JPH0546189B2 - - Google Patents

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JPH0546189B2
JPH0546189B2 JP62197272A JP19727287A JPH0546189B2 JP H0546189 B2 JPH0546189 B2 JP H0546189B2 JP 62197272 A JP62197272 A JP 62197272A JP 19727287 A JP19727287 A JP 19727287A JP H0546189 B2 JPH0546189 B2 JP H0546189B2
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parallel resonant
power source
parallel
frequency
capacitor
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Yutaka Kuwata
Robaato Nerone Ruisu
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Publication of JPH0546189B2 publication Critical patent/JPH0546189B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は直列共振コンバータ、特にコンバー
タの動作周波数を制限する並列共振回路を含むよ
うな直列共振コンバータに関する。
「従来技術」 パワーコンバータ（電力変換器）は従来知られ
ており、ふつう電圧源のような非安定化電源から
エネルギーを受け、それから安定化電圧を作り負
荷に与える。この安定化動作はエネルギー源と負
荷との間に安定化装置（レギユレータ）を介在さ
せて行われる。このような安定化装置の１つとし
て従来スイツチング形の装置が知られている。こ
のスイツチ形装置はエネルギーの伝達率を制御す
るのに断続的な動作で行う。スイツチ素子は全導
通と全遮断の２つの作動モードを持つている。出
力電力をあらかじめ決めたレベルに維持するため
には周期的にある期間スイツチ素子をオンとしエ
ネルギーを伝達させる。
代表的には、電力変換器で用いられるこのよう
なスイツチング形安定化装置にはスイツチ素子と
して電力FETのようなものが使われる。このス
イツチ素子は動作中全導通（オン）、即ち飽和、
あるいは全遮断（オフ）とされる。全導通時に半
導体スイツチ素子はほとんど電力を消費しない。
また非導通、即ち全遮断時にも電力を消費しな
い。しかしながらこのような半導体スイツチ素子
は非導通状態から導通状態あるいはその逆に遷移
する期間に電力を消費する。このような半導体素
子で消費される電力のほとんどはこの遷移期間に
おいてであり、この消費電力があまり大きいと半
導体素子を破損することになる。
電力スイツチング用として半導体素子を使つた
スイツチング形レギユレータを用いた電力変換器
は電力トランスを介して負荷に接続され、電力ス
イツチ素子からの矩形波信号を電力トランスに供
給するように動作させるのがこれまで普通であ
る。この矩形波動作では電圧及び電流が遮断され
る時に必ず電力スイツチ素子で電力が消費され
る。従つて電力スイツチ素子の動作周波数に直接
関係したスイツチング損失が存在する。このため
このような電力スイツチ素子を高い周波数で動作
させる必要がある場合は低電力での使用に限定さ
れる。さもなければ、大きな部品と大きな空間と
を使い低い周波数で動作させる。
価格効果が高くかつ占有空間の小さい電力変換
器が望まれている。これは従つて例えば20kHz以
上、好ましくは200kHzのような高い周波数で動
作し、かつ1500ワツトあるいはそれ以上のオーダ
の大電力を伝達することが必要とされる。このよ
うな高い周波数で電力スイツチ素子を動作させる
ために、従来一般に行われていた矩形波動作では
なく正弦波動作を使うことが限定されている。こ
の提案はPCI，1983年４月学会誌の第130〜133頁
にR.H.ベーカー（R.H.Baker）により発表され
た「High Frequency Power Conversion with
FET−Controlled Resonant Charge Transfer」
に示されている。この論文には電力トランスの１
次側巻線を含む直列共振回路に電力スイツチ素子
を通して正弦波電流パルスを流して動作させる事
が提案されている。各正弦波電流パルスは電圧駆
動が除去される前にゼロレベルになつて終る。そ
の結果電力スイツチ素子は電流が零でオン、オフ
され、従つて素子のスイツチング損失が小さく、
それだけ素子に無理がかからない。
ベーカーの上記論文に述べられているように、
交番正弦波電流パルスが直列共振タンク回路を流
れる。半サイクルのあいだ電流パルスは第１の電
力スイツチ素子と第１のキヤパシタを通つてトラ
ンスの１次側巻線を第１の方向に流れる。次の半
サイクルのあいだ第２の電力スイツチ素子と第２
のキヤパシタを通つて電流パルスが１次側巻線を
逆方向に流れる。これらの２つの電力スイツチ素
子はそれぞれ一定時間ずつ最小一定間隔、即ちデ
ツトタイムをおいて通電（ターンオン）され、こ
のデツトタイムのあいだ一方の素子がターンオフ
され、他方の素子がターンオフされる。
ベーカーの上記論文における電力スイツチ素子
がオン・オフされる周波数は軽負荷、即ち低電力
動作における低い周波数から重負荷、即ち大電力
動作における高い周波数まで変化する。大電力動
作ではこのような電力変換器はほぼその最大共振
周波数近くで動作する。負荷に要求される電力が
減少すると動作周波数が下がる。このような電力
変換器はその使われ方によつて動作周波数の変化
が問題となる。このような電力変換器が200kHz
の動作周波数で1500ワツトのような大電力変換器
として使われると、負荷の低下によつて生じる動
作周波数の低下は許容できないものとなることが
ある。例えばそのような電力変換器から電話回線
に電力を供給すると、負荷の低下により動作周波
数が電話回線音声帯域、即ち300〜3400Hzの周波
数範囲内に落ちてしまう可能性がある。この動作
周波数範囲で電話回線に供給されるリプル電圧は
電話回線に好ましくない可聴雑音を注入すること
になる。
このような可聴雑音の問題を解決することが本
願の発明者によつて1985年２月６日に出願された
米国特許出願第698924号「小電力直列共振変換器
及び大電力直列共振変換器を使つた電源」（Ａ
Power Supply Empioying Low Power And
High Power Series Resonant Converters）に
記載されている。そこに述べられているように、
電源は小電力直列共振変換器と大電力直列共振変
換器の両方を含んでいる。各変換器は交互にオ
ン・オフする一対の電力スイツチ素子を有してい
る。大電力動作のあいだ小電力変換器は大電力変
換器と並列に動作する。小電力動作では大電力変
換器の動作を止めるように制御し、小電力変換器
だけが負荷に電力を供給する。
この小電力及び大電力の変換器の組合せにより
共振周波数が可聴周波数範囲に落ちることが防止
できるが、電力スイツチ素子の組を余計に必要と
し、またそれに関係する制御回路も余計に必要と
される。
「発明が解決しようとする問題点」 この発明の目的は余分な電力スイツチ素子及び
それに関係した回路を必要とせず、かつ共振変換
器に使われる電力スイツチ素子としてのFETの
動作に影響を与えることなく動作周波数が可聴周
波数範囲内に落ちることを防ぐことができる直列
共振変換器を提供することである。
「問題点を解決するための手段」 この発明による変換器は電源と、互いに直列接
続された第１及び第２スイツチ素子と、互いに直
列接続された第１及び第２クランプダイオード
と、互いに直列接続された第１及び第２キヤパシ
タとを有している。これら各直列スイツチ素子、
直列ダイオード及び直列キヤパシタはそれぞれ電
源の両端間に接続されている。
変圧器の１次側巻線が直列スイツチ素子の中点
と直列クランプダイオードの中点との間に挿入さ
れている。変換器は更に負荷により決まる動作周
波数でスイツチ素子をオン・オフするための制御
回路を含んでいる。スイツチ素子を交互に導通す
ると正弦波電流パルスが電源から１次側巻線に交
互に逆方向に流れる。
変換器は更にあらかじめ決められた共振周波数
の並列共振回路を含む。この並列共振回路は直列
クランプダイオードの中点と直列キヤパシタの中
点との間に設けられ、変換器の動作周波数が並列
共振周波数より低くならないように制御する。
「実施例」 以下に参照する図面はこの発明の実施例を説明
するためだけのものである。第１図は高周波電力
源１０のブロツク図であり、入力側１２のAC電
圧を出力側１４の安定化DC電圧に変換する。こ
の変換においてまずAC電圧を全波ブリツジ整流
器１６で整流し、その整流された電圧をローパス
フイルタ（LPF）１８で濾波し、フイルタの出
力に非安定化DC電圧を得る。
電力源１０は直列共振電力変換器２０を有し、
ローパスフイルタ１８から非安定化DC電圧を受
け出力端子１４に安定化DC電圧を与える。後で
詳細に説明するように、変換器２０は直列ハーフ
ブリツジ構成の一対の電力スイツチ素子、好まし
くは電界効果テランジスタ（FET）を有してい
る。これらの電力スイツチ素子はパルス位置変調
（ppm）法を使つて交互に全導通（ON）、全非導
通（OFF）とされる。この方法において、安定
した入力出力状態を得るために一定幅のパルスを
FETのゲート電極に与えてこれらを一定期間の
あいだオンとする。伝達する電力を決めるのは
FTに与えられるこのパルスの周波数である。こ
の直列共振変換器は電力変換器２２の１次側巻線
を含んでおり、その変換器の２次側巻線は整流器
２４とローパスフイルタ２６とを介して出力端子
１４の負荷に接続されている。
電力源１０は普通出力端子１４の電圧か又は電
力変換器２２の１次側巻線に流れる平均電流のい
ずれかの関数としてFETのスイツチングを制御
する。もともと電力源１０は電圧制御モードで動
作して安定化DC電圧を出力端子１４に出力する。
負荷が変ると安定化出力を保持するようにFET
のスイツチングが制御される。
負荷のもとづく安定化に加えて、制御回路２８
は直列共振回路を流れる平均電流にも応答して動
作する。結局、電力スイツチ素子を通る電流、す
なわち直列共振変換器を通る電流パルスの割合
（単位時間当りのパルス数）を制御して平均電流
の大きさを制限し、それによつてFETや整流器
等の壊れやすい電力素子の破損を防いでいる。
並列共振回路３２が直列共振変換器２０に接続
されている。後で詳しく説明するように、並列共
振回路３２は共振変換器の動作周波数範囲を制限
するように動作する。
電力源１０の動作を第１図を参照して簡単に説
明したが、次に第２図を参照してこの電力源の直
列共振変換器２０、電力変換器２２及び並列共振
回路３２を更に詳しく説明する。変換器の入力は
第２図において非安定化DC電圧Vbとして示して
あり、これは第１図におけるローパスフイルタ１
８の出力を表わしている。この変換器は一対の電
界効果トランジスタ（FET）３６，３８を含み、
これらのトランジスタは変換器制御回路２８によ
り駆動回路３０を通してゲート制御されて交互に
導通（オン）する。一方のFETがターンオン
（導通）されると必ず電源から変圧器２２の１次
側巻線４０及び直列インダクタL1とキヤパシタ
ネツトワークを含む直列共振回路を通つて電流が
流れる経路が形成される。このキヤパシタネツト
ワークはキヤパシタC1及びC2を並列に組合せた
容量とそれに直列な回路３２のキヤパシタC3の
容量とからなる等価直列容量を持つている。ダイ
オードD1及びD2はこの等価容量を持つたネツト
ワークにかかる電圧をクランプし、それによつて
直列共振タンクを安定化する。ダイオードD1及
びD2はクランプダイオードと呼ぶこともできる。
キヤパシタC1及びC2はキヤパシタC3の容量との
比較の点から主直列共振キヤパシタと呼ぶことが
できる。インダクタL1は実際に設けたものでも
よいし、あるいは変圧器の漏れリアクタンスを表
すものであつてもよい。
動作において、制御回路２８がFET３６，38
の一方をオンにすると電流パルスが共振回路を流
れる。各パルスは直列共振タンク回路の構成要素
によつて定まる立上り時間と立下り時間を有し、
正弦波パルスの形で生じる。定常状態ではこれら
のパルスは一様な正弦波形をしており、一定の幅
と一定のピーク値とを持つている。直列共振回路
を流れる電流パルスIRは例えば第３Ａ及び３Ｂ図
に示される。中電力動作、即ち半負荷状態では、
電流パルスはFET３６，３８の低い動作周波数
で生じる。大電力動作、即ち全負荷動作へと電力
が増加するとこれらの電流パルスは第３Ｂ図に示
すように周波数を増す。FET３６と３８が同時
にオンとならないように動作させるには、電流パ
ルスの周波数を直列共振タンク回路の構成要素に
よつて定まる最大共振周波数FMよりある程度低
く保つ必要がある。従つて正弦波パルス間のデツ
トタイムは中電力動作では比較的に長いが、大電
力動作ではかなり短かくなる。
第１図に示すように制御回路２８は出力電圧
V0及び平均電流を検出し電力スイツチ素子の動
作周波数を制御するのに使用する。出力電圧V0
は電力変圧器２２の２次側の負荷の両端で検出す
る。この電力変圧器２２は一対の２次側巻線４
２，４４を有し、これらに接続されたダイオード
D3，D4により２次側の整流を行い、負荷４６に
供給するための一定の電荷をキヤパシタC4に与
える。負荷４６に印加されている出力電圧V0は
制御回路２８に供給される。負荷よる電力消費が
増加すると直列共振回路の電流パルスの周波数が
増加する。
制御回路２８はまた共振回路を流れる平均電流
を監視する。平均電流がFETの適正な使用条件
より大きすぎる場合は直列共振回路を通して供給
する電流パルスの周波数を低下させてFETの破
損を防ぐ。平均電流は直列共振回路に直列に挿入
された１回巻き１次側巻線を有する電流トランス
によつて検出される。電流トランスの２次側は60
回巻き程度であり、例えばシヨツトキーダイオー
ドD5，D6，D7，D8で構成された全波ブリツジ整
流器に接続されている。全波整流された電流は第
３Ｃ図に示すようなパルス状の波形をしている。
平均電流Iaveを表わす電圧はブリツジに接続され
た抵抗R1の両端に得られる。この電圧は制御回
路２８に与えられる。
第４図は制御回路２８と駆動回路３０を詳細に
示している。検出された出力電圧V0は制御回路
２８の増幅器１００で増幅される。増幅器１００
はいわゆるオペレーシヨナルアンプであり、その
増幅出力は加算回路１０２の正入力として供給さ
れる。この加算回路１０２で出力電圧V0は参照
電圧VRと比較され、その差が誤差信号VEとして
得られる。誤差信号VEはその後利得−Ａの増幅
器１０４により増幅されて直列共振回路に供給す
る電流パルスの周波数を制御するのに使われる。
この誤差信号はDC電圧でありその大きさは負の
値から正の値まで変化し得る。その正の最大値で
は、出力電圧V0が高すぎであり低くする必要が
あることを示している。その場合、供給する電流
パルスの周波数を下げる。誤差信号VEが正の小
さい値、あるいは負になると負荷が加えられてい
ることを示し、更に大きな電力を供給する必要が
あり、従つて直列共振回路に供給する電流パルス
の周波数を上げる必要があることを示す。
直列共振回路を流れる平均電流IAVEが大きすぎ
ることが検出回路によつて検出された場合、誤差
信号VEを変更させてもよい。このような場合、
直列共振回路に供給する電流パルスの周波数を下
げて平均電流の値を小さくする必要がある。この
ため、平均電流は参照値と比較され、もし参照値
より大きければ誤差信号VEの大きさを正方向に
増加させることにより直列共振回路に供給する電
流パルスの周波数を下げる。平均電流が参照値を
超えない場合は誤差信号の大きさの変更は行わな
い。
平均電流IAVEを表わす検出された信号は実際に
はこの電流を表わす電圧信号である。その電圧信
号は例えば適当なオペレーシヨナルアンプで構成
された直流増幅器１１０によつて増幅され、正入
力として加算回路１１２に与えられる。この加算
回路１１２で平均電流を表わす電圧は参照電流を
表わす電圧VIと比較され、その差の電圧は増幅
器１１４によつて増幅される。この差電圧が正の
場合は平均電流が参照電流より大きいことを示し
ている。この正の電圧はダイオード１１６を通し
て正の入力として加算回路１１８に与えられ、こ
の加算回路のもう１つの入力には負の入力として
参照電圧VRが与えられている。加算された信号
は利得が１の増幅器１２０で増幅され、正の入力
として加算回路１０２に与えられる。平均電流が
参照電流より大きい場合は前述の動作が誤差信号
VEを正の方向に増大させ直列共振回路に供給す
る電流パルスの周波数を低下させる。平均電流が
参照電流より小さい場合は加算回路１１２の出力
は負となりダイオード１１６によつて阻止され、
従つて誤差信号VEの変更は行なわれない。
誤差信号VEは電圧周波数変換器１３０によつ
てVEに反比例した周波数の矩形波パルス列に変
換される。前述したように、誤差信号VEが正で
最大値の時、変換器１３０からのパルスの周波数
が低下して低電力動作となるような電力伝達特性
となつている。しかしながら誤差信号が減少する
につれて変換器１３０からのパルス周波数は増加
し、動作電力が増大する。この関係は第３図に示
されており、低電力動作のあいだ変換器１３０か
らの矩形波出力電圧V1の周波数は低く、１／２
電力動作、全電圧動作と増幅するにつれ周波数が
高くなる。
電圧周波数変換器１３０は例えば普通の電圧制
御発振器であり、その出力電圧V1が正になると
Ｄ形フリツプフロツプ１３２のクロツク端子に与
えられる。このフリツプフロツプ１３２のデータ
端子Ｄには正の電圧、即ち論理“１”の電圧レベ
ルが与えられており、従つて変換器１３０の出力
電圧V1が高レベル（即ち論理“１”）になるとＱ
出力の電圧V2が高レベルになる。
フリツプフロツプ１３２の出力電圧V2が高レ
ベルになる毎にANDゲート１３３を介してＤ形
フリツプフロツプ１４０にクロツクを与えると共
に、ワンシヨツトマルチバイブレータ１３６をト
リガする。フリツプフロツプ１４０のＱ出力の反
転出力である出力はそのデータ端子Ｄに戻さ
れ、従つてこのフリツプフロツプは２分周カウン
タとして動作する。ワンシヨツトマルチバイブレ
ータ１３６の出力はインバータ１３９を介して
ANDゲート１３４と１３５を開く。従つてフリ
ツプフロツプ１４０のクロツク端子にパルスの立
上りが与えられる毎にそのＱ及び出力は交互に
高レベル（即ち論理“１”）をANDゲート１３４
及び１３５に与える。上述のようにANDゲート
１３４及び１３５はワンシヨツトマルチバイブレ
ータ１３６の出力によつて開けられる。なお、ワ
ンシヨツトマルチバイブレータ１３６の動作して
いる期間（時定数）は直列共振電流パルスのパル
ス幅はほぼ等しく選んである。従つてANDゲー
ト１３４及び１３５の出力は共振変換器２０中の
電力スイツチ素子３６及び３８を交互にオンとす
るようなバツフア１４６及び１４８を駆動する。
また、ワンシヨツトマルチバイブレータ１３６の
出力期間が終了する時にはANDゲート１３３が
閉じ、インバータ１３７を介してフリツプフロツ
プ１３２がリセツトされる。
第３図及び第４図を参照して直列共振変換器２
０のための制御回路２８について説明したが、次
に再び第１図及び第２図に戻る。短期間のあいだ
負荷が減少し、それとともに動作周波数が最大共
振周波数（200KHz程度）から極端に低下し可聴
周波数範囲、即ち20KHz以下になることが生じる
かもしれない。電力源１０の応用例の１つとして
電話回線に電力を供給することを考えているの
で、もしこの直列共変換器２０が可聴周波数で動
作すると好ましくない可聴雑音が電話回線に注入
されることになる。何故ならキヤパシタC4の両
端にリプル電圧が生じ、出力されるからである。
このリプル電圧はその周波数が電話音声帯域内、
即ち300〜3400Hz内に入つた場合特にやつかいな
問題となる。150W以下のような低電力需要の時
は、直列共振変換器の動作周波数は20KHz以下に
なる可能性がある。その場合リプル電圧が電話回
線に可聴雑音を注入することになる。従つて直列
共振変換器２０が動作周波数が20KHz以下に落ち
ないように動作周波数範囲を制限することが望ま
れる。このような制限は並列共振回路３２によつ
て実現される。並列共振回路３２がどのように動
作周波数を制限するかについて次に説明する。
変換器の出力電力Ｐは次式で与えられる。
Ｐ＝ｑ・Vb・ｆ ここでｑは１動作サイクル中に伝達される電
荷、Vbは第２図に示すようなFETの両端に印加
される非安定化DC電圧、ｆは変換部の動作周波
数である。変換器が回路３２の共振周波数より充
分高い周波数で動作している場合、即ち、比較的
大きな負荷条件で動作している場合、各動作サイ
クルで伝達される電荷ｑは一定である。第３図か
らわかるように共振電流の各半サイクルは負荷が
全負荷から１／２負荷に変化しても同じ振幅と幅
を持つている。負荷が変化した場合の影響は、負
荷が軽くなるにつれて半サイクルが生じる時間間
隔が長くなるというだけである。従つてこのよう
な動作条件に対して出力電力は変換器の動作周波
数と直接関係して変化する。
もし回路３２がないと、上述の動作周波数に対
する出力電圧力の変化と一定の電荷伝達はほぼ無
負荷動作状態になるまで続く。無負荷になるかな
り前に動作周波数は可聴範囲内に落ちてしまい前
述の好ましくない雑音が生じる。回路３２は動作
周波数がこの回路の並列共振周波数より下がらな
いように制限する。この周波数を可聴周波数範囲
より高く、即ち20KHz以上に選べば、好ましくな
い雑音は生じない。
変換器の負荷が軽くなるにつれてその動作周波
数は回路３２の共振周波数に近かずき、それとと
もに回路３２のインピーダンスはかなりの速さで
理想的に無限大のインピーダンスに向つて増加す
る。この増大するインピーダンスの効果は直列共
振電流の振幅を減らすことになる。各共振電流パ
ルスの幅は変化しない。この共振電流は回路３２
への入力電流である。直列共振電流の振幅は各動
作サイクルで伝達される電荷の量ｑと直接関係す
る。動作周波数が並列共振周波数に近くなるにつ
れての負荷の減少、即ち変換器に対する出力電力
需要の減少は動作周波数の低下によるのではな
く、むしろ伝達される電荷量の減少による。いい
かえると、動作周波数は回路３２の並列共振周波
数より下がらないよう制限されるので、動作周波
数が並列共振周波数に近い所まで負荷が軽くなる
と動作周波は一定になるものと考えられる。従つ
て前述の出力電力に対する式によつて示されるよ
うに、出力電力を変化させることができるパラメ
ータは伝達されている電荷の量だけである。この
ように回路３２を変換器に入ることにより、動作
周波数が回路３２の共振周波数に近ずくにつれて
出力電力とともに伝達される電荷の量が変化する
ことになる。
要約すると、可聴周波数範囲より高く選ばれた
共振周波数の並列共振回路３２とを挿入すること
により変換器の動作周波数は可聴周波数範囲より
高い状態に保持されるように制限される負荷、即
ち出力電力需要が減少しても動作周波はもはやそ
れ以上低くならないので、動作周波数が高い時は
一定である電荷の伝達は負荷の減少とともに小さ
くなる必要がある。つまり回路３２は変換器の動
作周波数の下限を与えるが、変換器が出力電力需
要の変化に応答する能力をそこなうことはない。
ただ変換器が電力需要の変化に合わせる機構が変
化するだけである。
発明者は並列共振回路３２を変換器内のどこに
挿入するかが重要であることが見い出した。第２
図に示すように、並列共振回路３２のインダクタ
L2とキヤパシタC3はクランプダイオードD1，D2
の接続点とキヤパシタC1，C2の接続点との間に
並列に接続される。
並列共振回路３２をインダクタL1及び電力変
圧器の１次側巻線に直列に挿入することも考えら
れる。そのように挿入しても変換器の動作周波数
が可聴周波数範囲に落ちてしまうことを防ぐこと
はできるが、FET３６及び３８を破損してしま
う可能性があることがわかつた。どのようにして
FETの破損が起るかを以下に説明する。
変換器が軽負荷状態で動作している時、変換器
の動作周波数は並列共振回路３２の共振周波数よ
りわずか高い。この負荷状態で並列共振回路３２
の両端の電圧は直列共振電流が零になつてからあ
る時間後に最大になる。従つて並列共振回路３２
に流れ込む電流はその回路の両端電圧より90゜進
んでいる。
共振電流が零でこの負荷状態（軽負荷）に対す
る直列共振キヤパシタC1とC2の接続点の電圧は
非安定化DC電圧Vbの約半分に等しい。並列共振
回路３２の両端電圧のピーク値は軽負荷では
Vb／２を越えることがあり得る。この電圧差は
それまで導通していたFETの寄生ダイオードを
導通させる。この寄生ダイオードは電気的に壊れ
やすいバイポーラトランジスタのコレクタ・ベー
ス間接合であり、その構造はFET製造方法に由
来するものである。オフ状態のFETがオンにな
るとバイポーラトランジスタは回復する。この回
復はバイポーラトランジスタになだれ降伏を起こ
させ、FET３６及び３８を破壊する。バイボー
ラトランジスタがなだれ降伏（アバランシエ）す
る機構はその分野の人には知られている。この機
構についての詳細はカリフオルニア州、サンタク
ララのシリコニクス社出版の技術論文番号TA84
−４，「MOSFETsにおけるdVDS／dtターンオン」
に述べられている。この機構の要約を次に示す。
寄生ダイオードが導通状態にあり、それまでオ
フであつたFETがオンになるとこの寄生ダイオ
ードは回復（リカバリ）しようとする。すると回
復電流がバイポーラトランジスタのベース・エミ
ツタ抵抗を通つてトランジスタのベースから遠ざ
かる方向に流れる。この回復電流によつてベース
電圧がエミツタ電圧より高くなつてしまう。これ
によつてトランジスタはアバランシエ（なだれ降
伏）が起り得る動作モードに入る。
発明者は並列共振回路３２が第２図に示すよう
に接続された場合、共振回路３２の両端にかかる
電圧がダイオードD1とD2によつて非安定化DC電
圧の１／２にクランプされることを見出した。こ
のクランプ動作により前述の寄生ダイオードがオ
ンになることを防ぐことができる。従つて共振回
路３２を第２図に示す位置に設けることにより
FET３６及び３８を破壊してしまうような状態
が生じることを防ぐことができる。
ダイオードD1及びD2は変換器２０に付け加わ
えられた回路構成要素でない事を理解しなければ
ならない。これらのダイオードは電力源１０が並
列共振回路３２を含んでいるか否かとは無関係に
変換器の構成の一部を成すものである。仮りに並
列共振回路３２を前述のようにインダクタL1と
１次側巻線４０に直列に設けたとすると、FET
３４及び３６の破損を防ぐには変換器２０の構成
（例えばダイオードD1及びD2）に更に多くの回路
部品を加えなければならない。これは並列共振回
路３２を使う目的が簡単で安価に変換器の動作周
波数の下限を与える手段を実現するためであるこ
とを考えれば望ましくない。従つて並列共振回路
３２を第２図に示す位置に設けることにより、
FET３４及び３６の動作に悪影響を及ぼさずに
かつ変換器内に並列共振回路３２を設けたことに
対する補償のための部品を新たに加えることなく
変換器の動作周波数の下限を可聴周波数より高く
設定することができる。
上述した好ましい実施例の説明はこの発明を単
に説明するためだけのものであつて発明を限定す
るためのものではない。当業者はこの発明の主旨
からそれることなくここに開示した実施例を変更
することができるであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の回路が使用される高周波数
電力源１０のブロツク図、第２図はこの発明の回
路を含む第１図の電力源１０の一部を示す回路
図、第３図は第１図に示す電力源の動作に関連し
た各種電流波形図、及び第４図は第１図に示す電
力源の制御回路２８と駆動回路３０の実施例を示
す回路図である。 １６：全波整流ブリツジ、１８：ローパスフイ
ルタ、２０：直流共振変換器、２２：電力トラン
ス、２４：整流器、２６：ローパスフイルタ、２
８：制御回路、３０：駆動回路、３２：並列共振
回路、３６：FET、３８：FET、４０：１次側
巻線。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ (a) 電力源と、 (b) 一端が互いに接続され、他端がそれぞれ前記
    電力源の両端に接続された第１及び第２スイツ
    チ手段と、 (c) 一端が互いに接続され、他端がそれぞれ前記
    電力源の両端に接続された第１及び第２クラン
    プダイオード手段と、 (d) 前記第１及び第２スイツチ手段の接続点と前
    記第１及び第２クランプダイオード手段の接続
    点との間に挿入された１次側巻線を有するトラ
    ンスと、 (e) 一端が互いに接続され、他端がそれぞれ前記
    電力源の両端に接続された第１及び第２キヤパ
    シタ手段と、 前記第１及び第２スイツチ手段が交互にオン
    となる毎に前記電力源から正弦波電流パルスが
    前記一次側巻線を逆方向に交互に流れるよう負
    荷に応じた動作周波数で前記第１及び第２スイ
    ツチ手段をオン・オフさせるための制御手段
    と、及び (g) 前記第１及び第２クランプダイオード手段の
    接続点と前記第１及び第２キヤパシタ手段の接
    続点との間に挿入され、あらかじめ決められた
    並列共振周波数を有し、前記動作周波数が前記
    並列共振周波数より下がらないよう制限する並
    列共振回路手段、 とを含み、電流を前記負荷に供給するための直列
    共振コンバータ。 ２ 前記並列共振回路手段は互いに並列接続され
    た並列共振キヤパシタと並列共振インダクタとを
    含む特許請求の範囲第１項記載の直列共振コンバ
    ータ。 ３ 前記並列共振回路手段の前記並列共振周波数
    は電話回線音声帯域よりも高い特許請求の範囲第
    ２項記載の直列共振コンバータ。 ４ 前記第１及び第２スイツチ手段はFETであ
    る特許請求の範囲第１項記載の直列共振コンバー
    タ。 ５ 前記並列共振回路手段は互いに並列接続され
    た並列共振キヤパシタと並列共振インダクタとを
    含む特許請求の範囲第４項記載の直列共振コンバ
    ータ。 ６ (a) 電力源と、 (b) 各々が第１、第２及び第３の電極を有した第
    １及び第２スイツチ手段であつて前記第１スイ
    ツチ手段の第２電極が前記第２スイツチ手段の
    第１電極に接続され、前記第１スイツチ手段の
    第１電極と前記第２スイツチ手段の第２電極が
    前記電力源の両端に接続された前記第１及び第
    ２スイツチ手段と、 (c) それぞれが第１及び第２電極を有した第１及
    び第２クランプダイオードであつて前記第１ク
    ランプダイオードの前記第１及び第２電極はそ
    れぞれ前記電力源の一端と前記第２クランプダ
    イオードの前記第１電極に接続され、前記第２
    クランプダイオードの前記第２電極は前記電力
    源の他端に接続された前記第１及び第２クラン
    プダイオードと、 (d) 前記第１及び第２スイツチ手段の接続点と前
    記第１及び第２クランプダイオードの接続点間
    に直列に挿入された一次側巻線の第１及び第２
    端子を有するトランスと、 (e) それぞれが第１及び第２端子を有した第１及
    び第２キヤパシタであつて前記第１キヤパシタ
    の前記第１及び第２端子はそれぞれ前記電力源
    の一端と前記第２キヤパシタの前記第１端子に
    接続され、前記第２キヤパシタの前記して第２
    端子は前記電力源の他端に接続された前記第１
    及び第２キヤパシタと、 記第１及び第２スイツチ手段が交互にオンとな
    る毎に前記電力源から正弦波電流パルスが前記一
    次側巻線を逆方向に交互に流れるよう負荷に応じ
    た動作周波数で前記第１及び第２スイツチ手段の
    各前記第３電極に信号を与えて前記第１及び第２
    スイツチをオン・オフ動作させるための制御手段
    と、及び (g) 前記第１及び第２クランプダイオードの接続
    点と接続された第１端子と、前記第１及び第２
    キヤパシタの接続点に接続された第２端子とを
    有し、かつあらかじめ決められた並列共振周波
    数を有し、前記動作周波数が前記並列共振周波
    数より下がらないよう制限する並列共振回路手
    段、 とを含み、電流を前記負荷に供給するための直列
    共振コンバータ。 ７ 前記並列共振回路手段は互いに並列接続され
    た並列共振キヤパシタと並列共振インダクタとを
    含む特許請求の範囲第６項記載の直列共振コンバ
    ータ。 ８ 前記並列共振回路手段の前記並列共振周波数
    は電話回線音声帯域より高い特許請求の範囲第７
    項記載の直列共振コンバータ。 ９ 前記第１及び第２スイツチ手段はFETであ
    る特許請求の範囲第６項記載の直列共振コンバー
    タ。 １０ 前記並列共振回路手段は互いに並列接続さ
    れた並列共振キヤパシタと並列共振インダクタと
    を含む特許請求の範囲第９項記載の直列共振コン
    バータ。
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