JPH0546736B2 - - Google Patents
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- JPH0546736B2 JPH0546736B2 JP59002901A JP290184A JPH0546736B2 JP H0546736 B2 JPH0546736 B2 JP H0546736B2 JP 59002901 A JP59002901 A JP 59002901A JP 290184 A JP290184 A JP 290184A JP H0546736 B2 JPH0546736 B2 JP H0546736B2
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- JP
- Japan
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- signal
- signals
- circuit
- exclusive
- signal group
- Prior art date
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
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- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、２値デイジタル信号で周波数変調さ
れた信号を検波する検波器で、特に集積回路化に
適した検波器に関する。
れた信号を検波する検波器で、特に集積回路化に
適した検波器に関する。
（従来技術とその問題点）
周波数検波器を集積回路によつて実現する方法
として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方式
が知られている。この方法は、受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整および回路
のバランスを必要とするため、回路実現がかなり
困難であるという欠点があつた。
として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方式
が知られている。この方法は、受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整および回路
のバランスを必要とするため、回路実現がかなり
困難であるという欠点があつた。
すなわち、ダイレクトコンバージヨン方式を用
いた従来の周波数検波器においては、例えば、英
国特許1530602、“Demodulator for FM
Signals”に示されているように、自動利得制御
回路および乗算回路を必要としていたので、回路
実現が困難になるという問題がある。よく知られ
ているように、周波数検波器においては、入力信
号の振幅変動を抑圧する必要がある。この振幅変
動は、例えば、移動無線通信などにおいては
80dB以上の大きさにわたるため、これを抑圧す
るための回路のダイナミツクレンジが極めて大き
くなる。中間周波数を用いる従来の周波数検波器
においては、入力信号の振幅変動を抑圧する方法
として、実現が容易な振幅制限回路を用いること
ができた。しかし、ダイレクトコンバージヨン方
式においては、受信信号を直接ベースバンド帯へ
周波数変換するために、ベースバンド帯で振幅制
限を行うと、高調波歪みを分離できなくなる。そ
のため、線形回路である自動利得制御回路を必要
とする。
いた従来の周波数検波器においては、例えば、英
国特許1530602、“Demodulator for FM
Signals”に示されているように、自動利得制御
回路および乗算回路を必要としていたので、回路
実現が困難になるという問題がある。よく知られ
ているように、周波数検波器においては、入力信
号の振幅変動を抑圧する必要がある。この振幅変
動は、例えば、移動無線通信などにおいては
80dB以上の大きさにわたるため、これを抑圧す
るための回路のダイナミツクレンジが極めて大き
くなる。中間周波数を用いる従来の周波数検波器
においては、入力信号の振幅変動を抑圧する方法
として、実現が容易な振幅制限回路を用いること
ができた。しかし、ダイレクトコンバージヨン方
式においては、受信信号を直接ベースバンド帯へ
周波数変換するために、ベースバンド帯で振幅制
限を行うと、高調波歪みを分離できなくなる。そ
のため、線形回路である自動利得制御回路を必要
とする。
しかし、この回路は、振幅制限回路に比べて実
現が困難である。また、乗算回路においては、二
つの入力信号に対する線形性を保つことが必要で
あり、その実現が困難であることは、よく知られ
ている事実である。
現が困難である。また、乗算回路においては、二
つの入力信号に対する線形性を保つことが必要で
あり、その実現が困難であることは、よく知られ
ている事実である。
（発明の目的）
本発明は、検波する対象を周波数変調波のう
ち、特に、２値デイジタル信号で変調された信号
に限定することにより、ベースバンド帯において
振幅制限回路を使用可能とするとともに、乗算回
路を不要とし、回路実現を容易な周波数検波器を
提供することにある。
ち、特に、２値デイジタル信号で変調された信号
に限定することにより、ベースバンド帯において
振幅制限回路を使用可能とするとともに、乗算回
路を不要とし、回路実現を容易な周波数検波器を
提供することにある。
（発明の構成）
本発明によれば、２値デイジタル信号によつて
周波数変調された検波すべき信号を入力として、
該変調波信号の中心周波数にほぼ等しい周波数を
有する局部発振器を少くとも含み、位相が互いに
異なる4N個（ここで、Ｎは正の整数）のベース
バンド信号を出力する周波数変換手段と、前記
4N個のベースバンド信号を２値化して得られる
4N個の２値化信号を作る手段と、該4N個の２値
化信号をその位相が180゜を法とする順番になるよ
うに並べたとき、これらの信号を順に１個おきに
とつた信号の全体を第１の信号グループとし、残
りの２値化信号を第２の信号グループとし、前記
第１の信号グループをさらに、その位相の順番に
ついて、１個おきにとつて得られる信号の全体を
第３の信号グループとし、残りの信号の全体を第
４の信号グループとするとき、前記第１の信号グ
ループに含まれるすべての信号を入力とする第１
の排他的論理和回路と、前記第２の信号グループ
に含まれるすべての信号を入力とする第２の排他
的論理和回路と、前記第１の信号グループの信号
を入力として、前記第３の信号グループの信号の
いずれかの信号の状態が変化するたびに２値信号
の状態のいずれか一方を選び、前記第４の信号グ
ループのいずれかの信号の状態が変化するたびに
前記２値信号の他方の状態を選ぶことで発生され
る基準信号を得る手段と、該基準信号と前記第１
の排他的論理和回路の出力とを入力とする第３の
排他的論理和回路と、前記第２の信号グループに
含まれる信号のいずれかの信号の状態が変化する
たびに、前記第３の排他的論理和回路の出力をサ
ンプルする手段とを有し、このサンプル値から得
られる信号を検波出力とすることによつて、上記
目的を達成できる。
周波数変調された検波すべき信号を入力として、
該変調波信号の中心周波数にほぼ等しい周波数を
有する局部発振器を少くとも含み、位相が互いに
異なる4N個（ここで、Ｎは正の整数）のベース
バンド信号を出力する周波数変換手段と、前記
4N個のベースバンド信号を２値化して得られる
4N個の２値化信号を作る手段と、該4N個の２値
化信号をその位相が180゜を法とする順番になるよ
うに並べたとき、これらの信号を順に１個おきに
とつた信号の全体を第１の信号グループとし、残
りの２値化信号を第２の信号グループとし、前記
第１の信号グループをさらに、その位相の順番に
ついて、１個おきにとつて得られる信号の全体を
第３の信号グループとし、残りの信号の全体を第
４の信号グループとするとき、前記第１の信号グ
ループに含まれるすべての信号を入力とする第１
の排他的論理和回路と、前記第２の信号グループ
に含まれるすべての信号を入力とする第２の排他
的論理和回路と、前記第１の信号グループの信号
を入力として、前記第３の信号グループの信号の
いずれかの信号の状態が変化するたびに２値信号
の状態のいずれか一方を選び、前記第４の信号グ
ループのいずれかの信号の状態が変化するたびに
前記２値信号の他方の状態を選ぶことで発生され
る基準信号を得る手段と、該基準信号と前記第１
の排他的論理和回路の出力とを入力とする第３の
排他的論理和回路と、前記第２の信号グループに
含まれる信号のいずれかの信号の状態が変化する
たびに、前記第３の排他的論理和回路の出力をサ
ンプルする手段とを有し、このサンプル値から得
られる信号を検波出力とすることによつて、上記
目的を達成できる。
（実施例）
以下、図面を用いて詳しい説明を行う。第１図
は本発明の実施例を示すブロツク図である。マー
クあるいはスペースの２値デイジタル信号で周波
数変調された受信波は、入力端子１１に入力され
ると、その中心周波数にほぼ等しい発振周波数を
有する局部発振器３０の出力を位相差分離回路３
５に入力して得られる位相の異なる４つの信号を
局部発振信号として、ミクサ２１，２２，２３，
２４によりベースバンドへ周波数変換される。低
域通過フイルタ３１，３２，３３，３４は希望チ
ヤンネルのベースバンド信号のみを取り出すこと
と、雑音の帯域制限を行うものである。ベースバ
ンド信号は、各々、２値化回路４１，４２，４
３，４４に入力され、２値化された信号I1，Q1，
I2，Q2が得られる。これらの信号は第２図に示す
ように、位相差分離回路３５で与えられた位相差
に対応した位相差を有する。ここで、実線は変調
信号がマークの場合を、破線はスペースの場合を
示す。信号I1，Q1を排他的論理和回路６２に、信
号I2，Q2を排他的論理和回路６１に入力すること
により、それぞれ信号I1，Q1、信号I2Q2が第２図
に示したように得られる。また、信号I1およびQ1
を基準信号発生回路７０に入力することにより、
基準信号Ｚが得られる。この信号は信号Q1の状
態変化点でセツトされ、信号I1の状態変化点でリ
セツトされるセツトリセツト回路の出力から得ら
れ、変調信号がマークであるかスペースであるか
に依存しない。この基準信号と信号I1Q1を排他的
論理和回路７５に入力することにより、その出力
信号Ｘは、第２図に示したように、細いパルスの
部分を除いて、変調信号がマークかあるいはスペ
ースかによつて、論理レベル“１”（実線）ある
いは“０”（破線）となり周波数検波が行われる
ことが示される。細いパルスの部分は排他的論理
和回路７５に入力される信号I1Q1およびＺの状態
変化時刻が回路の不完全さのためにわずかにずれ
ているために生ずるものである。このパルス部分
の影響は低域通過フイルタを用いて軽減すること
ができるけれども、その効果は完全ではない。そ
のため、本発明では、信号I2Q2をパルス発生回路
８０に入力して得られるパルス信号DI2Q2をクロ
ツクパルスとして、信号ＸをＤ型フリツプフロツ
プ９０によつてサンプルする。パルス信号DI2Q2
は第２図に示すように、信号Ｘのパルス状の部分
の発生時刻の中間において発生されるので、パル
ス状の部分の影響を除くことができる。
は本発明の実施例を示すブロツク図である。マー
クあるいはスペースの２値デイジタル信号で周波
数変調された受信波は、入力端子１１に入力され
ると、その中心周波数にほぼ等しい発振周波数を
有する局部発振器３０の出力を位相差分離回路３
５に入力して得られる位相の異なる４つの信号を
局部発振信号として、ミクサ２１，２２，２３，
２４によりベースバンドへ周波数変換される。低
域通過フイルタ３１，３２，３３，３４は希望チ
ヤンネルのベースバンド信号のみを取り出すこと
と、雑音の帯域制限を行うものである。ベースバ
ンド信号は、各々、２値化回路４１，４２，４
３，４４に入力され、２値化された信号I1，Q1，
I2，Q2が得られる。これらの信号は第２図に示す
ように、位相差分離回路３５で与えられた位相差
に対応した位相差を有する。ここで、実線は変調
信号がマークの場合を、破線はスペースの場合を
示す。信号I1，Q1を排他的論理和回路６２に、信
号I2，Q2を排他的論理和回路６１に入力すること
により、それぞれ信号I1，Q1、信号I2Q2が第２図
に示したように得られる。また、信号I1およびQ1
を基準信号発生回路７０に入力することにより、
基準信号Ｚが得られる。この信号は信号Q1の状
態変化点でセツトされ、信号I1の状態変化点でリ
セツトされるセツトリセツト回路の出力から得ら
れ、変調信号がマークであるかスペースであるか
に依存しない。この基準信号と信号I1Q1を排他的
論理和回路７５に入力することにより、その出力
信号Ｘは、第２図に示したように、細いパルスの
部分を除いて、変調信号がマークかあるいはスペ
ースかによつて、論理レベル“１”（実線）ある
いは“０”（破線）となり周波数検波が行われる
ことが示される。細いパルスの部分は排他的論理
和回路７５に入力される信号I1Q1およびＺの状態
変化時刻が回路の不完全さのためにわずかにずれ
ているために生ずるものである。このパルス部分
の影響は低域通過フイルタを用いて軽減すること
ができるけれども、その効果は完全ではない。そ
のため、本発明では、信号I2Q2をパルス発生回路
８０に入力して得られるパルス信号DI2Q2をクロ
ツクパルスとして、信号ＸをＤ型フリツプフロツ
プ９０によつてサンプルする。パルス信号DI2Q2
は第２図に示すように、信号Ｘのパルス状の部分
の発生時刻の中間において発生されるので、パル
ス状の部分の影響を除くことができる。
パルス発生回路８０は例えば、第３図に示すよ
うに、入力端子３１１に入力した信号を二分岐
し、一方を遅延回路３２０に通したのち、排他的
論理和回路３３０に入力することによつて、出力
端子３１２に、入力信号の状態が変化するたびに
パルスが発生される。この動作はよく知られてい
るので、ここでは、これ以上の説明は省略する。
うに、入力端子３１１に入力した信号を二分岐
し、一方を遅延回路３２０に通したのち、排他的
論理和回路３３０に入力することによつて、出力
端子３１２に、入力信号の状態が変化するたびに
パルスが発生される。この動作はよく知られてい
るので、ここでは、これ以上の説明は省略する。
基準信号発生回路７０は例えば、第４図に示す
ように実現できる。信号Q1は入力端子４１１に、
信号I1は入力端子４１３に入力されたのち、それ
ぞれパルス発生回路４２１，４２２に入力され、
それぞれの信号の変化点においてパルスが発生さ
れる。信号Q1の変化点において発生されるパル
スはセツトリセツト回路４３０をセツトし、信号
I1の変化点において発生されるパルスはセツトリ
セツト回路４３０をリセツトするので、出力端子
４１２には第２図に示したような基準信号が得ら
れる。
ように実現できる。信号Q1は入力端子４１１に、
信号I1は入力端子４１３に入力されたのち、それ
ぞれパルス発生回路４２１，４２２に入力され、
それぞれの信号の変化点においてパルスが発生さ
れる。信号Q1の変化点において発生されるパル
スはセツトリセツト回路４３０をセツトし、信号
I1の変化点において発生されるパルスはセツトリ
セツト回路４３０をリセツトするので、出力端子
４１２には第２図に示したような基準信号が得ら
れる。
信号I1，Q1，I2，Q2の間の位相差は45゜に限る
ものではなく、零以外の任意の値でよいことは、
第２図のような波形図を描いてみれば容易に理解
できる。また、ベースバンド信号の個数は、４個
に限るものではなく、4N個に増加させても、同
様な動作が得られることも確かめることがきる。
例えばベースバンド信号を、0゜、22.5゜、45゜、
67.5゜、90゜、112.5゜、135゜、157.5゜の相対位相を
有
する８個の信号に増加させた場合を考える。この
ときには、0゜、45゜、90゜、135゜の位相の信号を全
体を第１の信号グループとし、残りの信号を第２
の信号グループとすれば、第２の信号グループに
含まれる信号の変化時刻は第１の信号グループの
信号の変化時刻の中間になる。第２の信号グルー
プのうち、0゜、と90゜の位相の信号を第３の信号
グループとし、45゜と135゜の位相の信号を第４の
信号グループとすれば、第３の信号グループの信
号の変化点でセツトし、第４の信号グループの信
号の変化点でリセツトするセツトリセツト回路に
より基準信号を発生できる。第１の信号グループ
の信号全体を排他的論理和回路に入力することに
より得られる信号と基準信号とを排他的論理和回
路に入力することによつて、第２図に示したよう
な信号Ｘが得られる。
ものではなく、零以外の任意の値でよいことは、
第２図のような波形図を描いてみれば容易に理解
できる。また、ベースバンド信号の個数は、４個
に限るものではなく、4N個に増加させても、同
様な動作が得られることも確かめることがきる。
例えばベースバンド信号を、0゜、22.5゜、45゜、
67.5゜、90゜、112.5゜、135゜、157.5゜の相対位相を
有
する８個の信号に増加させた場合を考える。この
ときには、0゜、45゜、90゜、135゜の位相の信号を全
体を第１の信号グループとし、残りの信号を第２
の信号グループとすれば、第２の信号グループに
含まれる信号の変化時刻は第１の信号グループの
信号の変化時刻の中間になる。第２の信号グルー
プのうち、0゜、と90゜の位相の信号を第３の信号
グループとし、45゜と135゜の位相の信号を第４の
信号グループとすれば、第３の信号グループの信
号の変化点でセツトし、第４の信号グループの信
号の変化点でリセツトするセツトリセツト回路に
より基準信号を発生できる。第１の信号グループ
の信号全体を排他的論理和回路に入力することに
より得られる信号と基準信号とを排他的論理和回
路に入力することによつて、第２図に示したよう
な信号Ｘが得られる。
第２のグループの信号を排他的論理和回路に入
力したのち、第３図に示したようなパルス発生回
路に入力すれば、得られるサンプルパルスは第１
の信号グループの変化時刻の中間の時刻で、すな
ち、信号Ｘに含まれるパルス状の部分を避けて発
生されるので、このサンプルパルスを使つて信号
Ｘをサンプル回路でサンプルすることができる。
力したのち、第３図に示したようなパルス発生回
路に入力すれば、得られるサンプルパルスは第１
の信号グループの変化時刻の中間の時刻で、すな
ち、信号Ｘに含まれるパルス状の部分を避けて発
生されるので、このサンプルパルスを使つて信号
Ｘをサンプル回路でサンプルすることができる。
ここで、本質的なことは、信号の位相を順に並
べて分類することである。ただし、位相差が180゜
を越える場合には180゜を法とする順番に並べるこ
とが必要である。このことは、波形図を描いてみ
れば、容易に理解できる。
べて分類することである。ただし、位相差が180゜
を越える場合には180゜を法とする順番に並べるこ
とが必要である。このことは、波形図を描いてみ
れば、容易に理解できる。
ベースバンド信号の間に位相差を与える方法
は、本発明の実施例のように、局部発振信号の間
に位相差を与えるものに限らず、例えば、入力信
号の間に位相差を与えてもよい。また信号I1とQ1
を信号I2とQ2に入れ換えても同様に動作する。さ
らに、このように、信号を入れ換えた回路と、も
との回路との組み合わせも考えられる。なお以上
の説明においてベースバンド回路以降は一旦デイ
ジタル値に変換してからマイクロプロセツサ等を
用いて以上に述べた処理を行うこともできる。
は、本発明の実施例のように、局部発振信号の間
に位相差を与えるものに限らず、例えば、入力信
号の間に位相差を与えてもよい。また信号I1とQ1
を信号I2とQ2に入れ換えても同様に動作する。さ
らに、このように、信号を入れ換えた回路と、も
との回路との組み合わせも考えられる。なお以上
の説明においてベースバンド回路以降は一旦デイ
ジタル値に変換してからマイクロプロセツサ等を
用いて以上に述べた処理を行うこともできる。
（発明の効果）
以上説明したように、ミクサ以降の回路はすべ
てベースバンドで動作し、２値化回路以降の回路
はすべてデイジタル回路で構成できるので、本発
明は集積回路による実現を容易にする効果があ
る。ベースバンド回路以降は、一旦デイジタル値
に変換してから、マイクロプロセツサなどを用い
て、本発明で示した方法による信号処理を行うこ
とによつても実現できる。
てベースバンドで動作し、２値化回路以降の回路
はすべてデイジタル回路で構成できるので、本発
明は集積回路による実現を容易にする効果があ
る。ベースバンド回路以降は、一旦デイジタル値
に変換してから、マイクロプロセツサなどを用い
て、本発明で示した方法による信号処理を行うこ
とによつても実現できる。
第１図は本発明の実施例を示すブロツク図、第
２図は本発明の動作を説明するための波形図、第
３図は本発明に用いるパルス発生回路を示すブロ
ツク図、第４図は本発明に用いる基準信号発生回
路を示すブロツク図である。 これらの図において、１１，３１１，４１１，
４１３は入力端子、１２，３１２，４１２は出力
端子、２１，２２，２３，２４はミクサ、３１，
３２，３３，３４は低域通過フイルタ、４１，４
２，４３，４４は２値化回路、６１，６２，７
５，３３０は排他的論理和回路、８０，４２１，
４２２はパルス発生回路、９０はＤ型フリツプフ
ロツプ回路、４３０はセツトリセツト回路であ
る。
２図は本発明の動作を説明するための波形図、第
３図は本発明に用いるパルス発生回路を示すブロ
ツク図、第４図は本発明に用いる基準信号発生回
路を示すブロツク図である。 これらの図において、１１，３１１，４１１，
４１３は入力端子、１２，３１２，４１２は出力
端子、２１，２２，２３，２４はミクサ、３１，
３２，３３，３４は低域通過フイルタ、４１，４
２，４３，４４は２値化回路、６１，６２，７
５，３３０は排他的論理和回路、８０，４２１，
４２２はパルス発生回路、９０はＤ型フリツプフ
ロツプ回路、４３０はセツトリセツト回路であ
る。
Claims (1)
- １ ２値デイジタル信号によつて周波数変調され
た信号を入力として、該変調波信号の中心周波数
にほぼ等しい周波数を有する局部発振器を少くと
も含み、位相が互いに異なる4N個（ここで、Ｎ
は正の整数）のベースバンド信号を出力する周波
数変換手段と、前記4N個のベースバンド信号を
２値化して得られる4N個の２値化信号を作る手
段と、該4N個の２値化信号をその位相が180゜を
法とする順番になるように並べたとき、これらの
信号を順に１個おきにとつた信号の全体を第１の
信号グループとし、残りの２値化信号を第２の信
号グループとし、前記第１の信号グループをさら
に、その位相の順番について、１個おきにとつて
得られる信号の全体を第３の信号グループとし、
残りの信号の全体を第４の信号グループとすると
き、前記第１の信号グループに含まれるすべての
信号を入力とする第１の排他的論理和回路と、前
記第２の信号グループに含まれるすべての信号を
入力とする第２の排他的論理和回路と、前記第１
の信号グループの信号を入力として、前記第３の
信号グループの信号のいずれかの信号の状態が変
化するたびに２値信号の状態のいずれか一方を選
び、前記第４の信号グループのいずれかの信号状
態が変化するたびに前記２値信号の他方の状態を
選ぶことで発生される基準信号を得る手段と、該
基準信号と前記第１の排他的論理和回路の出力と
を入力とする第３の排他的論理和回路と、前記第
２の信号グループに含まれる信号のいずれかの信
号の状態が変化するたびに、前記第３の排他的論
理和回路の出力をサンプルする手段とを有し、該
サンプル手段の出力から得られる信号を検波出力
信号とすることを特徴とする周波数検波器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59002901A JPS60146558A (ja) | 1984-01-11 | 1984-01-11 | 周波数検波器 |
| US06/687,575 US4651107A (en) | 1984-01-11 | 1984-12-28 | Demodulator for digital FM signals |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59002901A JPS60146558A (ja) | 1984-01-11 | 1984-01-11 | 周波数検波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60146558A JPS60146558A (ja) | 1985-08-02 |
| JPH0546736B2 true JPH0546736B2 (ja) | 1993-07-14 |
Family
ID=11542251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59002901A Granted JPS60146558A (ja) | 1984-01-11 | 1984-01-11 | 周波数検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60146558A (ja) |
-
1984
- 1984-01-11 JP JP59002901A patent/JPS60146558A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60146558A (ja) | 1985-08-02 |
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