JPS6041548B2

JPS6041548B2 - 電流形インバ−タの制御装置

Info

Publication number: JPS6041548B2
Application number: JP51113989A
Authority: JP
Inventors: 広内野
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1976-09-22
Filing date: 1976-09-22
Publication date: 1985-09-17
Also published as: JPS5339430A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電流形ィンバータの制御装置に関し、特に出力
電流に含まれる高調波成分を低減しようとするものであ
る。

この種の電流形ィンバータとしては、第１図に示す構成
のものが良く知られている。

この場合ィンバータは直流電源１からの直流電流を直流
ＩＪアクトル２を介してィンバータ回路３に受けてこれ
を三相交流に変換し、この変換出力によって誘導電動機
４を駆動する主回路を構成している。しかるにィンバー
タ回路３は、正電流を供給する３個の半導体スイッチと
してのサイリスタＴｈ，，Ｔｈ３及びＴｈ５と、負電流
を供給する３個の半導体スイッチとしてのサィリスタＴ
ｈ４，Ｔ払及びＴｈ２と、各サィリスタに直列に接続さ
れた６個のダイオードＤ，〜Ｄ６と、正電流用及び負電
流用サィリスタをそれぞれ転流させる６個の転流コンデ
ンサＣ，〜Ｃ６とでなる三相ブリッジ構造となされてい
る。第１図のィンバータ回路３の各サィリスタＴｈ，〜
Ｔｈ６は、制御装置（図示せず）によって次のように制
御される。

すなわち第２図の時点Ｌ‘こおいて、正電流用サィリス
タＴｈ，に点弧パルスを与えると、転流コンデンサＣ５
及びＣ３の電荷によりサイリスタＴｈ５がオフし、かつ
サイリスタＴｈ，がオンする。従って出力側の相電流は
、Ｗ相の正電流がＵ相へ転流することになる。同様に、
時点ｔ２においてサィリスタＴｈ２に点弧パルスを与え
ることによりＶ相の負電流がＷ相に転流し、以下同様に
して点弧パルスが与えられるごとに転流動作がなされ、
結局誘導電動機には１２０ｏ通電、かつ６００非通電の
矩形波電流が供給されることになる。

ところでかかる従釆の制御方式において、誘導電動機に
供給する三相交流の周波数が譲導電動機の２次巻線の時
定数に対して低い場合、誘導電動機は通電相が切り換っ
た瞬間にパルス的なトルクを発生する。

従って誘導電動機におけるトルクリップルが大きくなる
が、これを改善して定格値の平均トルクを発生させるた
めには、かなり大きなピークトルクを発生させる必要が
ある。しかるに、このようなピークトルクを発生させる
ためには、電動機の磁束密度に余裕をとる必要があり、
かくすると電動機が大形、高価になるのみならず、Ｇぴ
が増大するため急速な可逆運転が困難になる等の問題を
生じる。

またピークトルクを発生させるため、誘導電動機に機械
的振動や、騒音を生じて安定な運転ができなくなるおそ
れがある。

この現象は運転周波数を低くするほど著しい。そこで、
本発明は、上述の従来の制御方式の欠点を有効に解決し
ようとするもので、負荷に供給する相電流が正弦波状に
なるようにィンバ−夕を制御し、かくして負荷が誘導電
動機の場合においても、その回転磁界を一定の角速度で
回転させることができるようにして停止を含む超低速運
転範囲でもトルクリップルのない安定な運転を実現でき
るようにすると共に、トルクが平坦となることから低速
運転範囲でも十分なトルクを発生させるようにしようと
するものである。

以下図面について本発明の一例を詳述するに、第３図に
おいて、１１は三相交流電源１２からの交流入力を整流
して可変電圧の直流に変換するサィリスタ交直変換器で
、その変換出力電流は直流リアクトル１３によって平滑
されてインバータ回路１４に入力される。

ィンバータ回路１４は第１図について上述したと全く同
様に、正電流用サィリス夕Ｔｈ．，Ｔｈ３，爪５及び負
電流用サィリスタＴＬ，Ｔｈ６，丁ｈ２と、ダイオード
Ｄ，〜Ｄ６と、転流コンデンサＣ，〜Ｃ６とで構成され
、三相交流出力が議導電動機１５の三相入力端Ｕ，Ｖ，
Ｗに接続されている。

本発明における制御装置は、交直変換器１１、及びィン
バータ回路１４のサィリスタの点弧を次のようにして制
御する。

交直変換器１１の電源側には入力相電流を検出する変流
器１６が介挿され、その出力を受ける電流検出回路１７
から交直変換器１１の出力電流に比例した直流電圧を送
出し、この直流電圧が直流基準信号形成回路１８の電
流基準出力Ａ，と比較されてその差出力が電流制御回路
１９を通じて位相制御回路２０１こ与えられ、位相制御
回路２０の出力端に得られる点弧パルスＰ，が交直変換
器１１のサィリス夕に与えられ、かくして交直交襖器１
１の出力電流が電流制御出力に相当する値に制御される
。

電流基準信号形成回路１８はタイミング信号発生回路２
１を有し、この発生回路２１にて外部から到来する運転
周波数指令値Ｓｆに基づいて指令された周波数に相当す
る１周期の長さを６等分した時間長さをもつ６個のタイ
ミング信号Ｔ，〜Ｔ６を順次発生する。

一方発生回路２１に関連して正弦波発生回路２２が設け
られ、これにて、６個のタイミング信号Ｔ．〜Ｔ６と同
期し、かつこれら信号の発生の一巡時間を１周期とする
３つの正弦波Ｒｕ，Ｒｖ及びＲｗを電流基準信号として
発生する。これら３つの正弦波は互いに１８びづつずれ
た三相交流を形成している。このタイミング信号発生回
路２１及び正弦波発生回路２２としては、第４図に示す
ものを適用し得る。

すなわち、発生回路２１は運転周波数指令値Ｓｆとして
、第５図Ｓ「に示す如きパルス列信号Ｓｆを受け、これ
をノット回路３１にて反転して２進カウンタ３２に与え
る。

このとき２進カウンタ３２は第５図Ｂに示す如く、パル
ス列Ｓｆの各パルスの立上りによって反転する矩形波出
力Ｂを送出する。この出力Ｂはさらに２進カウンタ３３
によって分周されて第５図Ｃに示す如き矩形波出力Ｃに
変換され、この矩形波出力Ｃがさらに３進カウン夕３４
によって分周されて第５図Ｄ及びＥに示す如き矩形波出
力Ｄ及びＥに変換される。しかるにこれらカウンタ回路
の出力Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅは論理回路３５に与えられ、これ
にて次の論理式を満足する６つのタイミング信号Ｔ，〜
Ｔ６が形成される（第５図Ｔ，〜Ｔ６）。

Ｔ，＝Ｃ・Ｄ・Ｅ …………………ｍＴ２
＝Ｃ・Ｄ・Ｅ …………………｛２〕Ｔ
３＝Ｃ・Ｄ・Ｅ …………………｛３’
Ｔ４＝Ｃ・Ｄ・Ｅ …………………｛４｝
Ｔ５＝Ｃ・Ｄ・Ｅ …………………（５
｝Ｔ６＝Ｃ・Ｄ・Ｅ …………………｛６
１さらに論理回路３５は、出力Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅから、次
の論理式を満足する３つのタイミング信号Ｆ〜日を発生
する（第５図Ｆ〜Ｈ）。

Ｆ＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｅ＋Ｃ・Ｄ・Ｅ＋Ｃ・Ｄ・Ｅ十Ｂ・Ｃ
・Ｄ・Ｅ ………………｛７｝Ｇ＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・
Ｅ十Ｃ・Ｄ・８十Ｃ・Ｄ・Ｅ＋Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｅ
””“……”“”（８｝Ｈ＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｅ＋Ｃ・Ｄ
・Ｅ十Ｃ・Ｄ・Ｅ＋Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｅ ……………
…｛９）しかるにこれらの信号Ｆ〜則ま、タイミング信
号Ｔ，〜Ｔ６の立下り区間↑の６倍の時間を１周期とし
、信号相互間の位相が順次１２びづつずれている。

これらの信号Ｆ〜日は、三角波発生回路３６に与えられ
る。三角波発生回路３６は、信号Ｆ〜日に対応する三角
波Ｊ〜Ｌ（第５図Ｊ〜Ｌ）を発生するもので、それぞれ
の信号に対して第６図に示す如き構成の回路を有する。
すなわち、運転周波数指令値Ｓｆを周波数−アナログ電
圧変換器４１によって運転周波数指令値Ｓｒに比例した
アナログ電圧−ａ，に変換し、さらにこのアナログ電圧
−ａ，の極性を極性反転回路４２によって反転したアナ
ログ電圧＋ａ，を得る。

これらのアナログ電圧−ａ，及び十ａ，は、論理回路３
５から発生されるタイミング信号Ｆ（又はＧ，Ｈ）によ
って逆に開閉制御されるスイッチ回路４３又は４４を通
じて積分器４５（演算増幅器４６、積分コンデンサ４７
及び入力抵抗４８でなる）に与えられる。なお４９は逆
動作させるためのノット回路である。かくして三角波発
生回路３６の出力端には、第５図Ｊ（又はＫ，Ｌ）に示
す如く、タイミング信号Ｆ（又はＧ，Ｈ）の立上り区間
及び立下り区間で交互に互いに逆方向に積分して行く三
角波出力Ｊ（又はＫ，Ｌ）を得ることができる。これら
の三角波信号Ｊ，Ｋ，Ｌはタイミング信号発生回路２１
の出力として、それぞれ正弦波関数発生器２２に与えら
れ、これにて第５図Ｍ，Ｎ，Ｐに示す如き正弦波信号Ｍ
，Ｎ，Ｐを得る。

このようにして正弦波関数発生器２２にて発生された正
弦波信号Ｍ，Ｎ，Ｐは被乗数信号として外部から到来す
る電流基準指令Ｓｄをそれぞれ受ける掛算器５１Ｕ，５
１Ｖ，５１Ｗに対して乗数信号として与えられ、その出
力端に電流基準指令Ｓｄに相当する振幅を有する正弦波
出力を送出する。この正弦波出力は全波整回路を含んで
なる出力回路５２に与えられ、その出力端に第７図Ａ，
に示す如く、タイミング信号Ｔ，〜Ｔ６に対応して各相
の正弦波出力の最大電流区間を順次連続させてなる電流
基準信号Ａ．を電流基準信号形成回路１８の出力として
、前述のように電流検出回路１７の出力との比較に用い
る。

一方電流基準信号形成回路１８の掛算器５１Ｕ，５１Ｖ
及び５１Ｗの出力は、ィソバータ回路１４に対する制御
信号発生回路としてのゲートパルス発生回路５５に、そ
れぞれＵ相、Ｖ相及びＷ相電流基準信号として与えられ
る。

ゲートパルス発生回路５５は、譲導電動機１５の一次側
Ｕ，Ｖ及びＷ相入力線にそれぞれ設けられて各相の電流
を検出する直流変流器５６Ｕ，５６Ｖ及び５６Ｗと、相
電流検出回路５７Ｕ，５７Ｖ及び５７Ｗとを有し、この
相電流を上述のＵ，Ｖ及びＷ相電流基準信号とそれぞれ
比較し、その差信号をＵ相，Ｖ相及びＷ相電流制御回路
５８Ｕ，５８Ｖ及び５８Ｗに与える。

Ｕ相，Ｖ相及びＷ相電流制御回路５８Ｕ，５８Ｖ及び５
８Ｗは到来する差信号の極性に応じて、誘導電動機１５
の電流が電流基準より小さいとき例えば論理「１」の出
力信号を送出し、逆の場合は論理「０」の出力信号を送
出し、これら出力信号を制御サィリスタ選択用ゲート回
路５９に与える。

この制御サィリスタ選択用ゲート回路５９は、タイミン
グ信号形成回路２１から送出されるタイミング信号Ｔ．
〜Ｔ６を一方の条件信号としてそれぞれ受ける６個の論
理債回路ＡＮ，〜ＡＮ６を有する。

第１及び第２の論理穣回路ＡＮ，及びＡＮ２には他方の
条件信号としてＵ相電流制御回路５８Ｕの出力が与えら
れ、同様にして第３及び第４の論理積回路ＡＮ３及びＡ
Ｎ４にはＶ相電流制御回路５８Ｖの出力が与えられ、第
５及び第６の論理債回路ＡＮ５及びＡＮ６にはＷ相電流
制御回路５８Ｗの出力が与えられる。論理積回路ＡＮ，
〜ＡＮ６は、上記２つの入力のアンド出力を第１のサィ
リスタ選択駆動出力として送出することに加えて、この
第１の選択駆動出力の反転出力を第２の選択駆動出力と
して送出するようになされている。

すなわち第１の論理積回路ＡＮ，は第１及び第２の選択
駆動出力として第４及び第６サィリスタＴｈ４及びＴｈ
６へのオンオフ出力肌４及び肌６を送出し、第２の論理
積回路ＡＮ２は第５及び第１サィリスタＴ仏及びＴｈ，
へのオンオフ出力Ｕ公及びＵｈ，を送出し、・・・…・
・・第６の論理薄回路ＡＮ６は第３及び第５サィリスタ
Ｔｈ３及びＴｈ５へのオンオフ出力Ｗｈ３及びＷｈ５を
送出するようになされている。ゲートパルス発生回路５
５は、以上の構成に加えて、第１〜第６サィリスタｍ，
〜Ｔ＆に与える点弧パルスＧＰ，〜ＧＰ６を発生するた
めのパルス増幅回路６０と、各点弧パルスの発生のタイ
ミングを制御する入力オアゲートＯＲ，〜ＯＲ６でなる
入力ゲート回路６１とを有する。

しかるに第１サィリス夕Ｔｈ，のオアゲートＯＲ，には
第３のタイミング信号Ｔ３と、第２の論理積回路ＡＮ２
の第２の選択駆動出力肌，と、第４の論理積回路ＡＮ４
の第１の選択駆動出力Ｖｈ，とが与えられ、第２サイリ
スタＴｈ２のオアゲートＯＲ２には第４のタイミング信
号Ｔ４と、第３の論理積回路ＡＮ３の第２の選択駆動出
力Ｖｈ２とが与えられ、・・・・・・・・・第６サィリ
スタＴ仏オアゲートＯＲ６には第２のタイミング信号ち
と、第１の論理積回路ＡＮ，の第２の選択駆動出力肌６
と、第３の論理積回路ＡＮ３の第１の選択駆動出力Ｖｈ
６とが与えられる。

かくして第１〜第６の入力オアゲートＯＲ，〜ＯＲ６に
て論理和出力が得られたとき、例えばその立上りによっ
てそれぞれサイリスタＴｈ，〜Ｔｈ６を点弧する点弧パ
ルスＧＰ，〜ＧＰ６を発生するようになされている。第
３図の構成において、電流基準信号形成回略１８は、第
５図Ｔ，〜Ｔ６に示す如きタイミング信号発出回路２１
からの出力Ｔ，〜Ｔ６によって、運転周波数指令値Ｓ，
に対応した周波数の正弦波三相信号を正弦波発生回路２
２において発生し、これに基づいて袋算器５１Ｕ〜５１
Ｗ及び出力回路５２によって電流基準指令入力Ｓｄに応
じた振幅を有しかつ第７図Ａ，に示す如く正弦波形の６
００〜１２０ｏの区間の波形部分をタイミング信号Ｔ
，〜Ｔ６と同期して順次連続させたと同様の波形の電流
基準Ａ，を送出する。

従ってサィリスタ交直変換器１１は電流基準Ａ，に応じ
た波形の直流出力を送出し、この直流出力がィンバータ
回路１４の入力端に与えられる。一方ゲーパルス発生回
路５５は、掛算器５１Ｕ〜５１Ｗからの正弦波出力と、
タイミング信号発生回路２１から送出されるタイミン
グ信号Ｔ，〜Ｌとを受けて、タイミング信号Ｔ・〜ｔが
その順序を到来するごとに、換言すれ‘ま負荷側の電気
角相回転の６０ｏごとに、次のように動作する。

先ず、タイミング信号Ｔ，が到来したとき、これが入力
ゲート回路６１の第５のオアゲートＯＲ５を通じてィン
バー夕回路１４の第５サィリスタｍ５をオンし（第７図
ｍ５）、これにより第７図のタイミングパルスＴ，区間
Ｔなの波形と同様の波形の正電流が第５サィリスタＴ仏
を通じてＷ相電流として流れる。これと同時に、タイミ
ング信号Ｔ，が制御サィリス夕選択用ゲート回路５９の
第１の論理債回路ＡＮ．に与えられ、これによりＵ相電
流検出回路５７Ｕの検出出力が鶏算器５１Ｕの出力より
小さいとき第１の選択駆動出力ＵＡが論理「１」となっ
てこれが第４サィリス夕用オアゲートＯＲ４に与えられ
ることによって第４サィリスタＴ〜をオンとする。

しかるにこのとき第２の選択駆動出力肌６は論理「０」
であるので第６サィリスタＴｈ６はオフのままとなる。
これに対してＵ相電流検出回路５７Ｕの検出出力が掛算
器５１Ｕの出力より大きいとき第１の選択駆動出力ＵＬ
が論理「０」であるので第４サィリスタＴＬがオフとな
り、第２の選択駆動出力肌６が論理「１」となって第６
サィリスタＴｈ６がオンとなる。

このようにタイミング信号Ｔ，の区間においては、Ｕ相
について相電流が電流基準（掛算器５１Ｕの出力）に対
して大きいか、又は小さいかに応じて第４サィリスタＴ
ｈ４をオン又はオフし（第７図ＴＬ）、かくして相電流
を電流基準に追従させる。

しかるにこのときＵ相の電流基準は、第７図Ｕに示す如
く、Ｕ相の交流出力のうち３００ｏ〜３６０ｏの電気角
の範囲の波形をもつから、これに応じた波形の負電流（
第７図ＴＬと同一の波形の電流）が第４サィリスタＴＬ
を通じて流れることになる。これと同時にタイミング信
号Ｔ，の区間においては、第４サィリスタＴ〜のオン、
オフ動作とは逆に、第６サィリス夕Ｔ仏がオフ、オン動
作する（第７図『ｈ６）。従って第４サィリスタｍ４を
流れる電流がＵ相電流の３００ｏ〜３６０ｏ波形に追従
するとき、これとは逆動作する第６サィリスタＴｈ６に
は第７図Ｔ公に示す如く、正弦波信号Ｖの１８０ｏ〜２
４００波形に追従する負電流が流れることになる。この
追従動作を実現する構成として第９図の構成のものを適
用し得る。

又第１０図は、この動作波形図を示すもので、これは第
７図のタイミング期情訂．についての動作波形図である
。この実施例の場合Ｕ相電流制御回路５８Ｕは第９図に
示す如く積分用コンデンサＵ，．を有する演算増幅器Ｕ
，２を具え、相電流検出回路５７Ｕの出力Ｓ．（第１０
図Ｃ）を入力抵抗Ｕ，２を通じて受けると共に、鶏算器
５１Ｕの基準出力Ｓ２（第１０図Ｃ）を入力抵抗Ｕ，４
を通じて受けてこれらを比較する。かくして第１０図Ｄ
に示す如くＵ相電流検出器５７Ｕの出力Ｓ，の方が掛算
器５１Ｕの基準出力Ｓ２より大きい間演算増幅器Ｕ，２
が正万向に積分動作し、またＵ相電流検出器５７Ｕの出
力Ｓ．の方が鎖算器５１Ｕの基準出力Ｓ２より４・さし
、間演算増幅器Ｕ，２が負万向に積分動作する。演算増
幅器Ｕ，２の出力Ｓ３はヒステリシス回路Ｕ，５に与え
られ、出力Ｓ３が上限値＋×又は下限値−ｘになる毎に
論理レベル「１」又は「０」になるに論理出力Ｓ４（第
１０図Ｅ）をＵ相電流制御回路５８Ｕの出力として送出
する。

このＵ相電流制御回路５８の出力Ｓ４はそれぞれタイミ
ング信号ＴＩ及びＴ２が一方の条件入力として与えられ
る論理積回路ＡＮ，及びＡＮ２に他方の条件入力として
与えられ、タイミング信号Ｔ，が到来している区間の間
論理穣回路ＡＮ，から第１０図Ｆ及びＧに示す如きサィ
リスタ制御出力ｍ４及びＴ〜を送出し、またタイミング
信号Ｔ２が到来している区間の間論理積回路ＡＮ２から
サィリスタ制御出力Ｔは及び爪，を送出する。第９図の
構成において、第１０図の時点ｔ，でＵ相電流検出信号
Ｓ，（第１０図Ｃ）が負であるから演算増幅器Ｕ，２の
出力Ｓ３は正の方向に変化して行く（第１０図Ｄ）。

やがて時点ｔ２で出力Ｓ３がヒステリシス回路Ｕ，５の
正側動作レベル十ｘに到達すると、ヒステリシス回路Ｕ
．５の出力Ｓ４が論理「１」になる。このときタイミン
グ信号Ｔ，は論理「１」であるから論理積回路ＡＮ，の
出力Ｔｈ４が論理「１」になるのに対してィンバース出
力『ｈ６が論理「０」になる。かくして第３図の入力ゲ
ート６１の論理和回路ＯＲ４及びＯＲ６を介してサイリ
スタＴｈ４及びＴ〜に対してそれぞれオン信号ＧＰ４（
第１０図Ａ）及びオフ信号（第１０図Ｂ）が与えられる
。

従ってサィリスタＴｈ６からサィリスタＴ〜への転流が
行われ、Ｕ相電流が負になる（第１０図Ｃ）。そこで演
算増幅器Ｕ，２の出力Ｓ３が負方向に変化して行きやが
て時点ｔ３でヒステリシス回路Ｕ，５の負側動作レベル
−ｘに到達する（第１０図Ｄ）。このときヒステリシス
回路Ｕ，５の出力Ｓ４が「０」になり（第１０図Ｅ）
、論理積回路ＡＮ．の出力ＴＬが「０」になる（第１０
図Ｆ）と同時にィンバース出力ｍ６が「１」になる（第
１０図Ｇ）。かくして第３図の入力ゲート６１の論理和
回路ＯＲ４及びＯＲ６を介してサィリスタＴｈ４及びＴ
公に対してそれぞれオフ信号ＯＰ４（第１０図Ａ）及び
オン信号ＧＰ６（第１０図Ｂ）が与えられ、従ってサィ
リスタｍ４からサィリス夕Ｔｈ６への転流が行われ、Ｕ
相電流が０になる（第１０図Ｃ）。

以下同様にして上述の動作が繰返され、これによりＵ相
電流の平均値が掛算器５１Ｕから到来する基準値信号に
追従するように制御される。なお以上はＵ相のサイリス
タＴ〜及びＴ〜の制御について述べたが、Ｕ相のサィリ
スタＴ公及びＴｈ，も同様にオンオフ制御できる。さら
には他のＶ相、Ｗ相のサィリスタについても同様の機成
によって追従制御を実現できる。このようにして各相電
流相互間において、（Ｕ相電流）十（Ｖ相電流）十（Ｗ
相電流）＝０の関係をもつ三相交流がィンバータ回路１
４から送出されることになる。

次に、タイミング信号Ｌが到来したとき、これが入力ゲ
−ト回路６１の第６のオアゲートＯＲ６を通じてィンバ
ータ回路１４の第６サィリスタＴｈ６をオンし（第７図
Ｔｈ６）、これにより第了図Ａ，の波形に比例した値の
Ｔ〜の如く波形の負電流がＶ相電流として流れる（第７
図Ｔｈ６）。

これと同時に、タイミング信号Ｔ，が回路５９の第２の
論理積回路ＡＮ２に与えられ、これによりＵ相電流検出
回路５７Ｕの検出出力が電流基準より小さいとき第１の
選択駆動出力Ｕｈ５によって第５サィリスタＴムをオン
制御し、かつ第１サイリスタ丁ｈ，をオフ制御し、これ
に対してＵ相電流検出回路５７Ｕの検出出力が電流基準
より大きいとき第１の選択駆動出力Ｕ＆によって第５サ
ィリスタＴｈ５をオフ制御し、かつ第２の選択駆動出力
Ｕｈ，によって第１サィリス夕ｍ，をオン制御する。か
くすれば、タイミング信号Ｔ，の区間における動作につ
いて上述したと同様にして、第６サィリスタｍ６にて２
４００〜３０００のＶ相負電流を流し、第１サィリスタ
ｍ，によって００〜６００のＵ相正電流を追従制御する
と同時に、第５サィリスタｍ５の逆制御動作によって１
２００〜１８００のＷ相正電流を得ることができ、かく
して三相交流がィンバータ回路１４から送出される。

以下同様にして、タイミング信号Ｔ３が到来したとき、
第１サィリスタＴｈ，をオンにして正のＵ相電流を流し
、かつ第６及び第２サィリスタｍ６及びｍ２をオン、オ
フ逆動作させることにより負のＶ相及びＷ相電流を制御
する。またタイミング信号Ｔ４が到来したとき第２サィ
リスタＴｈ２をオンにして負のＷ相電流を流し、かつ第
１及び第３サィリスタＴｈ，及びＴｈ３をオン、オフ逆
動作させることにより正のＵ相及びＶ相電流を制御する
。

さらにタイミング信号Ｌが到来したとき第３サィリス夕
Ｔｈ３をオンにして正のＶ相電流を流し、かつ第２及び
第４サィリスタＴｈ２及びＴｈ４をオン、オフ逆動作さ
せることにより負のＷ相及びＵ相電流を制御する。

さらに、タイミング信号Ｔ６が到来したとき第４サィリ
スタＴＬをオンにして負のＵ相電流を流し、かつ第３及
び第５サィリスタＴｈ３及びＴｈ５をオン、オフ逆動作
させることにより正のＶ相及びＷ相電流を制御する。

以上要するに、三相交流のうち、正（又は負）の１相の
最大電流が流れる６０ｏ区間において、この相電流を供
給すべく第１のサィリス夕をオン制御すると共に、残る
他の負（又は正）の２相の第２及び第３のサィリス夕を
互いに逆にオン、オフ動作させることによってこの２相
の相電流を制御し、かくしてィンバータ回路１４から誘
導電動機１５に対して三相交流を供給する。

上述せる如く本発明に依れば、ィンバータ回路の出力端
にほぼ正弦波状の三相交流が得られる。

従って負荷として譲導電動機を俵流した場合、回転磁界
が連続的に回転することになり、依ってトルクリツプル
を十分低減させることができる。なお、上述においては
、誘導電動機を負荷とした場合について述べたが、これ
に代え同期電動機を負荷とする等、負荷としては種々の
ものを用い得る。また、上述においては、ィンバータ回
路１４をサィリスタを用いて構成した場合について述べ
たが、第８図に示す如く、サィリスタチョッパ６５を用
いることをはじめして、ゲートターンオフサイリスタ（
ＧＴＯ）、トランジスタ等、一般に６個の半導体スイッ
チをもって三相ブリッジを構成したものであれば良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のィンバータの制御装置を示す接続図、第
２図はその動作の説明に供する信号波形図、第３図は本
発明に依る電流形ィソバータの制御装置の一例を示す接
続図、第４図ないし第６図はその詳細構成及び動作の説
明に供する接続図及び信号波形図、第７図は第３図の動
作の説明に供する信号波形図、第８図は本発明の他の実
施例を示す接続図、第９図及び第１０図は第３図の一部
の詳細構成を示すブロック図及び信号波形図である。１１・・・・・・交直変換装置、１２・・・・・・交流
入力、１３……直流リアクトル、１４……ィンバータ回
路、１５・・・・・・誘導電動機、１８・・・・・・電
流基準信号形成回路、１９・・・・・・電流制御回路、
２０・・・・・・位相制御回路、２１・・・・・・タイ
ミング信号発生回路、２２・・・・・・正弦波発生回路
、５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗ・・・・・・掛算器、５２・
・・・・・出力回路、５５・・・…ゲートパルス発生回
路、５８Ｕ，５８Ｖ，５８Ｗ・・・・・・電流制御回路
、６９・・・…制御サィリスタ選択用ゲート回路、６０
・・・・・・／ぐルス増幅回路、６１・…・・入力ゲー
ト回路。弟１図第２図籍４図図町球弟５図弟６図第７図弟８図第９図第１０図

Claims

【特許請求の範囲】

１交流入力を可変電圧の直流に変換する交直変換装置
の出力電流を、平滑用直流リアクトルを介して、負荷の
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に正の相電流をそれぞれ供給する３
個の正電流用半導体スイツチと、負荷のＵ相、Ｖ相及び
Ｗ相に負の相電流をそれぞれ供給する３個の負電流用半
導体スイツチとでなる三相ブリツジ構成のインバータ回
路に供給してなるインバータにおいて、負荷に供給すべ
き電流に相当する電流基準として正弦波状の三相電流を
発生し、この三相電流を全波整流して各相の最大電流区
間でなる電流基準信号を発生し、この電流基準信号によ
つて上記交直変換装置を追従制御する電流基準信号形成
回路と、上記三相交流及びインバータ回路の相電流とに
基づいて、上記三相電流の各相の最大電流区間のそれぞ
れについて、正（又は負）の最大電流が流れる相の第１
の上記半導体スイツチをオン制御すると共に、残る負（
又は正）の２相の第２及び第３の上記半導体スイツチを
、これに流れる電流を上記三相電流の対応する相の電流
に追従させるように、互に逆動作するようにオン、オフ
制御するゲート制御回路とを具えたことを特徴とする電
流形インバータの制御装置。