JPH054865B2 - - Google Patents
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- JPH054865B2 JPH054865B2 JP20042682A JP20042682A JPH054865B2 JP H054865 B2 JPH054865 B2 JP H054865B2 JP 20042682 A JP20042682 A JP 20042682A JP 20042682 A JP20042682 A JP 20042682A JP H054865 B2 JPH054865 B2 JP H054865B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、３値信号として受信された信号を２
値の符号に識別する際に、より符号誤りが少なく
なる様、最尤復号する復号器に関するものであ
る。
値の符号に識別する際に、より符号誤りが少なく
なる様、最尤復号する復号器に関するものであ
る。
２値の符号信号を３値の符号信号に変換し、伝
送あるいは記録を行う場合がある。３値信号は、
直流成分を含まない様に構成する事が可能であ
り、特に直流を伝送あるいは記録できない、又は
しにくい様なシステムに用いられる例が多い。
送あるいは記録を行う場合がある。３値信号は、
直流成分を含まない様に構成する事が可能であ
り、特に直流を伝送あるいは記録できない、又は
しにくい様なシステムに用いられる例が多い。
２値の信号から３値の信号への変換の方法は、
たとえば(1)１が発生するたびに＋１、−１と交互
に変換し、０は０のままとする、(2)０から１に変
化する時に＋１、１から０に変化する時に−１と
し、同一レベルが継続する時は０とする、などの
方法がある。３値から２値への逆変換は、まず受
信信号を0.5、−0.5のしきい値を用いて±１、０
に識別し、上記変換の逆変換を行えばよい。
たとえば(1)１が発生するたびに＋１、−１と交互
に変換し、０は０のままとする、(2)０から１に変
化する時に＋１、１から０に変化する時に−１と
し、同一レベルが継続する時は０とする、などの
方法がある。３値から２値への逆変換は、まず受
信信号を0.5、−0.5のしきい値を用いて±１、０
に識別し、上記変換の逆変換を行えばよい。
一般に受信信号には雑音が重じようしているた
めに、上記の識別の過程でいわゆる符号誤りが生
じる。符号誤りをより少なくする識別方法として
最尤復号法が知られている。３値信号に対する最
尤復号法は、H.Kobayashi：Application of
Probabilistic Decoding to Digital Magnetic
Recording Systems：IBM Journal of
Research and Development Jan.，1971に詳し
く述べられているが要点を以下に記す。
めに、上記の識別の過程でいわゆる符号誤りが生
じる。符号誤りをより少なくする識別方法として
最尤復号法が知られている。３値信号に対する最
尤復号法は、H.Kobayashi：Application of
Probabilistic Decoding to Digital Magnetic
Recording Systems：IBM Journal of
Research and Development Jan.，1971に詳し
く述べられているが要点を以下に記す。
上記(1)、(2)に示した３値信号は、＋１になれば
次は０か−１になり、−１になれば次は０か＋１
になる性質がある。すなわち、次が０か−１にな
る状態（これをoddとする）と０か１になる状態
（これをevenとする）の２つの状態がある。各状
態の確率に相当する値を尤度と呼び、より高い尤
度を選択してゆく方法を最尤復号法と呼ぶ。時刻
ｎの状態oddの尤度をmO(n)、状態evenの尤度を
mE(n)とし、受信値をyoとすると、雑音がガウス
分布に従う場合には mO（ｎ＋１）＝max｛mO(n)、mE(n)＋yo−0.5｝
………(1) mE（ｎ＋１）＝max｛mO(n)−yo−0.5、mE(n)｝
………(2) が成立する。ここでmax｛Ａ，Ｂ｝はＡとＢの大
きい方をとる、との意味である。
次は０か−１になり、−１になれば次は０か＋１
になる性質がある。すなわち、次が０か−１にな
る状態（これをoddとする）と０か１になる状態
（これをevenとする）の２つの状態がある。各状
態の確率に相当する値を尤度と呼び、より高い尤
度を選択してゆく方法を最尤復号法と呼ぶ。時刻
ｎの状態oddの尤度をmO(n)、状態evenの尤度を
mE(n)とし、受信値をyoとすると、雑音がガウス
分布に従う場合には mO（ｎ＋１）＝max｛mO(n)、mE(n)＋yo−0.5｝
………(1) mE（ｎ＋１）＝max｛mO(n)−yo−0.5、mE(n)｝
………(2) が成立する。ここでmax｛Ａ，Ｂ｝はＡとＢの大
きい方をとる、との意味である。
上式は以下を意味する。時刻ｎ＋１で状態が
oddの場合に、時刻ｎでは状態がoddの場合と
evenの場合があり得る。時刻ｎでoddの確率が
mO(n)、evenの確率がmE(n)であると考えた場合
に、oddおよびevenの状態が時刻ｎ＋１でoddに
なり得る確率は各々mO(n)、mE(n)＋yo−0.5であ
る。この理由は上記の文献に詳述されており、こ
こでは説明を省略する。時刻ｎ＋１で状態がodd
であるとすれば、これらの確率の大きい方の状態
推移により時刻ｎ＋１でoddになつたと考えられ
る。つまり、(1)式でmO(n)＞mE(n)＋yo−0.5の場合
には、時刻ｎ＋１がoddであれば、時刻ｎもodd
であり、mO(n)＜mE(n)＋yo−0.5の場合には、時刻
ｎ＋１がoddであれば、時刻ｎはevenである。
oddの場合に、時刻ｎでは状態がoddの場合と
evenの場合があり得る。時刻ｎでoddの確率が
mO(n)、evenの確率がmE(n)であると考えた場合
に、oddおよびevenの状態が時刻ｎ＋１でoddに
なり得る確率は各々mO(n)、mE(n)＋yo−0.5であ
る。この理由は上記の文献に詳述されており、こ
こでは説明を省略する。時刻ｎ＋１で状態がodd
であるとすれば、これらの確率の大きい方の状態
推移により時刻ｎ＋１でoddになつたと考えられ
る。つまり、(1)式でmO(n)＞mE(n)＋yo−0.5の場合
には、時刻ｎ＋１がoddであれば、時刻ｎもodd
であり、mO(n)＜mE(n)＋yo−0.5の場合には、時刻
ｎ＋１がoddであれば、時刻ｎはevenである。
この様に、時刻ｎ＋１がoddと仮定すると、
odd−oddの状態推移（状態変化なし）、even−
oddの状態推移（状態変化あり）のいずれが生じ
たかを選択することができる。全く同様に時刻ｎ
＋１がevenと仮定すると、(2)式でmO−yo−0.5＞
mEならodd−evenの状態推移、mO−yo−0.5＜mE
ならeven−evenの状態推移と選択できる。そし
て、時刻ｎ＋１がoddである確率は選択した状態
推移の確率であり、同様に時刻ｎ＋１がevenで
ある確率も選択した状態推移の確率であるので、
それぞれ(1)式、(2)式によりmO（ｎ＋１）、mE（ｎ
＋１）を得ることができる。すなわち、mO、mE
に適当な初期値を与えれば、各時刻毎の受信値を
用い、各状態の尤度が得られ、かつ各時刻の状態
oddに流入するパスの状態推移（状態変化の有
無）および状態evenに流入するパスの状態推移
（状態変化の有無）をそれぞれ選択できる。
odd−oddの状態推移（状態変化なし）、even−
oddの状態推移（状態変化あり）のいずれが生じ
たかを選択することができる。全く同様に時刻ｎ
＋１がevenと仮定すると、(2)式でmO−yo−0.5＞
mEならodd−evenの状態推移、mO−yo−0.5＜mE
ならeven−evenの状態推移と選択できる。そし
て、時刻ｎ＋１がoddである確率は選択した状態
推移の確率であり、同様に時刻ｎ＋１がevenで
ある確率も選択した状態推移の確率であるので、
それぞれ(1)式、(2)式によりmO（ｎ＋１）、mE（ｎ
＋１）を得ることができる。すなわち、mO、mE
に適当な初期値を与えれば、各時刻毎の受信値を
用い、各状態の尤度が得られ、かつ各時刻の状態
oddに流入するパスの状態推移（状態変化の有
無）および状態evenに流入するパスの状態推移
（状態変化の有無）をそれぞれ選択できる。
この様に、状態の変化の様子を各時刻毎に図示
してゆくと、第１図のトレリス線図と呼ばれる図
が得られる。各時刻間には必らず２本の線が存在
するが、あるものは途中で途切れ、あるものは連
続する。この内、連続したものを、正しい状態の
変化と推定し、この状態にもとづいて、各時刻の
復号値を推定してゆく方法が最尤復号法である。
最尤復号法により、たとえば受信した信号対雑音
比が13dBの場合には、通常の復号法による符号
誤り率は約10-3であるが、これを約10-5に改善で
きると言われている。
してゆくと、第１図のトレリス線図と呼ばれる図
が得られる。各時刻間には必らず２本の線が存在
するが、あるものは途中で途切れ、あるものは連
続する。この内、連続したものを、正しい状態の
変化と推定し、この状態にもとづいて、各時刻の
復号値を推定してゆく方法が最尤復号法である。
最尤復号法により、たとえば受信した信号対雑音
比が13dBの場合には、通常の復号法による符号
誤り率は約10-3であるが、これを約10-5に改善で
きると言われている。
最尤復号法を実現する従来知られている回路構
成を第２図に示す。受信端子１に３値の受信信号
yoを与える。メモリ２，３には尤度mO(n)、mE
（ｎ）が一時記憶されている。４，５は尤度計算
回路で各々、mE(n)＋yo−0.5、およびmO(n)−yo−
0.5を求める。比較回路６，７は各各、mO(n)とmE
(n)＋yo−0.5、mE(n)とmO(n)−yo−0.5の大小を判定
し、選択回路８，９は比較結果を用いてその大き
い方を出力する。この出力結果が、(1)、(2)式の
mO（ｎ＋１）、mE（ｎ＋１）に相当するから、こ
れらを次の尤度としてメモリ２，３に記憶する。
一方、上記の比較結果を用いて、復号値推定回路
１０により出力端子１１に復号値を得る。復号値
推定回路１０の詳細は上述の文献に述べられてお
り、ここでは省略する。
成を第２図に示す。受信端子１に３値の受信信号
yoを与える。メモリ２，３には尤度mO(n)、mE
（ｎ）が一時記憶されている。４，５は尤度計算
回路で各々、mE(n)＋yo−0.5、およびmO(n)−yo−
0.5を求める。比較回路６，７は各各、mO(n)とmE
(n)＋yo−0.5、mE(n)とmO(n)−yo−0.5の大小を判定
し、選択回路８，９は比較結果を用いてその大き
い方を出力する。この出力結果が、(1)、(2)式の
mO（ｎ＋１）、mE（ｎ＋１）に相当するから、こ
れらを次の尤度としてメモリ２，３に記憶する。
一方、上記の比較結果を用いて、復号値推定回路
１０により出力端子１１に復号値を得る。復号値
推定回路１０の詳細は上述の文献に述べられてお
り、ここでは省略する。
状態の変化の推定を第２図の回路で行うと、以
下の問題が生じる。状態の変化は、メモリ、尤度
計算回路、比較回路、選択回路を用いた閉回路よ
り得られる。この様に、回路数が多く、回路規模
が大きくなると言つた欠点がある。また、閉回路
であるために全体の動作速度は、各回路の遅延時
間の総和で制限される。すなわち、回路数が多い
ことは、高速動作を実現しにくい要因にもなつて
いる。
下の問題が生じる。状態の変化は、メモリ、尤度
計算回路、比較回路、選択回路を用いた閉回路よ
り得られる。この様に、回路数が多く、回路規模
が大きくなると言つた欠点がある。また、閉回路
であるために全体の動作速度は、各回路の遅延時
間の総和で制限される。すなわち、回路数が多い
ことは、高速動作を実現しにくい要因にもなつて
いる。
本発明は、３値信号に対する最尤復号器に占め
る状態推定部を実現する回路を簡略化し、全体の
回路規模を縮少すると同時に、回路の高速動作を
可能にすることを目的とする。
る状態推定部を実現する回路を簡略化し、全体の
回路規模を縮少すると同時に、回路の高速動作を
可能にすることを目的とする。
本発明においては、上記目的を達成するため
に、最尤復号器の状態推定部を２つの状態の尤度
の差を用いて実現するようにしたことを特徴とす
る。
に、最尤復号器の状態推定部を２つの状態の尤度
の差を用いて実現するようにしたことを特徴とす
る。
更に詳しく言えば、「０または正、０または負」
のレベルのくり返しよりなる３値信号と、上記３
値信号の２種の状態の尤度差を入力とし、１デー
タ周期後の尤度差および上記状態の変化の有無を
出力する状態推定部と、上記状態の変化の有無を
入力とし２値の復号値を出力する復号値推定部と
で復号器を構成したものである。
のレベルのくり返しよりなる３値信号と、上記３
値信号の２種の状態の尤度差を入力とし、１デー
タ周期後の尤度差および上記状態の変化の有無を
出力する状態推定部と、上記状態の変化の有無を
入力とし２値の復号値を出力する復号値推定部と
で復号器を構成したものである。
まず、本発明の原理を説明する。
上記(1)、(2)式の両辺より、各々mE(n)を減ずる。
また、新たに Δm(n)＝mO(n)−mE(n) ………(3) とおく。これより mO（ｎ＋１）−mE(n)＝max｛Δm(n)，yo−0.5｝
………(4) mE（ｎ＋１）−mE(n)＝max｛Δm(n)−yo−0.5，
０｝ ………(5) を得る。さらに(4)、(5)式の差を求めると Δm（ｎ＋１）＝max｛Δm(n)−0.5｝ −max｛Δm(n)−yo−0.5，０｝
………(6) を得る。
また、新たに Δm(n)＝mO(n)−mE(n) ………(3) とおく。これより mO（ｎ＋１）−mE(n)＝max｛Δm(n)，yo−0.5｝
………(4) mE（ｎ＋１）−mE(n)＝max｛Δm(n)−yo−0.5，
０｝ ………(5) を得る。さらに(4)、(5)式の差を求めると Δm（ｎ＋１）＝max｛Δm(n)−0.5｝ −max｛Δm(n)−yo−0.5，０｝
………(6) を得る。
(6)式は上記(1)、(2)式と全く同じ機能を有する。
すなわち、Δm(n)＞yo−0.5の場合には、時刻ｎ＋
１がoddであれば時刻ｎもoddであり、不等式が
逆になれば、時刻ｎはevenである。また、Δm(n)
−yo−0.5＞０の場合には、時刻ｎ＋１がevenで
あれば時刻ｎはoddであり、不等式が逆になれば
時刻ｎはevenである。しかるに、ここで一時記
憶すべき値は尤度差Δm(n)のみとなり、従来必要
としていた値の半分となる。
すなわち、Δm(n)＞yo−0.5の場合には、時刻ｎ＋
１がoddであれば時刻ｎもoddであり、不等式が
逆になれば、時刻ｎはevenである。また、Δm(n)
−yo−0.5＞０の場合には、時刻ｎ＋１がevenで
あれば時刻ｎはoddであり、不等式が逆になれば
時刻ｎはevenである。しかるに、ここで一時記
憶すべき値は尤度差Δm(n)のみとなり、従来必要
としていた値の半分となる。
さらに、(6)式の｛ ｝の中の大小関係により４
つの場合が生じる事をここで述べたが、実はこれ
は下記の３つの場合で十分である。すなわち、 〔1〕 Δm(n)≧yo＋0.5 ………(7) 〔2〕 yo＋0.5＞Δm(n)＞yo−0.5 ………(8) 〔3〕 Δm(n)≦yo−0.5 ………(9) さらに、状態の変化を示す符号として、下記の
dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）を新たに考える。すな
わち dO（ｎ＋１）＝０：時刻ｎ、ｎ＋１ともodd dO（ｎ＋１）＝１：時刻ｎはeven、ｎ＋１はodd dE（ｎ＋１）＝０：時刻ｎ、ｎ＋１ともeven dE（ｎ＋１）＝１：時刻ｎはodd，ｎ＋１はeven これらと、(6)式を用いると各場合の状態推定部
の結果は以下の様に求まる。
つの場合が生じる事をここで述べたが、実はこれ
は下記の３つの場合で十分である。すなわち、 〔1〕 Δm(n)≧yo＋0.5 ………(7) 〔2〕 yo＋0.5＞Δm(n)＞yo−0.5 ………(8) 〔3〕 Δm(n)≦yo−0.5 ………(9) さらに、状態の変化を示す符号として、下記の
dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）を新たに考える。すな
わち dO（ｎ＋１）＝０：時刻ｎ、ｎ＋１ともodd dO（ｎ＋１）＝１：時刻ｎはeven、ｎ＋１はodd dE（ｎ＋１）＝０：時刻ｎ、ｎ＋１ともeven dE（ｎ＋１）＝１：時刻ｎはodd，ｎ＋１はeven これらと、(6)式を用いると各場合の状態推定部
の結果は以下の様に求まる。
〔1〕 Δm（ｎ＋１）＝yo＋0.5 ………(10)
dO（ｎ＋１）＝０ ………(11)
dE（ｎ＋１）＝１ ………(12)
〔2〕 Δm（ｎ＋１）＝Δm(n) ………(13)
dO（ｎ＋１）＝０ ………(14)
dE（ｎ＋１）＝０ ………(15)
〔3〕 Δm（ｎ＋１）＝yo−0.5 ………(16)
dO（ｎ＋１）＝１ ………(17)
dE（ｎ＋１）＝０ ………(18)
以上の本発明の原理によれば、尤度差Δmのみ
を記憶すれば、受信値yoとの大小関係より決まる
３種の場合に応じて、次の尤度差と、状態変化の
有無が(10)〜(18)式により自動的に与えられる。
を記憶すれば、受信値yoとの大小関係より決まる
３種の場合に応じて、次の尤度差と、状態変化の
有無が(10)〜(18)式により自動的に与えられる。
第３図に本発明による最尤符号器の第一の実施
例の構成を示す。ここでは、入力端子１２の受信
値yoはＡ／Ｄ変換器１３で２進符号に変換され
る。yoは４ビツト程度で量子化しても、量子化し
ない場合の最尤復号器の性能に比べて、劣化は極
めて少ない。また、(10)、(13)(16)式より、Δmはyoの
１／２の振幅変化しかなくyoを４ビツトで量子化す
れば、Δmは３ビツトで与えられる事が分る。１
４′はROM（Read Only Memory）であり、yoの
４ビツトとΔm（ｎ）の３ビツトの合計７ビツト
を番地入力としている。またROMの出力はΔm
（ｎ＋１）の３ビツト、dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）
各１ビツトの合計５ビツトである。また、ROM
の各番地のデータは、(7)〜(9)式の場合に応じて(10)
〜(18)式で与えられるものである。
例の構成を示す。ここでは、入力端子１２の受信
値yoはＡ／Ｄ変換器１３で２進符号に変換され
る。yoは４ビツト程度で量子化しても、量子化し
ない場合の最尤復号器の性能に比べて、劣化は極
めて少ない。また、(10)、(13)(16)式より、Δmはyoの
１／２の振幅変化しかなくyoを４ビツトで量子化す
れば、Δmは３ビツトで与えられる事が分る。１
４′はROM（Read Only Memory）であり、yoの
４ビツトとΔm（ｎ）の３ビツトの合計７ビツト
を番地入力としている。またROMの出力はΔm
（ｎ＋１）の３ビツト、dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）
各１ビツトの合計５ビツトである。また、ROM
の各番地のデータは、(7)〜(9)式の場合に応じて(10)
〜(18)式で与えられるものである。
Δm（ｎ＋１）は３ビツトのラツチ１５にデー
タの周期毎に一時記憶され、次の時刻のROMの
番地入力として使われる。状態変化を示す結果dO
（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）は端子１６，１７より出
力され、後に述べる状態推定部の入力として用い
られる。
タの周期毎に一時記憶され、次の時刻のROMの
番地入力として使われる。状態変化を示す結果dO
（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）は端子１６，１７より出
力され、後に述べる状態推定部の入力として用い
られる。
第３図を第２図と比較すると明らかな様に、第
一の実施例は入力７ビツト、出力５ビツトの通常
規模のROM3ビツトのラツチのみで構成され、
回路規模は極めて小さい。また、回路の動作速度
もROMとラツチの２回路の遅延のみで制限さ
れ、高速化が容易にはかれる。
一の実施例は入力７ビツト、出力５ビツトの通常
規模のROM3ビツトのラツチのみで構成され、
回路規模は極めて小さい。また、回路の動作速度
もROMとラツチの２回路の遅延のみで制限さ
れ、高速化が容易にはかれる。
信号を高速に処理する方法として、信号を複数
の系列に分割して、並列に処理する多相処理で行
うことができる。最尤復号の場合には、尤度は１
時刻前の尤度と受信値より求めるために、これを
分割して並列処理はできない。しかし、本発明の
第３図の構成を拡張すれば、多相処理が可能とな
る。
の系列に分割して、並列に処理する多相処理で行
うことができる。最尤復号の場合には、尤度は１
時刻前の尤度と受信値より求めるために、これを
分割して並列処理はできない。しかし、本発明の
第３図の構成を拡張すれば、多相処理が可能とな
る。
第４図は本発明による最尤符号器の他の実施例
の構成を示すもので２相処理により高速化をはか
つたものである。
の構成を示すもので２相処理により高速化をはか
つたものである。
(7)〜(18)式によりΔm(n)、yoを与えれば、Δm（ｎ
＋１）、dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）が求まるが、こ
こで得られたΔm（ｎ＋１）と次の時刻に得られ
るyo+1によりΔm（ｎ＋２）、dO（ｎ＋２）、dE（ｎ＋
２）が求まることは容易に理解できる。そこで、
受信値yoを偶数時刻のy2Kと奇数時刻のy2k+1に分
けて考え、y2k、y2k+1とΔm（2k）を与え、Δm
（2k＋２）、dO（2k＋１）、dO（2k＋２）、dE（2k＋
１）、dE（2k＋２）を得る数表を作ることができ
る。第４図において、入力端子１２に与えられた
受信値yoは、Ａ／Ｄ変換器１３で２進符号化さ
れ、シフトレジスタ１８を用いて直並列変換され
y2kとy2k+1に分割される。ROM１４′は上述の数
表を格納したもので、Δm（2k）、y2k、y2k+1を番
地とし、Δm（2k＋２）をラツチ１５に、dO（2k＋
１）、dO（2k＋２）をシフトレジスタ１９に、dE
（2k＋１）、dE（2k＋２）をシフトレジスタ２０に
出力する。ラツチ１５は受信値yoのデータ周期の
２倍の周期で動作するために、第３図と同一速度
のROMとラツチを用いれば、全体の動作速度は
第３図の２倍に高速化できる。なお、dO（2k＋
１）、dO（2k＋１）、dE（2k＋１）、dE（2k＋２）は
シフトレジスタ１９，２０で並直列変換されてdO
（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）として端子１７，１８に
出力され、全体としては第３図と同一の入出力関
係を持つ状態推定部として動作する。すなわち、
第４図の構成は、大容量のROM（yoを４ビツトと
すれば、番地が11ビツト、データ出力は７ビツ
ト）は必要とするが、２相処理と等価な動作を実
現しており、動作速度が２倍に向上している。さ
らに大容量のROMを用いれば、同様の原理で３
相、４相などの処理も可能である。
＋１）、dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）が求まるが、こ
こで得られたΔm（ｎ＋１）と次の時刻に得られ
るyo+1によりΔm（ｎ＋２）、dO（ｎ＋２）、dE（ｎ＋
２）が求まることは容易に理解できる。そこで、
受信値yoを偶数時刻のy2Kと奇数時刻のy2k+1に分
けて考え、y2k、y2k+1とΔm（2k）を与え、Δm
（2k＋２）、dO（2k＋１）、dO（2k＋２）、dE（2k＋
１）、dE（2k＋２）を得る数表を作ることができ
る。第４図において、入力端子１２に与えられた
受信値yoは、Ａ／Ｄ変換器１３で２進符号化さ
れ、シフトレジスタ１８を用いて直並列変換され
y2kとy2k+1に分割される。ROM１４′は上述の数
表を格納したもので、Δm（2k）、y2k、y2k+1を番
地とし、Δm（2k＋２）をラツチ１５に、dO（2k＋
１）、dO（2k＋２）をシフトレジスタ１９に、dE
（2k＋１）、dE（2k＋２）をシフトレジスタ２０に
出力する。ラツチ１５は受信値yoのデータ周期の
２倍の周期で動作するために、第３図と同一速度
のROMとラツチを用いれば、全体の動作速度は
第３図の２倍に高速化できる。なお、dO（2k＋
１）、dO（2k＋１）、dE（2k＋１）、dE（2k＋２）は
シフトレジスタ１９，２０で並直列変換されてdO
（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）として端子１７，１８に
出力され、全体としては第３図と同一の入出力関
係を持つ状態推定部として動作する。すなわち、
第４図の構成は、大容量のROM（yoを４ビツトと
すれば、番地が11ビツト、データ出力は７ビツ
ト）は必要とするが、２相処理と等価な動作を実
現しており、動作速度が２倍に向上している。さ
らに大容量のROMを用いれば、同様の原理で３
相、４相などの処理も可能である。
第３図、第４図では、yoを４ビツトで量子化す
る例を述べた。このビツト数を減せば所要の回路
規模はさらに少なくなるが、反面量子化誤差によ
り最尤復号法の効果が少なくなる。ここでは、３
ビツトの量子化の例を考えてみる。すなわち、＋
１と−１の間のレベルを８個の代表値で表わすこ
とになる。たとえば、代表値の例として ±1/8、±3/8、±5/8、±7/8 が適当である。ところで、±0.5をしきい値とし
て、受信値yoを＋１、０、−１に判定する通常の
復号法から容易に想像できるが、受信値yoが±
0.5近傍の値をとる時が最尤復号法による符号誤
りの改善が大きい。何故ならば、もし雑音がなけ
れば、受信値yoは±１、０の３値しかない。ま
た、雑音が小さい時はyoは±１、０の近傍に集中
し、雑音による符号誤りは発生しない。また、本
来０となるべき受信値が、たとえば＋１近傍の値
をとる程の大きな雑音はめつたに発生しないし、
発生したら最尤復号法を用いたとしてもこれを０
と判定する事は困難である。したがつて、通常の
復号法では符号誤りとなるが、最尤復号法では正
しく復号される可能性のあるのは、受信値が±
0.5近傍の場合である。
る例を述べた。このビツト数を減せば所要の回路
規模はさらに少なくなるが、反面量子化誤差によ
り最尤復号法の効果が少なくなる。ここでは、３
ビツトの量子化の例を考えてみる。すなわち、＋
１と−１の間のレベルを８個の代表値で表わすこ
とになる。たとえば、代表値の例として ±1/8、±3/8、±5/8、±7/8 が適当である。ところで、±0.5をしきい値とし
て、受信値yoを＋１、０、−１に判定する通常の
復号法から容易に想像できるが、受信値yoが±
0.5近傍の値をとる時が最尤復号法による符号誤
りの改善が大きい。何故ならば、もし雑音がなけ
れば、受信値yoは±１、０の３値しかない。ま
た、雑音が小さい時はyoは±１、０の近傍に集中
し、雑音による符号誤りは発生しない。また、本
来０となるべき受信値が、たとえば＋１近傍の値
をとる程の大きな雑音はめつたに発生しないし、
発生したら最尤復号法を用いたとしてもこれを０
と判定する事は困難である。したがつて、通常の
復号法では符号誤りとなるが、最尤復号法では正
しく復号される可能性のあるのは、受信値が±
0.5近傍の場合である。
そこで、量子化の際の代表値を、前述の様に等
間隔にとらず、±0.5近傍を他より細かくする。
間隔にとらず、±0.5近傍を他より細かくする。
たとえば
±3/16、±7/16、±9/16、±13/16
とする。この場合の符号誤り率の測定結果を第５
図に示すが、同じ８個の代表値を等間隔に選んだ
場合よりも符号誤り率の改善が大きく、16個の代
表値を用いた場合の特性に近づく事が分る。
図に示すが、同じ８個の代表値を等間隔に選んだ
場合よりも符号誤り率の改善が大きく、16個の代
表値を用いた場合の特性に近づく事が分る。
本発明の構成の実施例は、第３図と同一であ
る。この場合に、Ａ／Ｄ変換器は４ビツトを用
い、yoとしては４ビツトを考えるが、ROM１４
の中において、±1/16と±5/16と±3/16、±11/16
と±15/16は±13/16と考えて数表を作れば、実質
的なyoは３ビツト相当になり、Δmは２ビツトと
なる。したがつて、ROMの番地は４＋２＝６ビ
ツト、出力はdOとdEを加えて２＋（１×２）＝４ビ
ツトとなり、先に第３図を用いて説明した数値例
よりは入出力とも１ビツト少なくなる。特に
ROMの容量が１／２×４／５＝0.4倍になるな
ど、性能劣化が少なくて回路規模を小さくでき
る。
る。この場合に、Ａ／Ｄ変換器は４ビツトを用
い、yoとしては４ビツトを考えるが、ROM１４
の中において、±1/16と±5/16と±3/16、±11/16
と±15/16は±13/16と考えて数表を作れば、実質
的なyoは３ビツト相当になり、Δmは２ビツトと
なる。したがつて、ROMの番地は４＋２＝６ビ
ツト、出力はdOとdEを加えて２＋（１×２）＝４ビ
ツトとなり、先に第３図を用いて説明した数値例
よりは入出力とも１ビツト少なくなる。特に
ROMの容量が１／２×４／５＝0.4倍になるな
ど、性能劣化が少なくて回路規模を小さくでき
る。
第６図はアナログ回路で状態推定部を実現する
実施例である。端子１３に与えられるyoはNPN
トランジスタ２１のベースに接続されるが、バイ
アスを適当に設定することにより、上記ベースの
電位をyo−0.5に選ぶ。NPNトランジスタ２２の
ベースにはΔm(n)を接続し、両トランジスタのエ
ミツタを共通に接続すると、エミツタにはmax
｛Δm(n)、yo−0.5｝−εが得られる。ここでεはト
ランジスタのベース、エミツタ間電位差である。
一方、yoはNPNトランジスタ２３のベースにも
接続し、バイアスの設定によりベース電位をyo＋
0.5とする。トランジスタ２３のエミツタ電位は
yo＋0.5−εとなる。さらに、トランジスタ２１，
２２のエミツタをPNPトランジスタ２４のベー
スに、トランジスタ２３のエミツタをPNPトラ
ンジスタ２５のベースに接続し、トランジスタ２
４，２５のエミツタを接続すると、エミツタよ
り、min｛max｛Δm(n)、yo−0.5｝−ε、yo＋0.5−
ε｝＋ε＝min｛max｛Δm（ｎ）、yo−0.5｝、yo＋
0.5｝が得られる。ここで、min｛Ａ，Ｂ｝とは
Ａ，Ｂの小さい方、の意味である。上記min｛ ｝
を(7)〜(9)式の場合に応じて計算してみると、いず
れの場合も(10)、(13)、(16)式で表わせるΔm（ｎ＋１
）
に一致することが分る。すなわち、トランジスタ
２４，２５のエミツタよりΔm（ｎ＋１）が得ら
れる。これを標本値保持回路路２６で、一データ
周期間保持し、トランジスタ２２のベースに、次
の時刻の尤度として供給する。なお、トランジス
タ２１，２２のベース電圧の大小を比較器２７
で、さらにトランジスタ２１，２３のベース電圧
の大小を比較器２８で判定すれば、各々dO（ｎ＋
１）、dE（ｎ＋１）が得られるので、端子１６，１
７に出力する。第６図の構成では、エミツタを接
続した２個のスイツチ回路と標本値保持回路で尤
度を求める閉回路が成り立つており、高速化が容
易に達成しやすい。また、この様な構成は、(3)〜
(18)式で表現される。本発明の原理により可能にな
つているものである。
実施例である。端子１３に与えられるyoはNPN
トランジスタ２１のベースに接続されるが、バイ
アスを適当に設定することにより、上記ベースの
電位をyo−0.5に選ぶ。NPNトランジスタ２２の
ベースにはΔm(n)を接続し、両トランジスタのエ
ミツタを共通に接続すると、エミツタにはmax
｛Δm(n)、yo−0.5｝−εが得られる。ここでεはト
ランジスタのベース、エミツタ間電位差である。
一方、yoはNPNトランジスタ２３のベースにも
接続し、バイアスの設定によりベース電位をyo＋
0.5とする。トランジスタ２３のエミツタ電位は
yo＋0.5−εとなる。さらに、トランジスタ２１，
２２のエミツタをPNPトランジスタ２４のベー
スに、トランジスタ２３のエミツタをPNPトラ
ンジスタ２５のベースに接続し、トランジスタ２
４，２５のエミツタを接続すると、エミツタよ
り、min｛max｛Δm(n)、yo−0.5｝−ε、yo＋0.5−
ε｝＋ε＝min｛max｛Δm（ｎ）、yo−0.5｝、yo＋
0.5｝が得られる。ここで、min｛Ａ，Ｂ｝とは
Ａ，Ｂの小さい方、の意味である。上記min｛ ｝
を(7)〜(9)式の場合に応じて計算してみると、いず
れの場合も(10)、(13)、(16)式で表わせるΔm（ｎ＋１
）
に一致することが分る。すなわち、トランジスタ
２４，２５のエミツタよりΔm（ｎ＋１）が得ら
れる。これを標本値保持回路路２６で、一データ
周期間保持し、トランジスタ２２のベースに、次
の時刻の尤度として供給する。なお、トランジス
タ２１，２２のベース電圧の大小を比較器２７
で、さらにトランジスタ２１，２３のベース電圧
の大小を比較器２８で判定すれば、各々dO（ｎ＋
１）、dE（ｎ＋１）が得られるので、端子１６，１
７に出力する。第６図の構成では、エミツタを接
続した２個のスイツチ回路と標本値保持回路で尤
度を求める閉回路が成り立つており、高速化が容
易に達成しやすい。また、この様な構成は、(3)〜
(18)式で表現される。本発明の原理により可能にな
つているものである。
以上の実施例においては、受信信号yoより、状
態変化の有無を示す符号dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）
を得る状態推定部について述べた。ここで、dO
（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）を用いた復号値の推定に
ついて述べる。ここで、本来の３値信号は、復号
値が１になる度に＋１、−１と変化し、０の時は
０になる場合を例にとる。第７図にevenとoddの
２つの状態間の変化、dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）
と復号値の関係の実例を示す。これより復号値を
得るには (1) dO（ｎ＋１）を仮の復号値とする。
態変化の有無を示す符号dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）
を得る状態推定部について述べた。ここで、dO
（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）を用いた復号値の推定に
ついて述べる。ここで、本来の３値信号は、復号
値が１になる度に＋１、−１と変化し、０の時は
０になる場合を例にとる。第７図にevenとoddの
２つの状態間の変化、dO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）
と復号値の関係の実例を示す。これより復号値を
得るには (1) dO（ｎ＋１）を仮の復号値とする。
(2) ただし、dO（ｎ＋１）＝１となつた場合には、
前回dO（ｎ＋１）とdE（ｎ＋１）の論理和が１に
なつた時刻のdO（ｎ＋１）を反転する。
前回dO（ｎ＋１）とdE（ｎ＋１）の論理和が１に
なつた時刻のdO（ｎ＋１）を反転する。
とすれば良い。この論理処理は、第７図のトレリ
ス線図の現時点（時刻ｎ＋１）のoddの状態から
過去に向かつてパスを遡り、もつてある過去の時
点への状態推移として、その後に途中で途切れな
いパス（状態推移）を選択しその状態変化の有無
を復号値とすることと等価である。これを実現す
る実施例が第８図である。入力端子２９，３０に
与えられたdO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）の内、dO（ｎ
＋１）はＮ段のＤ形フリツプフロツプ３１−１〜
３１−Ｎで遅延される。一方、ORゲート３２で
得られるdO（ｎ＋１）＋dE（ｎ＋１）も、Ｎ段のＤ
形フリツプフロツプ３３−１〜３３−Ｎで遅延さ
れる。dOおよびdO＋dEが共に１となる位置が
ANDゲート３４−１〜３４−Ｎで検出され、そ
の時刻のdOはExclusive ORゲート３５−１〜３
５−Ｎで反転される。この結果が次段のフリツプ
フロツプ３１−２〜３１−Ｎに転送されるが、そ
の直後、フリツプフロツプ３１，３３を駆動する
１データ周期間隔のクロツクを端子３６にもら
い、このクロツクの後半で、フリツプフロツプ３
３−２以後の内容を０とする。この結果、フリツ
プフロツプ３３はすべて０か、あるいは前回のdO
＋dE＝１となつた時刻のみが１となつており、dO
＝１となる度にその時刻のdOが反転され、出力３
８に復号値としてとり出される。なお、Ｎが有限
であるために、dO＝１となつた時には、前回のdO
＋dE＝１なる情報がフリツプフロツプ３３−Ｎを
通り過ぎてしまつている場合がある。その際は端
子３９にΔm（ｎ）を入力し、この正負を比較器
４０で判定し、尤度の高い状態を現在の状態と推
定する方法が、前述の文献に述べられているが、
この効果については本発明には直接関係がないの
で省略する。
ス線図の現時点（時刻ｎ＋１）のoddの状態から
過去に向かつてパスを遡り、もつてある過去の時
点への状態推移として、その後に途中で途切れな
いパス（状態推移）を選択しその状態変化の有無
を復号値とすることと等価である。これを実現す
る実施例が第８図である。入力端子２９，３０に
与えられたdO（ｎ＋１）、dE（ｎ＋１）の内、dO（ｎ
＋１）はＮ段のＤ形フリツプフロツプ３１−１〜
３１−Ｎで遅延される。一方、ORゲート３２で
得られるdO（ｎ＋１）＋dE（ｎ＋１）も、Ｎ段のＤ
形フリツプフロツプ３３−１〜３３−Ｎで遅延さ
れる。dOおよびdO＋dEが共に１となる位置が
ANDゲート３４−１〜３４−Ｎで検出され、そ
の時刻のdOはExclusive ORゲート３５−１〜３
５−Ｎで反転される。この結果が次段のフリツプ
フロツプ３１−２〜３１−Ｎに転送されるが、そ
の直後、フリツプフロツプ３１，３３を駆動する
１データ周期間隔のクロツクを端子３６にもら
い、このクロツクの後半で、フリツプフロツプ３
３−２以後の内容を０とする。この結果、フリツ
プフロツプ３３はすべて０か、あるいは前回のdO
＋dE＝１となつた時刻のみが１となつており、dO
＝１となる度にその時刻のdOが反転され、出力３
８に復号値としてとり出される。なお、Ｎが有限
であるために、dO＝１となつた時には、前回のdO
＋dE＝１なる情報がフリツプフロツプ３３−Ｎを
通り過ぎてしまつている場合がある。その際は端
子３９にΔm（ｎ）を入力し、この正負を比較器
４０で判定し、尤度の高い状態を現在の状態と推
定する方法が、前述の文献に述べられているが、
この効果については本発明には直接関係がないの
で省略する。
以上では、受信信号として３値信号が得られる
例を示した。しかし、受信信号は２値信号であつ
ても、これを３値信号に変換後、最尤復号するこ
とにより、２値信号のままで復号する符号誤り率
を改善できる場合がある。
例を示した。しかし、受信信号は２値信号であつ
ても、これを３値信号に変換後、最尤復号するこ
とにより、２値信号のままで復号する符号誤り率
を改善できる場合がある。
２値信号を３値信号に変換する方法として、２
値信号を一定時間遅延し、原２値信号に加算ある
いは減算する方法がある。
値信号を一定時間遅延し、原２値信号に加算ある
いは減算する方法がある。
たとえば、２値信号としてFM信号を考える。
FM信号とは、たとえばデータの変化点では必ら
ずレベルが変化し、データが０の際にはデータの
中央でも変化するものである。また、上記一定時
間として、データ周期Ｔの1/2を考える。この時
の原データ、FM信号およびＴ／２遅延された
FM信号との和を第９図ａ，ｂ，ｃに示す。ｃよ
り明らかな様に、原データが１となる毎に±１と
変化し、原データが０の時は０となる３値信号が
得られており、ｂを直接復号する代りに、ｃを本
発明の最尤復号器を用いて復号する事が可能であ
る。
FM信号とは、たとえばデータの変化点では必ら
ずレベルが変化し、データが０の際にはデータの
中央でも変化するものである。また、上記一定時
間として、データ周期Ｔの1/2を考える。この時
の原データ、FM信号およびＴ／２遅延された
FM信号との和を第９図ａ，ｂ，ｃに示す。ｃよ
り明らかな様に、原データが１となる毎に±１と
変化し、原データが０の時は０となる３値信号が
得られており、ｂを直接復号する代りに、ｃを本
発明の最尤復号器を用いて復号する事が可能であ
る。
また、次の実施例として、NRZの２値信号を
考え、一定遅延時間としてデータ周期Ｔを考え
る。この際の、原NRZ信号と、Ｔ遅延された
NRZ信号の差を第９図ｄ，ｅに示す。ｅより明
らかな様に、原データが０から１あるいは１から
０に変化する毎に±１と変化し、その他は０とな
る３値信号が得られ、やはり本発明の最尤復号器
を用いて復号できる。ただし、ｅとａの関係は、
ｃとａの関係とは若干異なるため、ｅでは第８図
の復号推定部で復号後の符号を積分することでａ
の符号が得られる。
考え、一定遅延時間としてデータ周期Ｔを考え
る。この際の、原NRZ信号と、Ｔ遅延された
NRZ信号の差を第９図ｄ，ｅに示す。ｅより明
らかな様に、原データが０から１あるいは１から
０に変化する毎に±１と変化し、その他は０とな
る３値信号が得られ、やはり本発明の最尤復号器
を用いて復号できる。ただし、ｅとａの関係は、
ｃとａの関係とは若干異なるため、ｅでは第８図
の復号推定部で復号後の符号を積分することでａ
の符号が得られる。
この他、２値信号として、Modified FM，
Miller Squareと呼ばれる符号など、多くの符号
に本発明が適用できる。
Miller Squareと呼ばれる符号など、多くの符号
に本発明が適用できる。
なお、信号を一定時間τだけ遅延して原信号と
加減算すると言うことは、 sinωt＋sinω（ｔ−τ）＝2cosωτ／２sinω（
ｔ−τ／２）……(19) sinωt−sinω（ｔ−τ）＝2sinωτ／２cosω（
ｔ−τ／２）……(20) の関係から明らかな様に、原信号に2cosωτ／２ある いは2siinωτ／２のフイルタを施すことと等価であ る。このフイルタ操作により、原信号に含まれる
雑音の周波数分布が変化し、全雑音電力が増加す
る場合もあり、減少する場合もある。フイルタ操
作で雑音が増加してしまつては３値化して最尤復
号する効果がなくなるが、原信号の雑音が高周波
に多い場合には2cosωτ／２の特性のフイルタで雑音 が減少するために、原信号と遅延信号の加算操作
により、また原信号の雑音が低周波に多い場合に
は2sinωτ／２の特性のフイルタで雑音が減少するた めに、原信号と遅延信号の減算操作により、フイ
ルタ操作による雑音増加を発生させることなく３
値化でき、最尤復号の効果を発揮できる。この様
に、加減算のいずれを選ぶか、あるいは遅延時間
τとして何を用いるかは、加減算による雑音増加
がなるべき少なくなる様に、あるいは加減算によ
り雑音が減少する様に決めれば良い。
加減算すると言うことは、 sinωt＋sinω（ｔ−τ）＝2cosωτ／２sinω（
ｔ−τ／２）……(19) sinωt−sinω（ｔ−τ）＝2sinωτ／２cosω（
ｔ−τ／２）……(20) の関係から明らかな様に、原信号に2cosωτ／２ある いは2siinωτ／２のフイルタを施すことと等価であ る。このフイルタ操作により、原信号に含まれる
雑音の周波数分布が変化し、全雑音電力が増加す
る場合もあり、減少する場合もある。フイルタ操
作で雑音が増加してしまつては３値化して最尤復
号する効果がなくなるが、原信号の雑音が高周波
に多い場合には2cosωτ／２の特性のフイルタで雑音 が減少するために、原信号と遅延信号の加算操作
により、また原信号の雑音が低周波に多い場合に
は2sinωτ／２の特性のフイルタで雑音が減少するた めに、原信号と遅延信号の減算操作により、フイ
ルタ操作による雑音増加を発生させることなく３
値化でき、最尤復号の効果を発揮できる。この様
に、加減算のいずれを選ぶか、あるいは遅延時間
τとして何を用いるかは、加減算による雑音増加
がなるべき少なくなる様に、あるいは加減算によ
り雑音が減少する様に決めれば良い。
以上述べた様に、本発明においては、３値信号
を最尤復号する復号器の状態推定部において、従
来、尤度計算、比較、選択、一時記憶の４動作が
必要であつたものを、２つの状態の尤度差を用い
ることで、最初の３動作を一括して実現すること
が可能になつた。これにより、全体の回路規模が
縮少する他、上記４動作の総遅延時間で制限され
ていた動作速度の向上をはかることが可能になつ
た。さらに、従来、不可能であつた多相化による
並列処理も可能になり、これによつても一層の動
作速度の向上がはかれるようになつた。また、３
値信号の量子化の際に、不等間隔の量子化を行え
ば、さらに回路規模を小さくできる様になつた。
この結果、符号誤り率の改善に効果がある復号法
ではあるが、回路規模が複雑で、高速動作は難し
いとされていた最尤復号器の問題点を解決できる
様になつた。
を最尤復号する復号器の状態推定部において、従
来、尤度計算、比較、選択、一時記憶の４動作が
必要であつたものを、２つの状態の尤度差を用い
ることで、最初の３動作を一括して実現すること
が可能になつた。これにより、全体の回路規模が
縮少する他、上記４動作の総遅延時間で制限され
ていた動作速度の向上をはかることが可能になつ
た。さらに、従来、不可能であつた多相化による
並列処理も可能になり、これによつても一層の動
作速度の向上がはかれるようになつた。また、３
値信号の量子化の際に、不等間隔の量子化を行え
ば、さらに回路規模を小さくできる様になつた。
この結果、符号誤り率の改善に効果がある復号法
ではあるが、回路規模が複雑で、高速動作は難し
いとされていた最尤復号器の問題点を解決できる
様になつた。
さらに、復号前に３値信号に変換することによ
り、本発明にも利用できるようになつた。
り、本発明にも利用できるようになつた。
第１図は３値信号の状態変化を示すトレリス線
図、第２図は従来の最尤復号器の構成を示す図、
第３図、第４図、第６図、第８図はいずれも本発
明による最尤復号器の実施例の構成図、第５図
は、本発明の符号誤り率に及ぼす効果の実測例、
第７図、第９図は本発明の信号変化を示す図であ
る。 １，１２，１３，２９，３０，３６，３９…入
力端子、１１，１６，１７，３８…出力端子、２
３…メモリ、４，５…尤度計算回路、６，７，２
７，２８，４０…比較回路、８，９…選択回路、
１０…復号値推定部、１３…Ａ／Ｄ変換器、１
４，１４′…ROM、１５…ラツチ、１８…直並
列変換器、１９，２０…並直列変換器、２１，２
２，２３，２４，２５…トランジスタ、２６…標
本値保持回路、３１，３３，４１…Ｄ形フリツプ
フロツプ、３２…ORゲート、３４…ANDゲー
ト、３５…排他的ORゲート、３７…NANDゲー
ト。
図、第２図は従来の最尤復号器の構成を示す図、
第３図、第４図、第６図、第８図はいずれも本発
明による最尤復号器の実施例の構成図、第５図
は、本発明の符号誤り率に及ぼす効果の実測例、
第７図、第９図は本発明の信号変化を示す図であ
る。 １，１２，１３，２９，３０，３６，３９…入
力端子、１１，１６，１７，３８…出力端子、２
３…メモリ、４，５…尤度計算回路、６，７，２
７，２８，４０…比較回路、８，９…選択回路、
１０…復号値推定部、１３…Ａ／Ｄ変換器、１
４，１４′…ROM、１５…ラツチ、１８…直並
列変換器、１９，２０…並直列変換器、２１，２
２，２３，２４，２５…トランジスタ、２６…標
本値保持回路、３１，３３，４１…Ｄ形フリツプ
フロツプ、３２…ORゲート、３４…ANDゲー
ト、３５…排他的ORゲート、３７…NANDゲー
ト。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 特定の符号化法則に従つて正レベル、ゼロレ
ベル、負レベルの３値に符号化された符号信号で
あり、かつ正レベルと負レベルとは互いに交互に
現われ、もつて符号系列の状態に、次はゼロレベ
ルもしくは負レベルとなる第１の状態と、次はゼ
ロレベルもしくは正レベルとなる第２の状態とが
交互に生じる符号信号を復号する最尤復号器にお
いて、上記第１の状態の尤度と上記第２の状態の
尤度との尤度差、及び上記符号信号の受信値を入
力し、受信値に所定数を加減算した値と上記尤度
差の大小関係から１データ周期後の尤度差及び１
データ周期後の第１、第２の状態にそれぞれ流入
するパスの状態変化の有無をれぞれ示す第１、第
２の符号をそれぞれ選択して出力する状態推定部
と、上記状態推定部の出力する尤度差をその次の
状態推定のために一時記憶する保持手段と、上記
状態推定部の出力する第１、第２の符号を順次入
力し、少なくもその一方を所定のデータ数だけ順
次遅延しながら記憶するとともに、現在の第１、
第２の状態の一方から上記データ数だけ最尤パス
を遡るのと同等の論理処理を行い、もつて上記デ
ータ数だけ遡つた時点での状態変化の有無を出力
する復号値推定部とを有することを特徴とする最
尤復号器。 ２ 上記状態推定部は、上記符号信号の受信値を
デジタル信号に変換するAD変換器と、デジタル
信号として得られる上記保持手段の出力及び上記
AD変換器の出力を番地として、数表として記憶
されていた尤度差及び第１、第２の符号を読みだ
すメモリとを含む特許請求の範囲第１項に記載の
最尤復号器。 ３ 上記状態推定部は、上記符号信号の受信値を
デジタル信号に変換するAD変換器と、該AD変
換器の偶数時刻の出力と奇数時刻の出力を並列出
力に変換するシフトレジスタと、上記しシフトレ
ジスタの並列出力とデジタル信号として得られる
上記保持手段の出力とを番地として、数表として
記憶されていた尤度差及び２時刻分の上記を第
１、第２の符号を読みだすメモリと、読み出され
た２時刻分の第１の符号、２時刻分の第２の符号
をそれぞれ並直変換して出力する手段とを含む特
許請求の範囲第１項に記載の最尤復号器。 ４ 上記AD変換器は、上記符号信号の３値の間
のしきい値近傍の信号レベルを他の信号レベルよ
り細かい量子化ステツプでデジタル信号に変換す
ることを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載
の最尤復号器。 ５ 上記状態推定部は、上記符号信号の受信値及
び上記保持手段の出力をそれぞれベース入力と
し、エミツタを共通接続した２個のNPNトラン
ジスタと、上記NPNトランジスタのエミツタの
共通接続ノードの信号及び上記符号信号の受信値
をそれぞれベース入力とし、エミツタを共通接続
し、該エミツタの出力を１データ周期後の尤度差
とする２個のPNPトランジスタとを含む特許請
求の範囲第１項に記載の最尤復号器。 ６ 上記３値の符号信号は、２値符号系列と、上
記２値符号系列を一定期間遅延した系列との和ま
たは差より合成された符号信号であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載の最尤復号
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20042682A JPS5991761A (ja) | 1982-11-17 | 1982-11-17 | 最尤復号器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20042682A JPS5991761A (ja) | 1982-11-17 | 1982-11-17 | 最尤復号器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5991761A JPS5991761A (ja) | 1984-05-26 |
| JPH054865B2 true JPH054865B2 (ja) | 1993-01-21 |
Family
ID=16424097
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20042682A Granted JPS5991761A (ja) | 1982-11-17 | 1982-11-17 | 最尤復号器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5991761A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5208834A (en) * | 1991-03-15 | 1993-05-04 | International Business Machines Corporation | Lexicographical encoding and decoding of state-dependent codes |
-
1982
- 1982-11-17 JP JP20042682A patent/JPS5991761A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5991761A (ja) | 1984-05-26 |
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