〜Ｖ３の大きさ
は、 Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３ で、それぞれ抵抗３３〜３５を介して各MOSト
ランジスタ２３〜２５のゲートへ印加されるよう
に構成されている。

なお、第１図において、抵抗２０〜２２，２
７，３０〜３２の抵抗値は、次のように設定され
る。先ず、半固定抵抗２７の場合は、出力電圧
VOが限界電流Icにおける限界電圧Vc（第３図参
照）において、接続点Ａの分圧電圧Vaが各MOS
トランジスタ２３〜２５におけるゲートの閾値電
圧（すなわち、ドレイン・ソース間の導通開始電
圧）とツエナー電圧Vzとの和とほぼ等しい電圧
となるように、半固定抵抗２７の抵抗値が設定さ
れる。

抵抗３０〜３２の場合は、各抵抗２０〜２２を
流れる電流をＩ１，Ｉ２，Ｉ３とし、電圧Ｖ１が
上昇してMOSトランジスタ２３がオン状態とな
り、そのドレイン電圧か電流Ｉ１により負極性の
出力端子電圧とほぼ等しくなつたときに、MOS
トランジスタ２４に電流Ｉ２が流れ始め、次いで
電圧Ｖ１がさらに上昇してMOSトランジスタ２
４がオン状態となり、そのドレイン電圧が負極性
の出力端子電圧とほぼ等しくなつたときに、
MOSトランジスタ２５に電流Ｉ３が流れ始める
ように、各抵抗３０〜３２の抵抗値が設定され
る。

また、抵抗２０〜２２の場合は、無負荷におい
て十分なブリーダ電流Ib（＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３）、
すなわち第３図の限界電流Icよりも大きな電流を
流すことができるように、各抵抗３０〜３２の抵
抗値が適宜設定される。

次に、以上のように構成される整流電源回路の
動作を、第４図を参照しつつ説明する。なお、第
４図は、横軸にツエナーダイオード２９のアノー
ド側に生じる電圧Vaとツエナー電圧Vzとの差で
ある誤差電圧Veを、縦軸に電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３，Ibを、それぞれ表わした電圧・電流特性図で
ある。

先ず、出力端子１２−１，１２−２に接続され
る負荷の変動により、出力電流Ioが小さくなつて
限界電流Ic（第３図参照）以下になると、出力電
圧Voが上昇しようとする。すると、分圧電圧Va
が上昇してツエナー電圧Vzを超え、両電圧の差
である誤差電圧Veが大きくなることにより、
MOSトランジスタ２３のドレイン・ソース間の
抵抗値が小さくなつて抵抗２０に電流Ｉ１が流れ
始める。これにより出力電圧Vo上昇が制御され、
限界電圧Vcよりも大きくならない。

さらに出力電流Ioが小さくなると、MOSトラ
ンジスタ２３が完全なオン状態となり、抵抗２０
を流れる電流Ｉ１が増加して該MOSトランジス
タ２３のドレイン電圧が負極性の出力端子電圧と
ほぼ等しくなる。すると、電圧Ｖ２がMOSトラ
ンジスタ２４の閾値電圧を超え、該MOSトラン
ジスタ２４のドレイン・ソース間抵抗値が小さく
なつて電流Ｉ２が流れ始める。これにより出力電
圧Voの上昇が抑制され、限界電圧Vcよりも大き
くならない。

さらに出力電流Ioが小さくなると、MOSトラ
ンジスタ２４が完全なオン状態となると共に、
MOSトランジスタ２５に電流Ｉ３が流れ、出力
電圧Voが限界電圧Vcよりも大きくならないよう
に制御される。

このように、MOSトランジスタ２３〜２５の
動作により、出力電流Ioの大きさに応じた必要最
小限のブリーダ電流Ib（＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３）が
抵抗２０〜２２に流れ、出力電圧Voが限界電圧
Vcより大きくならないように制御される。その
ため、負荷が大きく変動しても優れた電圧調整特
性と電力効率が実現することができる。しかも必
要なブリーダ電流Ibの大きさに従つて、MOSト
ランジスタ２３〜２５が順次オン状態へと切り換
わり、その内１個のMOSトランジスタのみが能
動動作をするように構成されているため、能動動
作をするMOSトランジスタの負担する電流が小
さくなり、これによつて信頼性が向上する。さら
に、抵抗２０〜２２及びMOSトランジスタ２３
〜２５からなる各直列回路の一系統が開放あるい
は短絡状態で故障しても、他の系統のブリーダ電
流制御で実害なく動作するごとき冗長ある動作も
期待できる。

次に、上記実施例の効果を具体的数字をあげて
検討する。

例えば、定格出力電圧Vo＝240V、定格出力電
流Io＝5Aの整流電源回路で、限界電流Ic＝0.5A
とする。

(1) 定格負荷時（1200Wの出力）の場合、１割
（120W）のブリーダ電流による損失を改善でき
る。

(2) また、ブリーダ電流回路１７を構成する抵抗
２０〜２２及びMOSトランジスタ２３〜２５
からなる各直列回路を一系統を構成すると、あ
る出力電流IoにおけるMOSトランジスタの最
大損失は、次のようになる。

まず、0.5A以上のブリータ電流Ibを流すため
に、直列回路中の抵抗の値は480Ω以下としなけ
ればならないので、この抵抗を470Ωと仮定する。
一系統のMOSトランジスタの最大損失は、抵抗
とMOSトランジスタが電圧が均等を分担したと
きとなる。このときのMOSトランジスタの損失
は、 Pb＝（120）²／470≒30（Ｗ） となる。

これに対して、本実施例のように三系統の直列
回路を有する場合、抵抗２０〜２２の各抵抗値を
R1，R2，R3とすると、 R1＝R2＝R3＝３×470 （Ω） が可能であり、しかも同時には一系統のMOSト
ランジスタのみが能動動作を行ない、他の系統の
MOSトランジスタはオンまたはオフの状態に近
い、そのため、MOSトランジスタの損失は非常
に小さく、能動動作を行なう一系統の直列回路に
おける最大損失が、30Wに対してその1/3の約
10Wとなる。もちろん、ブリーダ電流Ibによる損
失は同じであるが、MOSトランジスタでの最大
発熱を小さくすることが可能であり、これによつ
て信頼性を向上できる。

なお、上記実施例において、その電流・電圧特
性を第４図のように図示したが、第１図の抵抗３
０〜３２の大きさやMOSトランジスタ２３〜２
５の特性により、またツエナー電圧Vzの大きさ
と抵抗２６〜２８の分圧比により、第４図におけ
る電流曲線の傾斜や重なりが変化するが、実際的
には正確に第４図のようでなくても、その効果が
大きく異なることはない。

また、上記実施例では電流制御素子として
MOSトランジスタ２３〜２５を使用したが、バ
イポーラトランジスタ等、他の半導体素子を用い
てもよい。しかも、電流制御素子の入力として抵
抗３０〜３２で分圧して少しづつ異なる電圧を与
えたが、抵抗３０〜３２ではなく、ダイオードで
電圧をシフトしたり、あるいはMOSトランジス
タ２３〜２５におけるゲートの閾値等の特性のば
らつきを利用したり、さらにはMOSトランジス
タのソース側あるいはバイポーラトランジスタの
エミツタ側に異なる低抵抗を挿入したりしても、
上記実施例と同様の動作が可能である。さらにま
た、直列回路の系統は、三系統に限定されるもの
ではなく、二系統あるいは四系統以上でも、上記
実施例と同様の効果が期待できる。

（考案の効果） 以上詳細に説明したように、本考案によれば、
抵抗及び電流制御素子からなる複数個の直列回路
と、前記複数個の直列回路中の各電流制御素子の
導通状態を各々制御する制御回路とを設けたの
で、次のような効果がある。

（） 各直列回路内の電流制御素子の動作によ
り、出力電流の大きさに応じた必要最小限のブ
リーダ電流が各直列回路内の抵抗に流れ、出力
電圧が限界電圧より大きくならないように制御
される。そのため、負荷が大きく変動しても、
優れた電圧調整特性と電力効率を実現できる。

（） 必要な総ブリーダ電流の大きさに従つ
て、各電流制御素子が順次オン状態へと切り換
わり、その内１個の電流制御素子のみが能動動
作をするように構成されているため、能動動作
をする電流制御素子の負担する電流が小さくな
り、これによつて信頼性が向上する。

（） 抵抗及び電流制御素子からなる各直列回
路を均等に動作させるのではなく、独立して動
作させる回路構成のため、並列動作素子が特性
のバランスを保つ必要がなく、回路形成が容易
になる。しかも、各直列回路が独立しているた
め、それらの一系統が開放あるいは短絡状態で
故障しても、他の系統のブリーダ電流制御が実
害なく動作するごとき冗長ある動作も期待でき
る。

（） 各直列回路は、少しずつ異なる負荷電圧
に対応して独立して動作するので、その各直列
回路が、総ブリーダ電流の一部を分担している
に過ぎない。そのため、フイードバツクループ
の安定性が実現しやすい。

したがつて、大きな負荷電流変動に対するレギ
ユレーシヨン特性の要求されるAMラジオ放送機
等の種々の直流電源に使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の実施例を示す整流電源回路の
回路図、第２図は従来の整流電源回路の回路図、
第３図は第２図の動作特性図、第４図は第１図の
動作特性図である。 １３……電源トランス、１４……全波整流器、
１５……チヨークコイル、１６……コンデンサ、
１７……ブリーダ電流回路、２０〜２２……抵
抗、２３〜２５……電流制御素子（MOSトラン
ジスタ）、２６〜２８……抵抗、２９……ツエナ
ーダイオード、３０〜３２……抵抗、Vi……入
力電圧、Vo……出力電圧。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 交流電圧を整流器で整流し、これをチヨークコ
   イル及びコンデンサで平滑して該コンデンサの両
   端から直流電圧を出力する整流電源回路におい
   て、 前記コンデンサと並列に接続される抵抗及び電
   流制御素子からなる複数個の直列回路と、 前記直流電圧と該定電圧との差を検出しその差
   に応じて前記複数個の直列回路中の各電流制御素
   子の導通状態を順次段階的に制御していく制御回
   路とを、 設けたことを特徴とする整流電源回路。