JPH0548482A - 帰還型ｆｍ復調装置 - Google Patents
帰還型ｆｍ復調装置Info
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- JPH0548482A JPH0548482A JP23097191A JP23097191A JPH0548482A JP H0548482 A JPH0548482 A JP H0548482A JP 23097191 A JP23097191 A JP 23097191A JP 23097191 A JP23097191 A JP 23097191A JP H0548482 A JPH0548482 A JP H0548482A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 帰還型ＦＭ復調装置において、ＦＭ復調信号
のＳ／Ｎが最大となるように、Ｓメータ電圧に応じてフ
ィードバックされるＦＭ復調信号のレベル及び中間周波
数信号の帯域幅を制御することである。 【構成】 制御信号発生器１０は、ＩＦアンプ３からの
Ｓメータ電圧ＶSMに基づいて、可変帯域フィルタ２の帯
域幅ＢＷ及び可変利得低周波アンプ６の利得（ＦＭ復調
信号のレベル）を制御する。ＦＭ復調信号の交流成分は
加算器８にフィードバックされ、バイアス電圧発生器９
からのバイアス電圧Ｖｂと加算され、その合成出力がＶ
ＣＯ７に加えられる。
のＳ／Ｎが最大となるように、Ｓメータ電圧に応じてフ
ィードバックされるＦＭ復調信号のレベル及び中間周波
数信号の帯域幅を制御することである。 【構成】 制御信号発生器１０は、ＩＦアンプ３からの
Ｓメータ電圧ＶSMに基づいて、可変帯域フィルタ２の帯
域幅ＢＷ及び可変利得低周波アンプ６の利得（ＦＭ復調
信号のレベル）を制御する。ＦＭ復調信号の交流成分は
加算器８にフィードバックされ、バイアス電圧発生器９
からのバイアス電圧Ｖｂと加算され、その合成出力がＶ
ＣＯ７に加えられる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は帰還型ＦＭ復調装置にお
いて、受信入力電力に対して常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを
最大となるようにした構成に関する。
いて、受信入力電力に対して常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを
最大となるようにした構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来の負帰還型復調装置の一例を
示す。同図において、１はミキサ、２は狭帯域フィル
タ、３はＩＦアンプ、４はリミッタ、５はＦＭ復調器、
６は低周波アンプ、７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）であ
る。
示す。同図において、１はミキサ、２は狭帯域フィル
タ、３はＩＦアンプ、４はリミッタ、５はＦＭ復調器、
６は低周波アンプ、７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）であ
る。
【０００３】上記装置において、入力ＦＭ信号ｆ＋△ｆ
（ｆはキャリア周波数、△ｆは周波数偏移を各々表わ
す）はミキサ１でＶＣＯ出力信号ｆｖ＋△ｆｖ（ｆｖは
ＶＣＯのキャリア周波数、△ｆｖは周波数偏移を各々表
わす）と混合し、狭帯域フィルタ２でＩＦ信号ｆｉ＋△
ｆｉ（ｆｉはＩＦ信号の中心周波数、△ｆｉはＩＦ信号
の周波数偏移を各々表わす）に変換される。数式で表現
すると以下となる。
（ｆはキャリア周波数、△ｆは周波数偏移を各々表わ
す）はミキサ１でＶＣＯ出力信号ｆｖ＋△ｆｖ（ｆｖは
ＶＣＯのキャリア周波数、△ｆｖは周波数偏移を各々表
わす）と混合し、狭帯域フィルタ２でＩＦ信号ｆｉ＋△
ｆｉ（ｆｉはＩＦ信号の中心周波数、△ｆｉはＩＦ信号
の周波数偏移を各々表わす）に変換される。数式で表現
すると以下となる。
【０００４】 ｆｉ＋△ｆｉ（ｆ＋△ｆ）−（ｆｖ＋△ｆｖ） （１） ＩＦ信号はＩＦアンプ３により増幅されリミッタ４で振
幅制限を受けた後にＦＭ復調器５によってＦＭ復調され
低周波アンプ６へ入力される。低周波アンプ６の出力は
ＦＭ復調出力信号であると同時にＶＣＯ７へフィードバ
ックして入力されＶＣＯ７の出力信号を変調することに
なる。数式で表現すると以下となる。
幅制限を受けた後にＦＭ復調器５によってＦＭ復調され
低周波アンプ６へ入力される。低周波アンプ６の出力は
ＦＭ復調出力信号であると同時にＶＣＯ７へフィードバ
ックして入力されＶＣＯ７の出力信号を変調することに
なる。数式で表現すると以下となる。
【０００５】 ＶDC＋ＶAC＝ＫD・ＫA（ｆｉ＋△ｆｉ） （２） ｆｖ＋△ｆｖ＝ＫV（ＶDC＋ＶAC） （３） （２）式を（３）式に代入し、 ｆｖ＋△ｆｖ＝ＫV・ＫD・ＫA（ｆｉ＋△ｆｉ） （３）’ （３）式を（１）式に代入し、 ｆｉ＋△ｆｉ＝（ｆ＋△ｆ）−ＫV・ＫD・ＫA（ｆｉ＋△ｆｉ） （４）
【０００６】（４）式を整理してＩＦ信号ｆｉ＋△ｆｉ
を求める。 ｆｉ＋△ｆｉ＝１／１＋ＫV・ＫD・ＫA（ｆ＋△ｆ） （４）’ ただし、 ＶDC：無変調時ＦＭ−ＦＢループによってＦＭ復調器に
発生する直流電圧即ち、ＦＭ入力信号が△ｆ＝０でｆの
時のＦＭ復調器出力ＫD・ＫA・ｆi ＶAC：変調時ＦＭ−ＦＢループによってＦＭ復調器に発
生する交流電圧即ち、ＦＭ入力信号が△ｆ≠０でｆ＋△
ｆの時のＦＭ復調器出力のうちのＫD・ＫA・△ｆi ＫD：ＦＭ復調器５の復調感度 ＫA：低周波アンプ６の利得 ＫV：ＶＣＯ７の変調感度
を求める。 ｆｉ＋△ｆｉ＝１／１＋ＫV・ＫD・ＫA（ｆ＋△ｆ） （４）’ ただし、 ＶDC：無変調時ＦＭ−ＦＢループによってＦＭ復調器に
発生する直流電圧即ち、ＦＭ入力信号が△ｆ＝０でｆの
時のＦＭ復調器出力ＫD・ＫA・ｆi ＶAC：変調時ＦＭ−ＦＢループによってＦＭ復調器に発
生する交流電圧即ち、ＦＭ入力信号が△ｆ≠０でｆ＋△
ｆの時のＦＭ復調器出力のうちのＫD・ＫA・△ｆi ＫD：ＦＭ復調器５の復調感度 ＫA：低周波アンプ６の利得 ＫV：ＶＣＯ７の変調感度
【０００７】（４）’式でＫV・ＫD・ＫA＞０であれ
ば、ＩＦ信号ｆｉ＋△ｆｉはＦＭ入力信号ｆ＋△ｆの周
波数偏移が圧縮されたものとなる。従って周波数偏移が
圧縮された分だけＩＦ信号における帯域フィルタ２の帯
域を狭くすることが可能となる。ＦＭ検波回路のスレシ
ョールドレベルはＩＦ信号のＣ／Ｎで決まるため、ＩＦ
信号帯域が減少すればノイズも減少し、ＦＭ負帰還方式
ではスレショールドレベルの改善が可能となる（ノイズ
ＮとＩＦ信号帯域幅とは比例関係にある）。
ば、ＩＦ信号ｆｉ＋△ｆｉはＦＭ入力信号ｆ＋△ｆの周
波数偏移が圧縮されたものとなる。従って周波数偏移が
圧縮された分だけＩＦ信号における帯域フィルタ２の帯
域を狭くすることが可能となる。ＦＭ検波回路のスレシ
ョールドレベルはＩＦ信号のＣ／Ｎで決まるため、ＩＦ
信号帯域が減少すればノイズも減少し、ＦＭ負帰還方式
ではスレショールドレベルの改善が可能となる（ノイズ
ＮとＩＦ信号帯域幅とは比例関係にある）。
【０００８】図２に通常のＦＭ復調器とＦＭ負帰還型復
調器の場合の受信入力電力（Ｃ／Ｎに相当する）対ＦＭ
復調出力Ｓ／Ｎの関係を示す。一般にスレショールドレ
ベルＶthはＳ／Ｎが急激に変化する点から１ｄＢ劣化す
るポイントとする定義がある。図１の通常のＦＭ復調器
とＦＭ負帰還型復調器の各スレショールドレベルＶth，
Ｖth’も上記に従っている。以上によりＦＭ負帰還方式
ではスレショールドレベルの改善が可能となり、高感度
化が可能となる。
調器の場合の受信入力電力（Ｃ／Ｎに相当する）対ＦＭ
復調出力Ｓ／Ｎの関係を示す。一般にスレショールドレ
ベルＶthはＳ／Ｎが急激に変化する点から１ｄＢ劣化す
るポイントとする定義がある。図１の通常のＦＭ復調器
とＦＭ負帰還型復調器の各スレショールドレベルＶth，
Ｖth’も上記に従っている。以上によりＦＭ負帰還方式
ではスレショールドレベルの改善が可能となり、高感度
化が可能となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図１に示すよ
うに受信入力が充分である範囲ではＦＭ負帰還型復調器
は通常のＦＭ復調器に比べ△Ｓ／ＮだけＦＭ復調出力Ｓ
／Ｎが劣化する欠点がある。この劣化の原因はＦＭ負帰
還方式では周波数偏移を抑圧するのでＦＭ復調出力の信
号レベルＳがその分だけ小さくなるためである（ノイズ
レベルＮはＦＭ復調出力の帯域により決まるので通常の
ＦＭ復調器と同じとなる）。
うに受信入力が充分である範囲ではＦＭ負帰還型復調器
は通常のＦＭ復調器に比べ△Ｓ／ＮだけＦＭ復調出力Ｓ
／Ｎが劣化する欠点がある。この劣化の原因はＦＭ負帰
還方式では周波数偏移を抑圧するのでＦＭ復調出力の信
号レベルＳがその分だけ小さくなるためである（ノイズ
レベルＮはＦＭ復調出力の帯域により決まるので通常の
ＦＭ復調器と同じとなる）。
【００１０】本発明の目的は負帰還型ＦＭ復調器におけ
る受信入力電力が高い場合のＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを通常
のＦＭ復調出力Ｓ／Ｎと同等とし、しかも受信入力電力
に対し常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大になるようにＦＭ
負帰還のフィードバック量及びＩＦ信号ＢＰＦの帯域幅
を制御することにある。
る受信入力電力が高い場合のＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを通常
のＦＭ復調出力Ｓ／Ｎと同等とし、しかも受信入力電力
に対し常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大になるようにＦＭ
負帰還のフィードバック量及びＩＦ信号ＢＰＦの帯域幅
を制御することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本願の第１の発明は、ＦＭ信号を所定のＶＣＯ出力
と混合し所定の中間周波数信号に変換して出力する混合
変換手段と、上記中間周波数信号を検波してＦＭ復調信
号を出力する復調手段と、上記ＦＭ復調信号をフィード
バックして前記ＶＣＯ出力を変調するＶＣＯ出力手段
と、を備えた帰還型ＦＭ復調装置において、前記中間周
波数信号からＳメータ成分を抽出し、該Ｓメータ成分に
基づいて、前記ＦＭ復調信号のレベルを制御すると共
に、該中間周波数信号の周波数帯域幅を制御する制御手
段と、前記フィードバックされるＦＭ復調信号の交流成
分と予め定められた基準直流成分とを合成し、その合成
出力を前記ＶＣＯ出力手段に供給して、該基準直流成分
に応じた周波数のＶＣＯ出力を発生させる合成手段とを
有し、前記Ｓメータ成分に応じて前記フィードバックレ
ベル及び前記周波数帯域幅を、前記ＦＭ復調信号のＳ／
Ｎが最大となるように制御することを特徴とする。
め、本願の第１の発明は、ＦＭ信号を所定のＶＣＯ出力
と混合し所定の中間周波数信号に変換して出力する混合
変換手段と、上記中間周波数信号を検波してＦＭ復調信
号を出力する復調手段と、上記ＦＭ復調信号をフィード
バックして前記ＶＣＯ出力を変調するＶＣＯ出力手段
と、を備えた帰還型ＦＭ復調装置において、前記中間周
波数信号からＳメータ成分を抽出し、該Ｓメータ成分に
基づいて、前記ＦＭ復調信号のレベルを制御すると共
に、該中間周波数信号の周波数帯域幅を制御する制御手
段と、前記フィードバックされるＦＭ復調信号の交流成
分と予め定められた基準直流成分とを合成し、その合成
出力を前記ＶＣＯ出力手段に供給して、該基準直流成分
に応じた周波数のＶＣＯ出力を発生させる合成手段とを
有し、前記Ｓメータ成分に応じて前記フィードバックレ
ベル及び前記周波数帯域幅を、前記ＦＭ復調信号のＳ／
Ｎが最大となるように制御することを特徴とする。
【００１２】また、本願の第２の発明は、ＦＭ信号を所
定のＶＣＯ出力と混合し所定の中間周波数信号に変換し
て出力する混合変換手段と、上記中間周波数信号を検波
してＦＭ復調信号を出力する復調手段と、上記ＦＭ復調
信号をフィードバックして前記ＶＣＯ出力を変調するＶ
ＣＯ出力手段と、を備えた帰還型ＦＭ復調装置におい
て、前記中間周波数信号からＳメータ成分を抽出し、該
Ｓメータ成分に基づいて、前記ＦＭ復調信号のレベルを
制御すると共に、該中間周波数信号の周波数帯域幅を制
御し、かつ可変利得増幅器の利得を制御する制御手段
と、前記可変利得増幅器を介してフィードバックされる
ＦＭ復調信号の交流成分と予め定められた基準直流成分
とを合成し、その合成出力を前記ＶＣＯ出力手段に供給
して、該基準直流成分に応じた周波数のＶＣＯ出力を発
生させる合成手段とを有し、前記Ｓメータ成分に応じて
前記フィードバックレベル及び前記周波数帯域幅を、前
記ＦＭ復調信号のＳ／Ｎが最大となるように制御するこ
とを特徴とする。
定のＶＣＯ出力と混合し所定の中間周波数信号に変換し
て出力する混合変換手段と、上記中間周波数信号を検波
してＦＭ復調信号を出力する復調手段と、上記ＦＭ復調
信号をフィードバックして前記ＶＣＯ出力を変調するＶ
ＣＯ出力手段と、を備えた帰還型ＦＭ復調装置におい
て、前記中間周波数信号からＳメータ成分を抽出し、該
Ｓメータ成分に基づいて、前記ＦＭ復調信号のレベルを
制御すると共に、該中間周波数信号の周波数帯域幅を制
御し、かつ可変利得増幅器の利得を制御する制御手段
と、前記可変利得増幅器を介してフィードバックされる
ＦＭ復調信号の交流成分と予め定められた基準直流成分
とを合成し、その合成出力を前記ＶＣＯ出力手段に供給
して、該基準直流成分に応じた周波数のＶＣＯ出力を発
生させる合成手段とを有し、前記Ｓメータ成分に応じて
前記フィードバックレベル及び前記周波数帯域幅を、前
記ＦＭ復調信号のＳ／Ｎが最大となるように制御するこ
とを特徴とする。
【００１３】
【作用】本願の第１の発明の帰還型ＦＭ復調装置におい
て、制御手段は、混合変換手段からの中間周波数信号よ
り抽出したＳメータ成分に基づいて、ＦＭ復調信号のレ
ベルを制御し、かつ上記中間周波数信号の周波数帯域幅
を制御する。ＶＣＯ出力手段側にフィードバックされる
ＦＭ復調信号の交流成分と基準直流成分とが合成されて
ＶＣＯ出力手段に供給されて、この基準直流成分に応じ
た周波数のＶＣＯ出力が発生される。
て、制御手段は、混合変換手段からの中間周波数信号よ
り抽出したＳメータ成分に基づいて、ＦＭ復調信号のレ
ベルを制御し、かつ上記中間周波数信号の周波数帯域幅
を制御する。ＶＣＯ出力手段側にフィードバックされる
ＦＭ復調信号の交流成分と基準直流成分とが合成されて
ＶＣＯ出力手段に供給されて、この基準直流成分に応じ
た周波数のＶＣＯ出力が発生される。
【００１４】本願の第２の発明の帰還型ＦＭ復調装置に
おいて、制御手段は、前記制御に加え、更に、可変利得
増幅器の利得を制御する。また前記ＦＭ復調信号の交流
成分は上記可変利得増幅器を介してフィードバックされ
て、基準直流成分と合成される。
おいて、制御手段は、前記制御に加え、更に、可変利得
増幅器の利得を制御する。また前記ＦＭ復調信号の交流
成分は上記可変利得増幅器を介してフィードバックされ
て、基準直流成分と合成される。
【００１５】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は本願の第１の発明による帰還型ＦＭ復調装置の一
実施例で、図８と同一符号は同一又は類似の回路を示
し、図１と相違する構成は、ＩＦアンプ３における中間
周波数信号から抽出されたＳメータ電圧ＶSMに基づいて
可変帯域フィルタ２の帯域幅ＢＷ及び可変利得低周波ア
ンプ６の利得（ＦＭ復調信号のレベル）を制御する制御
信号発生器１０、バイアス電圧発生器９、及びフィード
バックされるＦＭ復調信号の交流電圧ＶＡＣとバイアス
電圧発生器９からのバイアス電圧（基準直流成分）Ｖｂ
とを合成して出力する加算器８、を設けた点である。
図１は本願の第１の発明による帰還型ＦＭ復調装置の一
実施例で、図８と同一符号は同一又は類似の回路を示
し、図１と相違する構成は、ＩＦアンプ３における中間
周波数信号から抽出されたＳメータ電圧ＶSMに基づいて
可変帯域フィルタ２の帯域幅ＢＷ及び可変利得低周波ア
ンプ６の利得（ＦＭ復調信号のレベル）を制御する制御
信号発生器１０、バイアス電圧発生器９、及びフィード
バックされるＦＭ復調信号の交流電圧ＶＡＣとバイアス
電圧発生器９からのバイアス電圧（基準直流成分）Ｖｂ
とを合成して出力する加算器８、を設けた点である。
【００１６】本実施例ではＩＦアンプ３より受信入力電
力を表わすシグナルメータ電圧を用いてＩＦ信号ｆｉ＋
△ｆｉを取り出す可変帯域フィルタ２と可変利得低周波
アンプ６を制御信号発生器１０により制御する。
力を表わすシグナルメータ電圧を用いてＩＦ信号ｆｉ＋
△ｆｉを取り出す可変帯域フィルタ２と可変利得低周波
アンプ６を制御信号発生器１０により制御する。
【００１７】まず入力ＦＭ信号が無変調の場合、即ち△
ｆ＝０の場合を考える。△ｆ＝０であるから可変利得低
周波アンプ６の出力ＶAC＝０となる（ＶDC≠０）。加算
器８ではバイアス電圧発生器９により発生された一定の
直流電圧Ｖｂと直流電圧阻止用コンデンサＣを介した交
流信号ＶACとを加算する。
ｆ＝０の場合を考える。△ｆ＝０であるから可変利得低
周波アンプ６の出力ＶAC＝０となる（ＶDC≠０）。加算
器８ではバイアス電圧発生器９により発生された一定の
直流電圧Ｖｂと直流電圧阻止用コンデンサＣを介した交
流信号ＶACとを加算する。
【００１８】従ってこの場合は加算器８はＶｂをＶＣＯ
７へ入力する。ＶＣＯ７ではＶｂに応じた出力周波数ｆ
ｖを出力する。ミキサ１では入力ＦＭ信号ｆとＶＣＯ出
力信号ｆｖとを混合し、可変帯域フィルタ２を通すこと
でＩＦ信号ｆｉが得られる。
７へ入力する。ＶＣＯ７ではＶｂに応じた出力周波数ｆ
ｖを出力する。ミキサ１では入力ＦＭ信号ｆとＶＣＯ出
力信号ｆｖとを混合し、可変帯域フィルタ２を通すこと
でＩＦ信号ｆｉが得られる。
【００１９】ＩＦ信号ｆｉはＩＦアンプ３により増幅さ
れリミッタ４で振幅制限を受けた後ＦＭ復調器５によっ
てＦＭ復調され可変利得低周波アンプ６へ入力され、可
変利得低周波アンプ６の出力にはＦＭ復調出力ＶDCが得
られる。以上を数式で示すと以下となる。
れリミッタ４で振幅制限を受けた後ＦＭ復調器５によっ
てＦＭ復調され可変利得低周波アンプ６へ入力され、可
変利得低周波アンプ６の出力にはＦＭ復調出力ＶDCが得
られる。以上を数式で示すと以下となる。
【００２０】 ｆｉ＝ｆ−ｆｖ＝ｆ−ＫV・Ｖｂ （５） ＶDC＝ＫＤ・ｆｉ＝ＫD（ｆ−ＫV・Ｖｂ）＝一定 （６）
【００２１】即ち、ＩＦ信号の中心周波数はＦＭ復調低
周波出力ＶDCと無関係となり、バイアス電圧発生器９の
出力信号ＶｂとＶCD７の変調感度ＫVによって決定され
ることになる。
周波出力ＶDCと無関係となり、バイアス電圧発生器９の
出力信号ＶｂとＶCD７の変調感度ＫVによって決定され
ることになる。
【００２２】次に入力ＦＭ信号が変調を受けている場
合、即ち、ｆ＋△ｆのときＩＦ信号は、 ｆｉ＋△ｆｉ＝ｆ＋△ｆ−（ｆｖ＋△ｆｖ） （７） ＶDC＋ＶAC＝ＫD・ＫA'(ｆｉ＋△ｆｉ） （８） ｆｖ＋△ｆｖ＝ＫV（Ｖｂ＋ＶAC）＝ＫV・Ｖb＋ＫV・ＫD・ＫA'・△ｆｉ （９） （９）式を（７）式に代入し、 ｆｉ＋△ｆｉ＝ｆ＋△ｆ−（ｆｖ＋△ｆｖ） ＝ｆ−ＫV・Ｖb＋△ｆ−ＫV・ＫD・ＫA'・△ｆｉ （１０）
合、即ち、ｆ＋△ｆのときＩＦ信号は、 ｆｉ＋△ｆｉ＝ｆ＋△ｆ−（ｆｖ＋△ｆｖ） （７） ＶDC＋ＶAC＝ＫD・ＫA'(ｆｉ＋△ｆｉ） （８） ｆｖ＋△ｆｖ＝ＫV（Ｖｂ＋ＶAC）＝ＫV・Ｖb＋ＫV・ＫD・ＫA'・△ｆｉ （９） （９）式を（７）式に代入し、 ｆｉ＋△ｆｉ＝ｆ＋△ｆ−（ｆｖ＋△ｆｖ） ＝ｆ−ＫV・Ｖb＋△ｆ−ＫV・ＫD・ＫA'・△ｆｉ （１０）
【００２３】（１０）式の右辺ｆ−ＫV・Ｖbは（５）式
からも分かるようにＩＦ信号の中心周波数ｆｉを表わ
す。従ってＩＦ信号の周波数偏移△ｆｉについてのみ
（１０）式を書き直すと、 △ｆｉ＝△ｆ−ＫV・ＫD・ＫA'・△ｆｉ ∴ △ｆｉ＝１／（１＋ＫV・ＫD・ＫA'）△ｆ （１０）’ となる。
からも分かるようにＩＦ信号の中心周波数ｆｉを表わ
す。従ってＩＦ信号の周波数偏移△ｆｉについてのみ
（１０）式を書き直すと、 △ｆｉ＝△ｆ−ＫV・ＫD・ＫA'・△ｆｉ ∴ △ｆｉ＝１／（１＋ＫV・ＫD・ＫA'）△ｆ （１０）’ となる。
【００２４】即ち、本実施例のＦＭ負帰還方式では可変
利得低周波アンプ６の利得ＫA’を可変してもＩＦ信号
の中心周波数ｆｉは一定であり、ＩＦ信号の周波数偏移
△ｆｉのみが変化することになる（図２の従来方式では
ＫAを変化させると△ｆｉとともにｆｉも変化してしま
うため、正常にＦＭ復調出力信号を得ることはできな
い）。可変利得低周波アンプ６の利得ＫA’と可変帯域
フィルタ２の帯域幅ＢＷとは、ＩＦアンプ３の受信入力
電力を表わすシグナルメータ電圧ＶSMに基づき制御信号
発生器１０によって図４に示すような制御を受ける。
利得低周波アンプ６の利得ＫA’を可変してもＩＦ信号
の中心周波数ｆｉは一定であり、ＩＦ信号の周波数偏移
△ｆｉのみが変化することになる（図２の従来方式では
ＫAを変化させると△ｆｉとともにｆｉも変化してしま
うため、正常にＦＭ復調出力信号を得ることはできな
い）。可変利得低周波アンプ６の利得ＫA’と可変帯域
フィルタ２の帯域幅ＢＷとは、ＩＦアンプ３の受信入力
電力を表わすシグナルメータ電圧ＶSMに基づき制御信号
発生器１０によって図４に示すような制御を受ける。
【００２５】即ち、ある程度受信入力電力が充分な場合
（ＶSM一定となる領域)はＫA'＝１、ＢＷ＝ＢＷmax（Ｆ
Ｍステレオ放送の場合カーソン則を適用するとＢＷmax
＝２×（５３＋７５）＝２５６ｋHz）となる。受信入力
電力が減少してくる場合（ＶSMが減少、ＦＭ復調出力Ｓ
／Ｎがスレショールドレベル付近に近づいた場合）はＫ
A'が徐々に増加し、ＩＦ信号の周波数偏移△ｆｉの減少
に応じてＢＷが減少する。ＢＷが減少するため、ＩＦ信
号におけるノイズＮも減少してＦＭ復調器５の入力での
Ｃ／Ｎが改善されてスレショールドレベルが改善され
る。
（ＶSM一定となる領域)はＫA'＝１、ＢＷ＝ＢＷmax（Ｆ
Ｍステレオ放送の場合カーソン則を適用するとＢＷmax
＝２×（５３＋７５）＝２５６ｋHz）となる。受信入力
電力が減少してくる場合（ＶSMが減少、ＦＭ復調出力Ｓ
／Ｎがスレショールドレベル付近に近づいた場合）はＫ
A'が徐々に増加し、ＩＦ信号の周波数偏移△ｆｉの減少
に応じてＢＷが減少する。ＢＷが減少するため、ＩＦ信
号におけるノイズＮも減少してＦＭ復調器５の入力での
Ｃ／Ｎが改善されてスレショールドレベルが改善され
る。
【００２６】これらの様子を図３に示す。受信入力電力
に応じてＦＭ−ＦＢの帰還量及びＩＦ信号を通す帯域フ
ィルタの帯域幅を制御するため、受信入力電力に対して
常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大とすることが可能とな
る。
に応じてＦＭ−ＦＢの帰還量及びＩＦ信号を通す帯域フ
ィルタの帯域幅を制御するため、受信入力電力に対して
常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大とすることが可能とな
る。
【００２７】次に図５に本願の第２の発明による負帰還
型ＦＭ復調装置の一実施例を示す。同図において、図１
と同一符号は同一又は類似の回路を示し、本実施例にお
いては、図１の構成に対し、更に可変利得増幅器１１が
設けられ、前記ＦＭ復調信号の交流成分がこの可変利得
増幅器１１を介してフィードバックされると共に、前記
制御信号発生器１０によりＳメータ電圧ＶSMに基づいて
上記増幅器１１の利得が制御されるようになっている。
型ＦＭ復調装置の一実施例を示す。同図において、図１
と同一符号は同一又は類似の回路を示し、本実施例にお
いては、図１の構成に対し、更に可変利得増幅器１１が
設けられ、前記ＦＭ復調信号の交流成分がこの可変利得
増幅器１１を介してフィードバックされると共に、前記
制御信号発生器１０によりＳメータ電圧ＶSMに基づいて
上記増幅器１１の利得が制御されるようになっている。
【００２８】上記装置において、ＩＦ信号ｆｉ＋△ｆｉ
はＩＦアンプ３により増幅されリミッタ４で振幅制限を
受けた後にＦＭ復調器５によってＦＭ復調される。ＦＭ
復調された信号は直流電圧阻止用コンデンサＣを介し
て、一方は可変利得低周波アンプＡ1（６）へ入力され
ＦＭ復調信号Ｖａとなり、もう一方は可変利得低周波ア
ンプＡ2（１１）へ入力される。可変利得低周波アンプ
Ａ2（１１）の出力は加算器８にてバイアス電圧発生器
９によって発生された直流バイアス電圧Ｖｂと加算され
てＶＣＯ７へ入力され、ＶＣＯ出力信号ｆｖ＋△ｆｖと
なる。
はＩＦアンプ３により増幅されリミッタ４で振幅制限を
受けた後にＦＭ復調器５によってＦＭ復調される。ＦＭ
復調された信号は直流電圧阻止用コンデンサＣを介し
て、一方は可変利得低周波アンプＡ1（６）へ入力され
ＦＭ復調信号Ｖａとなり、もう一方は可変利得低周波ア
ンプＡ2（１１）へ入力される。可変利得低周波アンプ
Ａ2（１１）の出力は加算器８にてバイアス電圧発生器
９によって発生された直流バイアス電圧Ｖｂと加算され
てＶＣＯ７へ入力され、ＶＣＯ出力信号ｆｖ＋△ｆｖと
なる。
【００２９】数式で表現すると以下となる。 Ｖａ＝ＫD・ＫA1・△ｆｉ （１１） ｆｖ＋△ｆｖ＝ＫV｛Ｖｂ＋（ＫA2／ＫA1）Ｖａ｝ （１２） （１１）式を（１２）式に代入して、 ｆｖ＋△ｆｖ＝ＫV｛（Ｖｂ＋ＫA2／ＫA1）ＫD・ＫA1・△ｆｉ｝ ＝ＫV（Ｖｂ＋ＫA2・ＫD）△ｆｉ （１３） （１３）式を（１）式に代入して、 ｆｉ＋△ｆｉ＝（ｆ−ＫV・Ｖb）＋(△ｆ−ＫV・ＫA2・ＫD・△ｆｉ) （１４） ただし ＫA1：可変利得低周波アンプＡ1（６）の利
得 ＫA2：可変利得低周波アンプＡ2（１１）の利得 ＫD ：ＦＭ復調器５の復調感度 ＫV ：ＶＣＯ７の変調感度
得 ＫA2：可変利得低周波アンプＡ2（１１）の利得 ＫD ：ＦＭ復調器５の復調感度 ＫV ：ＶＣＯ７の変調感度
【００３０】（１４）式の右辺ｆ−ＫV・Ｖｂの項はＩ
Ｆ信号の中心周波数ｆｉに他ならない。従ってＩＦ信号
の周波数偏移△ｆｉについてのみ(１４)式を書き直す
と、 △ｆｉ＝△ｆ−ＫV・ＫA2・ＫD・△ｆｉ ∴ △ｆｉ＝１／（１＋ＫV・ＫA2・ＫD）・△ｆ （１５）
Ｆ信号の中心周波数ｆｉに他ならない。従ってＩＦ信号
の周波数偏移△ｆｉについてのみ(１４)式を書き直す
と、 △ｆｉ＝△ｆ−ＫV・ＫA2・ＫD・△ｆｉ ∴ △ｆｉ＝１／（１＋ＫV・ＫA2・ＫD）・△ｆ （１５）
【００３１】（１５）式でＫV・ＫA2・ＫD＞０であれ
ば、ＩＦ信号ｆｉ＋△ｆｉはＦＭ入力信号ｆ＋△ｆの周
波数偏移が圧縮されたものとなる。可変利得低周波アン
プＡ1（６），Ａ2（１１）の各利得ＫA1，ＫA2と可変帯
域フィルタ２の帯域幅ＢＷはＩＦアンプ３の受信入力を
表わすシグナルメータ電圧ＶSMに基づき制御信号発生器
７によって図６に示すような制御を受ける。
ば、ＩＦ信号ｆｉ＋△ｆｉはＦＭ入力信号ｆ＋△ｆの周
波数偏移が圧縮されたものとなる。可変利得低周波アン
プＡ1（６），Ａ2（１１）の各利得ＫA1，ＫA2と可変帯
域フィルタ２の帯域幅ＢＷはＩＦアンプ３の受信入力を
表わすシグナルメータ電圧ＶSMに基づき制御信号発生器
７によって図６に示すような制御を受ける。
【００３２】即ち、ある程度受信入力電力が充分な場合
（ＶSM1一定となる領域)はＫA2＝０，ＫA1＝１，ＢＷ＝
ＢＷmax（ＦＭステレオ放送の場合カーソン則を適用す
るとＢＷmax＝２×（５３＋７５）＝２５６ｋHz）とな
る。受信入力電力が減少してくる場合（ＶSMが減少、Ｆ
Ｍ復調出力Ｓ／Ｎがスレショールドレベルに近づいた場
合）はＫA1，ＫA2が徐々に増加し、ＩＦ信号の周波数偏
移△ｆｉの減少に応じ可変帯域フィルタの帯域幅ＢＷが
減少するため、ＩＦ信号におけるノイズＮも減少してＦ
Ｍ復調器５の入力でのＣ／Ｎが改善されてスレショール
ドレベルも改善され通常のＦＭ復調方式に比べ高感度化
される。
（ＶSM1一定となる領域)はＫA2＝０，ＫA1＝１，ＢＷ＝
ＢＷmax（ＦＭステレオ放送の場合カーソン則を適用す
るとＢＷmax＝２×（５３＋７５）＝２５６ｋHz）とな
る。受信入力電力が減少してくる場合（ＶSMが減少、Ｆ
Ｍ復調出力Ｓ／Ｎがスレショールドレベルに近づいた場
合）はＫA1，ＫA2が徐々に増加し、ＩＦ信号の周波数偏
移△ｆｉの減少に応じ可変帯域フィルタの帯域幅ＢＷが
減少するため、ＩＦ信号におけるノイズＮも減少してＦ
Ｍ復調器５の入力でのＣ／Ｎが改善されてスレショール
ドレベルも改善され通常のＦＭ復調方式に比べ高感度化
される。
【００３３】受信入力電力に対するＦＭ復調出力Ｓ／Ｎ
の関係を図７に示す。受信入力電力に応じてＦＭ−ＦＢ
の帰還量及びＩＦ信号を通す帯域フィルタの帯域幅を制
御するため、受信入力電力に対して常にＦＭ復調出力Ｓ
／Ｎを最大とすることが可能となる。なお、可変利得低
周波アンプＡ1はＦＭ負帰還の帰還量の大小によって生
じるＦＭ復調出力信号の変動を抑圧することを目的とし
ている。
の関係を図７に示す。受信入力電力に応じてＦＭ−ＦＢ
の帰還量及びＩＦ信号を通す帯域フィルタの帯域幅を制
御するため、受信入力電力に対して常にＦＭ復調出力Ｓ
／Ｎを最大とすることが可能となる。なお、可変利得低
周波アンプＡ1はＦＭ負帰還の帰還量の大小によって生
じるＦＭ復調出力信号の変動を抑圧することを目的とし
ている。
【００３４】（１１）式及び（１５）式よりＦＭ復調信
号Ｖａは Ｖａ＝ＫD・ＫA1・△ｆｉ＝ＫD・ＫA1・｛１／(１＋ＫV・ＫA2・ＫD)｝△ｆ （１６） となる。ここで、ＶａがＦＭ−ＦＢの帰還量によって変
動を受けない条件は、 ＫA1・｛１／(１＋ＫV・ＫA2・ＫD)｝＝Ｃ （Ｃは定数） （１７） である。従って、ＫA1とＫA2の関係は、 ＫA1＝（１＋ＫV・ＫA2・ＫD）・Ｃ （１８） となる。
号Ｖａは Ｖａ＝ＫD・ＫA1・△ｆｉ＝ＫD・ＫA1・｛１／(１＋ＫV・ＫA2・ＫD)｝△ｆ （１６） となる。ここで、ＶａがＦＭ−ＦＢの帰還量によって変
動を受けない条件は、 ＫA1・｛１／(１＋ＫV・ＫA2・ＫD)｝＝Ｃ （Ｃは定数） （１７） である。従って、ＫA1とＫA2の関係は、 ＫA1＝（１＋ＫV・ＫA2・ＫD）・Ｃ （１８） となる。
【００３５】図６ではＣ＝１とした場合であり、ＫA2＝
０及びＫA2maxの時のＫA1をＫA1min、ＫA1maxとすると
以下のようになる。 ＫA1min＝１ （ＫA2＝０） （１９） ＫA1max＝１＋ＫV・ＫD・ＫA2max （ＫA2＝ＫA2max） （２０）
０及びＫA2maxの時のＫA1をＫA1min、ＫA1maxとすると
以下のようになる。 ＫA1min＝１ （ＫA2＝０） （１９） ＫA1max＝１＋ＫV・ＫD・ＫA2max （ＫA2＝ＫA2max） （２０）
【００３６】以上のように帰還量可変のＦＭ負帰還方式
では受信入力電力に対し常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大
にし高感度化が達成される。
では受信入力電力に対し常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大
にし高感度化が達成される。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
受信入力電力時、通常のＦＭ復調方式に比べ、従来のＦ
Ｍ負帰還方式では不利であったＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを通
常のＦＭ復調方式と同等として、しかも受信入力電力に
対して常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大とすることがで
き、かつ高感度化が達成される。
受信入力電力時、通常のＦＭ復調方式に比べ、従来のＦ
Ｍ負帰還方式では不利であったＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを通
常のＦＭ復調方式と同等として、しかも受信入力電力に
対して常にＦＭ復調出力Ｓ／Ｎを最大とすることがで
き、かつ高感度化が達成される。
【図１】本願の第１の発明の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図２】ＦＭ負帰還方式によるスレショールドの改善と
復調Ｓ／Ｎとの関係を示す特性図である。
復調Ｓ／Ｎとの関係を示す特性図である。
【図３】図１のＦＭ負帰還方式によるスレショールドの
改善と復調Ｓ／Ｎとの関係を示す特性図である。
改善と復調Ｓ／Ｎとの関係を示す特性図である。
【図４】図１の制御信号発生器の動作説明用特性図であ
る。
る。
【図５】本願の第２の発明の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図６】図５の制御信号発生器の動作説明用特性図であ
る。
る。
【図７】図５の帰還量可変ＦＭ復調方式によるスレショ
ールドの改善と復調Ｓ／Ｎとの関係を示す特性図であ
る。
ールドの改善と復調Ｓ／Ｎとの関係を示す特性図であ
る。
【図８】従来の帰還型ＦＭ復調装置を示すブロック図で
ある。
ある。
１ ミキサ ２ 可変帯域フィルタ ３ ＩＦアンプ ５ ＦＭ復調器 ６ 可変利得低周波アンプ ７ ＶＣＯ ８ 加算器 ９ バイアス電圧発生器 １０ 制御信号発生器 １１ 可変利得増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】 ＦＭ信号を所定のＶＣＯ出力と混合し所
定の中間周波数信号に変換して出力する混合変換手段
と、 上記中間周波数信号を検波してＦＭ復調信号を出力する
復調手段と、 上記ＦＭ復調信号をフィードバックして前記ＶＣＯ出力
を変調するＶＣＯ出力手段と、 を備えた帰還型ＦＭ復調装置において、 前記中間周波数信号からＳメータ成分を抽出し、該Ｓメ
ータ成分に基づいて、前記ＦＭ復調信号のレベルを制御
すると共に、該中間周波数信号の周波数帯域幅を制御す
る制御手段と、 前記フィードバックされるＦＭ復調信号の交流成分と予
め定められた基準直流成分とを合成し、その合成出力を
前記ＶＣＯ出力手段に供給して、該基準直流成分に応じ
た周波数のＶＣＯ出力を発生させる合成手段とを有し、 前記Ｓメータ成分に応じて前記フィードバックレベル及
び前記周波数帯域幅を、前記ＦＭ復調信号のＳ／Ｎが最
大となるように制御することを特徴とする帰還型ＦＭ復
調装置。 - 【請求項２】 ＦＭ信号を所定のＶＣＯ出力と混合し所
定の中間周波数信号に変換して出力する混合変換手段
と、 上記中間周波数信号を検波してＦＭ復調信号を出力する
復調手段と、 上記ＦＭ復調信号をフィードバックして前記ＶＣＯ出力
を変調するＶＣＯ出力手段と、 を備えた帰還型ＦＭ復調装置において、 前記中間周波数信号からＳメータ成分を抽出し、該Ｓメ
ータ成分に基づいて、前記ＦＭ復調信号のレベルを制御
すると共に、該中間周波数信号の周波数帯域幅を制御
し、かつ可変利得増幅器の利得を制御する制御手段と、 前記可変利得増幅器を介してフィードバックされるＦＭ
復調信号の交流成分と予め定められた基準直流成分とを
合成し、その合成出力を前記ＶＣＯ出力手段に供給し
て、該基準直流成分に応じた周波数のＶＣＯ出力を発生
させる合成手段とを有し、 前記Ｓメータ成分に応じて前記フィードバックレベル及
び前記周波数帯域幅を、前記ＦＭ復調信号のＳ／Ｎが最
大となるように制御することを特徴とする帰還型ＦＭ復
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23097191A JPH0548482A (ja) | 1991-08-19 | 1991-08-19 | 帰還型ｆｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23097191A JPH0548482A (ja) | 1991-08-19 | 1991-08-19 | 帰還型ｆｍ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548482A true JPH0548482A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=16916196
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23097191A Pending JPH0548482A (ja) | 1991-08-19 | 1991-08-19 | 帰還型ｆｍ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548482A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990042237A (ko) * | 1997-11-26 | 1999-06-15 | 윤종용 | 가변 대역통과필터를 이용한 이동통신시스템의 기지국수신장치 |
-
1991
- 1991-08-19 JP JP23097191A patent/JPH0548482A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990042237A (ko) * | 1997-11-26 | 1999-06-15 | 윤종용 | 가변 대역통과필터를 이용한 이동통신시스템의 기지국수신장치 |
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