JPS5886888A - 誘導電動機の制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電圧形ＰＷＭインバータにより誘導電動機を可
変速駆動する誘導電動機の制御方式に係り、特にマイク
ロコンピュータ（以下マイコンと称す。）によるディジ
タル制御に適した誘導電動機可変速駆動制御方式に関す
る。

従来のｖ／ｆ（＝−次電圧／−次周波数）−一°定制御
では高応答制御が出来ず、トルクに過渡振動が発生した
。そこでこのトルクの過渡特性を改善するため、特開昭
５２−１４９３１４に示されるような周波数制御形のベ
クトル制御方式が提案されている。第１図はその具体的
な実施例を示したものである。

トルク指令に増幅器１０でゲイ７に＋’ｌｆ”掛け、二
次電流Ｉ２に等しくする。この■、より関数発生器１２
により１．（励磁電流）と工、の関数■、：＋ｒ、よシ
ー次電流Ｌ　’ｅ得る。更にＩ２は演算回路１２より、
すベシ周波数ωＢを得る。

周波数を、ωｓ２は二次電流■２の過渡的なトルク変動
を補償する量である。なおωｓ１は二次電流二次抵抗、
ｔ２；二次インダクタンス）を掛けてインノζ−夕の指
令周波′数ω、は上記ωＢとモータの回転数ωＭとの和
を取って得られる。このω１　と上記の電流指令１１に
基づいて３相電流基準発生器１３で電流基準信号ｊＭｌ
　ｉｂ、ｊｃ’ｌ”得る。上記のｉ、、’、、ｉ。は骨
相巻線電線と！ つき合せ、各相のゲート信号を得る。

上記の方式は電圧形ＰＷＭインバータに適用した場合次
のような欠点がある。これは微分して位相補償する回路
１２２，１２３・にある。ここで得られる位相ｔａ−ｎ
　”　（Ｉ　２　／　Ｉ、ｍ）は−次電硫の位相である
。この関係を電圧形ＰＷＭインバータにそのまま適用す
る過渡ｍｌな位相補償が適正でなくトルクに過渡振動が
発生し、ベクトル制御をした意味がなくなる。第２図は
上記の位相補償が適正でない場合（点線部分）及び、適
正な場合（実線部分）のトどレフ応答特性を示したもの
である。位相補償を不適正な値即ち電流位相に近い量で
補償するとトルク応答特性が悪くなることが判る。

更に第１図の実施例をそのままマイコンで演算処理させ
るとブロック１３．１４で行われる演算過程に問題が生
じる。即ちこれは工、という直流量で与えられる電流指
令を３相交流信号に変換し、フィードバック電流（各相
巻線）とつき合せにいる点にある。つまシ３相交流信号
をマイコンで作るどマイコンの負荷率が高くなり、他の
処理が行えなくなるためである。ベクトル制御を行って
もマイコンの処理時間がネックになシ、高応答が得られ
なくなる。そのためマルチマイコンシステムやハード構
成にて実現するしかなく、構成部品が増えたりソフト処
理が複雑になる。

また１４の電流制御ループで得られる量をそのまま電圧
形ＰＷＭインバータに適用したのでは電流制御系の制御
性能が落る。

本発明の目的は電圧形ＰＷＭイ／ノ＜−夕で誘導電動機
を高応答制御するに適した誘導電動機の制御方式、特に
マイコン制御に適した誘導電動機の制御方式を提供する
にある。

本発明の詳細な説明すると久のようになる。

−次電流位相を一次電圧位相に変換し、この値を微分し
て過渡的な電圧の位相補償をする。次に電流フィードバ
ック量ＩＰは直流量とし、すべり周波数ωＢ　（＝ωＲ
ＥＦ−ωｙ、ωＲΣＦ　：速度指令）に対応した電流指
令〒ＲＩＰとつき合せ、偏差（４ｉｇｒ　　　Ｉｒ　）
ｔＰＩ　（比例＋積分）補償する。

更に上記ＰＩ補償の出力値を振幅比に、（ＰＷＭインバ
ータにおける変調波の波高値と搬送波の波高値との比）
に一致させる。このようにすることによシすベシ周波数
ω８を速度指令ωＲＩＦとモータ回転数ωＭとの偏差（
ａ　ｘｘｒ−ωＭ　）’！ｋＰＩ補償する速度制御（Ａ
ＳＲ）系、上記振幅比ＫＨを求める電流制御系（ＡＣＲ
）系ともに直流量で扱え、マイコンによる演算処理が有
効になる。

以下上記の一次電流位相から一次電圧位相に変換するゲ
インについて説明、する。この原理とｄ−９２軸理論を
使用して述べる。ｄ−Ｑ２軸理論による２相誘導機の電
圧電流方程式は次式で与えられる。

ｐ二ｄ／ｄｔ、１：＝４＋ム、４＝４＋ムまたこの時ト
ルクは Ｔ＝Ｐム（ｉｄｓ−ｉｑｒ−ｉｑｓ−ｉｄｒ）　（Ｐ：
極対数）（２）で与えられる。

ただし、Ｖｄｓ、　Ｖｑｓ　：　固定子ｄ　、　ｑ軸を
圧；ｉｄｓ、１ｑｓＨ固定子ｄ、ｑ電流； ｉｄｒ、１ｑｒＨ固転子ｄ、ｑ軸電流；’Ｊ　＊　ｒｔ
　　”−次及び二次巻線抵抗；１、　、、１．　　ニー
次及び二次の漏れインダクタンス； ｔ□　　　　：励磁インダクタンス； ωｌ　　　　：インバータ周波数 ここでｄ軸を磁束軸に一致さると、 １ｄｓ＝Ｉ−，１ｑｓ＝Ｉ２　　　　　　　　　（３）
を得る。ここで磁束ニ一定、即チｄＩゆ／、ｄ　ｔ　＝
　Ｑ（Ｉ、、−一定）及びすべり周波数ωＳの制御条件
ω８−ｒ２　・Ｉ　２　／　ｔ≦■。　　　　　　（４
）を良く知られているようにベクトル制御の条件として
付加する。

（３）（４）の各式ヲ（１）式に代入、すると、１ｑｒ
＝４．　　ム／　４　１　１　ｄ　ｒ　−Ｑ　　　　　
　　　　　　　　　（５）全得る。この時固定子側の電
圧ｙｄｓ、ＶｑＳはｙｄｓ＝：ｒ、　Ｌ　　”＋　’ζ
（１−ｔｓ／ａ　ｔ：＞ｘ、　＋６１Ｖｑｓ＝ω、ｔ、
１．＋ｒ、Ｉｔ＋　　（’ｒａＩ！）　　　（’ｙ）ｌ ａ　　＝ｌ−ｔ＝　７ｔ；−ｔ４　　　　　　　　＋８
１となる。漏れ係数ａの値は非常に小さいため（７）式
の過渡型は無視でき、電圧は定数化され、定常項のみで
評価でき、高応答制御が可能となる。

またトルクはこの場合（２）式よシ Ｔ＝Ｐ・（ムｔ／　ｔｔ＞・■、・Ｉ　＊　　　　　　
（９）となりｊ　　Ｉ　ｍ　ニ一定の条件下では工、に
比例する。

即ち二次電流に対するトルク伝達関数は定数化される。

次に二次電圧Ｅ２１励磁電圧Ｅヤ、及び二次電流（７）
式の過渡型を無視し、ｄ、ｑ軸の向きからＥゆ。

Ｅ２（７）各大きさとｖｑｓ、ｖｄｓとＫＥ、、−Ｅ２
＆る関係があるから（６１，［７）’ｒ表わす定常状態
のベクトル関係は次式になる。

第３図はＸ＝ω、　　ａｔ、　、　Ｘ、　＝（Ｅｌ、　
ｔ、　ｔＸヨ＝ω、ｔｍとし、側、αυ、　Ｑ２＋の各
式をベクトル図で示したものである。

第３図において電流位相θ！、電圧位相θＶはθｒ　＝
ｔａｎ−’　（Ｉ　ｔ　／　Ｉ　ｗ＝　）　　　　　　
　　　αＪで与えられる。ゲインθＶ／θ■の値は２．
２　ｋＷの／ ＩＭでは０．１程度の値となる。

第４図はＩＭ−ＰＷＭインバータを含めたベクトル制御
形のシミュレーション結果で、すべり周波数ω８に対す
るトルク′、−次電流、振幅比のステップ応答波形を示
したものである。なおこの場合ＩＭは６Ｐ２．２ｋＷで
あり、その動特性は方程式（１）ヲ解いて求めたもので
ある。この場合の位相補償のゲイン（＝θＶ／θ、）は
０．１であ、す、その補償状況は５のカーブで表わす。

−次電流、振幅比（ＰＷＭインバータの電圧指令′）、
及びトルクの整定時間はモータ時定数（この場合の値は
１１０ｍ５程度）に対して非常に短くなっていることが
　　１わかる。（約１．５ｍ５） なお上記の位相補償のゲインは０．０７〜０．２程度な
ら上記と同程度の制御能が得られるが、電流の位相をそ
のまま電圧位相とするトルクの整定か悪くなることがシ
、ミ・ニレ−ジョンによシ確められ　　、。

た。

次に上記の位相補償系を含めたベクトル制御系の全体構
成について述べる。−次電流の大きさ■、及び位相θ！
は前　の１．、、Ｉ２を使って■に　■。”＋Ｉ２”　
　　’　　　　Ｑ５）θｒ　＝　ｔａｎ−’　（１，２
／１．、）　　　　　　　　Ｑ６）と表わせる。そこで
制御条件（４）式を利用して、ａ樟。

００の各式をすべり周波数ωＢの関数として表わすと θｒ　　＝ｔａｎ−’　　（Ｋ、　　ωｓ　　）　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　（ＩｇＩとなる。

更に電流形から電圧形に変換するゲインとして次のよう
なものを導入する。

位相変換ゲイン：に２＝θＶ／θ！（Ｉｎ振幅変換ゲイ
ン：ＫＢ　＝Ｋｓ　（ＩＲＩＦ　　ＩＬ　）　　（２Ｉ
このようにすることによシωｓを求めるＡＳＲ系からＫ
１１を求めるＡＣＲ系まで、すべ（ての操作量が直流量
となり、マイコンでの演算処理が非常に容易になる。

以下、本発明の一実施例を第５図により説明する。第５
図は電力変換部分とベクトル制御系を構成する部分に分
れる。電力変換部分は３相交流電　　・源２０、交流を
直流に変換するコンバータ２１、直流を可変電圧、可変
周波数の交流に変換するＰＷＭインバータ２２、ＰＷＭ
インバータで可変速駆動されるＩＭ２３で構成される。

ベクトル制御系はＩＭの回転数を検出するローターリエ
ンコーダ２４．−次電流を直流量に変換するコンバータ
２５．速度指゛令ωＲＥＦとモータの回転数ωＶとの偏
差をＰ■補償してすべり周波数ωＢを形成するＡＳＲ系
２６．２６のすべり周波数ωＢに基づいて関数Ｊ肩１Ｔ
；〒から一次電流指令Ｉ　Ｒｇｒを発生する３１、上記
のω８にゲインＫ。

（−２２＋１−／’２　　）を掛けて二次電流と励磁電
流との比を求める２７．この地から電流位相θ！を求め
る２８、上記電流位相θ！を電圧位相θＶに変換する２
９、θｗｅ微分して位相補償量ω６ｔｌ−求める３０．
上記ω６とすベシ周波数を加ノ 算してインバータ周波数指令ω１を求める加算処理３０
０、上記電流指令Ｉ　ＲＥＦとフィードバック電流ＩＰ
との偏差１Ｆｆ：ＰＩ補償し振幅比Ｋｓｋ出力するＡＣ
Ｒ，系３２、上記ω、及び振幅比Ｋｇにより、搬送波と
変調波の形状を決めるＰＷＭ処理を行う処理３４．３４
の条件に合ったＰＷＭ信号を形成し、パワー素子のゲー
ト信号まで増幅する回路３４からなる。上記の制御系で
２６〜３３までの処理をマイコンにより行い、ＰＷＭ信
号及びその信号増幅は３４のハード構成で行う。

上記のＰＷＭ処理について第６図を用いて更に詳細に説
明する。第６図は分割数Ｎ（変調波−階段波の半サイク
ル中の搬送波の個数）が１５の場合の変調方式を示した
ものである。実線部分の階段波と三角波との比較によっ
て得られる信号がΔ相のＰＷＭ信号、点線部分及び一点
鎖ｌｓ分の階段波と三角波との比較によって得られる信
号がＶ相及びＷ相のＰＷＭ信号となる。この場合第５図
の３３のＰＷＭ処理では次のような処理を行う。

先ずインバータ周波数ω、に２πｆ＋　　）により分割
数Ｎと三角波の基本タイマ一時間Ｔ（μＳ）により１次
式よシ三角波の波高値Ｈｅ求める。

上記Ｈと振幅比ＫＢとから変調レベルＤ２＝ＫＨ−Ｈｋ
求め、更にＤ２から変１調レベルＤ＋’ｋＤ１−αＤ２
より求める。なおαは比例定数で、ＰＷＭ信号の高調波
成分を考慮して決められる。

この場合、αは０，２５である。以上の搬送波（三角波
）の波高値Ｈ及び、変調波（階段波）の変調レベルＤ、
、Ｄ、等を求めるのがＰＷＭ処理であり、マイス、ンに
より行う。なお上述したように実際にＰＷＭ信号を発生
せるのはバード構成で行う。

以上の構成を電圧形ＰＷＭインバータに適用すれば高応
答制御が行えるだけでなく、操作量を直流量で扱えるた
め少ないマイコンで演算処理時間を向上させることが出
来るという効果がある。

なお以上は一次電流指令を４ベシ周波数ωＢの関数０７
）式、その位相ｔＱＩ式を用いて求める構成であるが、
（＋５１　、’　０６１式を用いて二次電流■、の関数
として求める構成にしても良い。

本発明によれば電圧形ＰＷＭインバータに合った位相補
償を行えるため、高応答のトルク特性が得られる。その
ため一般産業はもとより工作機主軸ＡＣモータ駆動シス
テム等の高応答の速度応答を要求される分野にも適用で
き、゛応用分野が広がるという効果がある。

更にまたベクトル演算過程は全て直流量で扱い、振幅比
Ｋｎに変換しているため、ＰＷＭ処理系まテ含メたＰＷ
Ｍインバータのベクトル制御系を全てマイコンに１よる
全ディジタル制御システムで置換えられ、この制御系を
ソフト処理で行うことができ、ハード構成が小型化し１
価格が下るという他の効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のベクトル制御の実施例を示す図、第２図
は位相補償量とトルク応答を示す図、第３図は電圧位相
と電流位相の関係を示すベクトル図。 第４図は本発明のベクトル制御原理によるトルク−次電
流、振幅比のステップ応答波形、第５図は本発明の一実
施例、第６図はＰＷＭ処理を説明するため搬送波と変調
波の関係をそれぞれ示す。 １０・・・増幅器、１１・・・ルート関数発生器、１２
・・・位相補償系、１２１・・・増幅器、１２２・・・
逆正接発生器、１２３・・・微分器、１３・・・３相電
流基準信号発生器、１４・・・ＡＣＲ系及び変換器、２
０・・・３相交流電源、２１・・・コンバータ、２２・
・・ＰＷＭインバータ、２３・・・誘導電動機（ＩＭ）
、２４・・・ロータリーエンコーダ、２５・・・コンバ
ータ、２６・・・ＰＩ補償系（Ａ３Ｂ系）、２７・・・
乗算処理、２８・・・逆正接処理、２９・・・乗算処理
、３０・・・微分処理、３００・・・加算処理、３１・
・・ルート関数処理、３２・・・ＰＩ補償系（ＡＣＲ系
）、３３・・・ＰＷＭ処理、第３１旧 ニ 第４　図 嘗号Ｔｉ１１（Ｓｅｃｌ 第５０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、パルス幅変調インバータを用いて誘導電動機を可変
   速駆動するシステムにおいて、速度指令ωＲＥＦ　　（
   電気角相当）と誘導電動機の回転数ωＭ（電気角相当）
   との偏差（ωＲＥＦ−ωＭ）を求め、上記偏差を速度制
   御（ＡＩＲ）系で補償し、上記ＡＳＲ系の出力値をすベ
   シ周波数ω８とし、上記ω６とゲイｙＫ、（＝　・（ｔ
   ２　＋　ｔｍ　）／’２、ｔゎ　：励磁インダクタンス
   、ｔ、：二次漏れインダクタンス、ｒ２　：二次抵抗）
   との積（Ｋｌ　　・ωＢ）を求め、上記に、・ωＢに対
   応する逆正接の値を求め、−次電流位相θ！となし、上
   記θ！に適正なゲインに２　　（ｏ＜Ｋｔ　＜１）を乗
   じ、−次電圧位相θＶに変換して、上記ω８の過渡的な
   変化にともなう一次電圧の位相を補償することを特徴と
   する誘導電動機の制御方式。 ２、特許請求の範囲第１項において一次電流位相θｌか
   ら一次電圧俵相θＶに変換する前記ゲイン（■。：■、
   の無効分（励磁電流相異）、・工２　：１２の有効分（
   二次電流相当）、Ｘ、：励磁リアクタンス、Ｘ−ω、ａ
   ｔ１．ω、：インバ≠り周波数、ａ：漏れ係数、ｔ１ニ
   ー次漏れインダクタンス）とし、前記θ！に上記に２を
   乗じ、−次電圧位相θｖｆ求め、上記電圧位相θｖｉ微
   分して位相補償量ω６を求め、上記ω４と前記すべり周
   波数ωＳ′と前記回転数ωＭとを加算してノくルス幅変
   調インバータの周波数指令ω、を得ることを特徴とする
   誘導電動機の制御方式。 ３、特許請求の範囲第３項において１、前記゛すべり周
   波数ω８に対する関数Ｉ　−Ｈ（Ｋコ（ｔｌｇ　）２の
   値を求め、この値を一次電流指令Ｉ　ＲＩＦとし・−次
   電流のフィードバック量ＩＬ（直流量）との−偏差（Ｉ
   ｍｘｐ　−ＩＬ　）を電流制御（ＡＣＲ）系で補償し、
   上記ＡＣＲ系の出力値をノ（ルス幅変調インバータの変
   調波の波高値と搬送波の波高値との比ＫＨ（振幅比）と
   し、前記インバータ周波数指令ω１と上記振幅比ＫＭと
   から、搬送波の波高値及び変調波の変調レベルを求め、
   これによシパルス幅変調信号を得ることを特徴とする誘
   導電動機の制御方式。