JPH0549157A - 保護回路を備えた電源 - Google Patents
保護回路を備えた電源Info
- Publication number
- JPH0549157A JPH0549157A JP3200328A JP20032891A JPH0549157A JP H0549157 A JPH0549157 A JP H0549157A JP 3200328 A JP3200328 A JP 3200328A JP 20032891 A JP20032891 A JP 20032891A JP H0549157 A JPH0549157 A JP H0549157A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- circuit
- power supply
- mctt
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 交流電源電圧をコッククロフトＣＷによって
昇圧および整流して直流高電圧の出力電圧として出力す
ると共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を保
護するものである。そして、上記の保護回路は、出力電
圧およびリターン電流が所定レベル以上になったときに
出力を停止させる主制御回路Ａ1 等と、出力電圧に重畳
したリップル電圧を検出して出力を停止させる並列共振
防止回路３とを有しているもの。 【効果】 保護回路の並列共振防止回路３が、リップル
電圧の検出によって並列共振を停止させることができる
ため、各構成部品に過大な共振エネルギーが供給される
前に、並列共振を停止させて構成部品の過熱を防止する
ことができる。従って、放熱効果の低い小さな体積の構
成部品を使用することが可能である。
昇圧および整流して直流高電圧の出力電圧として出力す
ると共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を保
護するものである。そして、上記の保護回路は、出力電
圧およびリターン電流が所定レベル以上になったときに
出力を停止させる主制御回路Ａ1 等と、出力電圧に重畳
したリップル電圧を検出して出力を停止させる並列共振
防止回路３とを有しているもの。 【効果】 保護回路の並列共振防止回路３が、リップル
電圧の検出によって並列共振を停止させることができる
ため、各構成部品に過大な共振エネルギーが供給される
前に、並列共振を停止させて構成部品の過熱を防止する
ことができる。従って、放熱効果の低い小さな体積の構
成部品を使用することが可能である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷側での閃絡時に生
じる過電圧および過電流による電源の破損を防止する保
護回路を備えた電源に関するものである。
じる過電圧および過電流による電源の破損を防止する保
護回路を備えた電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、保護回路を備えた電源は、例えば
図３に示す構成を有しており、後ろ向き制御系として出
力電圧を一定に保持する電圧制御系と出力電流を定電流
化する電流制御系とを有している。電圧制御系は、ＯＳ
Ｃ＆ＣＯＮ回路６に接続された主制御回路Ａ1 、高圧分
圧抵抗器ＲV 、低圧分圧抵抗器ｒV 、フィルターコンデ
ンサＣF 、および微分抵抗器ｒF1からなっており、主制
御回路Ａ1 には、高圧分圧抵抗器ＲV と低圧分圧抵抗器
ｒV とで分圧された直流電圧と、フィルターコンデンサ
ＣF および微分抵抗器ｒF1で検出される出力電圧Ｖ0 の
リップル電圧とが入力されるようになっている。
図３に示す構成を有しており、後ろ向き制御系として出
力電圧を一定に保持する電圧制御系と出力電流を定電流
化する電流制御系とを有している。電圧制御系は、ＯＳ
Ｃ＆ＣＯＮ回路６に接続された主制御回路Ａ1 、高圧分
圧抵抗器ＲV 、低圧分圧抵抗器ｒV 、フィルターコンデ
ンサＣF 、および微分抵抗器ｒF1からなっており、主制
御回路Ａ1 には、高圧分圧抵抗器ＲV と低圧分圧抵抗器
ｒV とで分圧された直流電圧と、フィルターコンデンサ
ＣF および微分抵抗器ｒF1で検出される出力電圧Ｖ0 の
リップル電圧とが入力されるようになっている。
【０００３】一方、電流制御系は、所定の出力電流にな
れば電源の出力パワーを直流的に制限するものであり、
上述の主制御回路Ａ1 とリターン電流シャント抵抗器ｒ
1 とからなっている。そして、この電流制御系の主制御
回路Ａ1 には、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 にて検
出されるリターン電流Ｉ0 に正比例した電圧が入力され
るようになっている。
れば電源の出力パワーを直流的に制限するものであり、
上述の主制御回路Ａ1 とリターン電流シャント抵抗器ｒ
1 とからなっている。そして、この電流制御系の主制御
回路Ａ1 には、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 にて検
出されるリターン電流Ｉ0 に正比例した電圧が入力され
るようになっている。
【０００４】上記の主制御回路Ａ1 は、電流制御系およ
び電圧制御系の各電圧と基準電源ＶREとを比較して誤差
信号およびトリップ信号を形成するようになっており、
誤差信号は、増幅された後、ＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６へ出
力されるようになっている。
び電圧制御系の各電圧と基準電源ＶREとを比較して誤差
信号およびトリップ信号を形成するようになっており、
誤差信号は、増幅された後、ＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６へ出
力されるようになっている。
【０００５】そして、ＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６のインバー
タの出力は、高周波トランスH.F.Tr.によって高周波高
電圧に変換され、コッククロフト・ウオルトン型昇圧回
路ＣＷ（以下コッククロフトＣＷと称する）に供給され
て直流高電圧にされた後、フィルターインダクタＬF お
よびフィルターコンデンサＣF によって平滑され、リッ
プル分が除去されて出力電圧Ｖ0 として出力されるよう
になっている。
タの出力は、高周波トランスH.F.Tr.によって高周波高
電圧に変換され、コッククロフト・ウオルトン型昇圧回
路ＣＷ（以下コッククロフトＣＷと称する）に供給され
て直流高電圧にされた後、フィルターインダクタＬF お
よびフィルターコンデンサＣF によって平滑され、リッ
プル分が除去されて出力電圧Ｖ0 として出力されるよう
になっている。
【０００６】また、主制御回路Ａ1 には、図４の制御特
性が設定されている。即ち、図中の各ポイントＡ・Ｂ・
Ｃは、正常負荷範囲、最大負荷ポイント、および過負荷
垂下範囲であり、設定電圧Ｖ1 は、最大定格の出力電圧
Ｖ0 のことである。また、過電圧トリップレベルは、電
源および負荷ＬD が過電圧トリップレベル以上になれば
高電圧トリップを生じるレベルに設定されており、過電
流トリップレベルは、リターン電流Ｉ0 によって電源が
損傷しないレベルに設定されており、その遅れ時間特性
は、電源の過度繰り返し耐量により異なったものにされ
ている。
性が設定されている。即ち、図中の各ポイントＡ・Ｂ・
Ｃは、正常負荷範囲、最大負荷ポイント、および過負荷
垂下範囲であり、設定電圧Ｖ1 は、最大定格の出力電圧
Ｖ0 のことである。また、過電圧トリップレベルは、電
源および負荷ＬD が過電圧トリップレベル以上になれば
高電圧トリップを生じるレベルに設定されており、過電
流トリップレベルは、リターン電流Ｉ0 によって電源が
損傷しないレベルに設定されており、その遅れ時間特性
は、電源の過度繰り返し耐量により異なったものにされ
ている。
【０００７】そして、主制御回路Ａ1 による保護動作を
説明すると、先ず、例えば負荷ＬD 側で閃絡が起これ
ば、図４のポイントＡからポイントＢを通過してポイン
トＣへと特性上を移動し、放電が止まればポイントＣか
らポイントＢを通過してポイントＡへと戻る。この際の
過渡的な動作特性は、破線に示すように、過電流トリッ
プレベルまたは過電圧トリップレベルを超えた軌跡を通
るが、主制御回路Ａ1 は、トリップレベルを超える度に
トリップ信号を出力するのではなく、早い間隔で何回も
閃絡したときに電圧または電流の何れかによりトリップ
信号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力することになる。
説明すると、先ず、例えば負荷ＬD 側で閃絡が起これ
ば、図４のポイントＡからポイントＢを通過してポイン
トＣへと特性上を移動し、放電が止まればポイントＣか
らポイントＢを通過してポイントＡへと戻る。この際の
過渡的な動作特性は、破線に示すように、過電流トリッ
プレベルまたは過電圧トリップレベルを超えた軌跡を通
るが、主制御回路Ａ1 は、トリップレベルを超える度に
トリップ信号を出力するのではなく、早い間隔で何回も
閃絡したときに電圧または電流の何れかによりトリップ
信号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力することになる。
【０００８】これにより、従来の保護回路を備えた電源
は、例えばイオン注入装置の用途において、出力電圧Ｖ
0 が過電圧トリップレベル以上またはリターン電流Ｉ0
が過電流トリップレベル以上に所定時間なったときに、
トリップ信号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力して電源を
保護するようになっている。
は、例えばイオン注入装置の用途において、出力電圧Ｖ
0 が過電圧トリップレベル以上またはリターン電流Ｉ0
が過電流トリップレベル以上に所定時間なったときに、
トリップ信号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力して電源を
保護するようになっている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の保護回路を備えた電源では、負荷ＬD での完全放電
による基準電源ＶREの毎回の零設定動作および図示しな
い再復帰自動化回路が設備されて異常なく作動しても、
負荷ＬD のトリチェリー放電やブラッシング放電による
高周波リターン電流±ΔＩ0(f)成分によって、各構成部
品の仕様限界を超えたリップル電圧を生じることがあ
る。即ち、トリチェリー放電やブラッシング放電による
リップル電圧は、理論的に下記の関係式により表され
る。 ＶOr ≒ ＺS ・Δｉ0 … （１） 尚、ＶOrは、増大したリップル電圧の瞬時値であり、Ｚ
S は、電源の出力信号源のサージインピーダンスであ
り、Δｉ0 は、放電で発生した瞬時電流変化分である。
来の保護回路を備えた電源では、負荷ＬD での完全放電
による基準電源ＶREの毎回の零設定動作および図示しな
い再復帰自動化回路が設備されて異常なく作動しても、
負荷ＬD のトリチェリー放電やブラッシング放電による
高周波リターン電流±ΔＩ0(f)成分によって、各構成部
品の仕様限界を超えたリップル電圧を生じることがあ
る。即ち、トリチェリー放電やブラッシング放電による
リップル電圧は、理論的に下記の関係式により表され
る。 ＶOr ≒ ＺS ・Δｉ0 … （１） 尚、ＶOrは、増大したリップル電圧の瞬時値であり、Ｚ
S は、電源の出力信号源のサージインピーダンスであ
り、Δｉ0 は、放電で発生した瞬時電流変化分である。
【００１０】負荷電流の変化による出力電圧の変動は、
少ない方が好ましいが、そのためには、ＺS を小さくす
るため、フィルターコンデンサＣF を増加したり、回路
中の直流抵抗分を少なくしたりして電圧の安定化を図る
必要があり、この種の装置が大型となる。
少ない方が好ましいが、そのためには、ＺS を小さくす
るため、フィルターコンデンサＣF を増加したり、回路
中の直流抵抗分を少なくしたりして電圧の安定化を図る
必要があり、この種の装置が大型となる。
【００１１】この際、フィルターコンデンサＣF と負荷
コンデンサＣL とコッククロフトＣＷの総合対地キャパ
シターＣCWとフィルターインダクタＬF とは、図５の等
価回路で示すことができる。尚、図中のＩL (f) は供給
電流、ＩT (f) は反共振電流であり、ＩL (f) とＩ
T (f) とは、ＩT (f) ＝Ｑ×ＩL (f) の関係を有してい
る。また、上記のＱは、反共振回路のロスファクターの
逆数である。そして、フィルターコンデンサＣF 、負荷
コンデンサＣL 、および総合対地キャパシターＣCWは、
下記の静電容量Ｃを有することになる。
コンデンサＣL とコッククロフトＣＷの総合対地キャパ
シターＣCWとフィルターインダクタＬF とは、図５の等
価回路で示すことができる。尚、図中のＩL (f) は供給
電流、ＩT (f) は反共振電流であり、ＩL (f) とＩ
T (f) とは、ＩT (f) ＝Ｑ×ＩL (f) の関係を有してい
る。また、上記のＱは、反共振回路のロスファクターの
逆数である。そして、フィルターコンデンサＣF 、負荷
コンデンサＣL 、および総合対地キャパシターＣCWは、
下記の静電容量Ｃを有することになる。
【００１２】 Ｃ ＝ １／（１／ＣCW ＋ １／（ＣF ＋ＣL ）） これにより、上記の静電容量Ｃとフィルターインダクタ
ＬF とは、ＶOrにより特定される周波数成分によって並
列共振（反共振）を生じることになり、電源に過大なタ
ンク電流を流すことになる。この際、負荷ＬDがアーク
放電を伴う放電状態になっていると、負荷ＬD の交流的
特性は、負性抵抗（ｄｖ／ｄｉ＜０）となるので並列共
振が持続することになる。並列共振を持続させる共振エ
ネルギーは、並列共振を持続させるのに充分な容量の出
力電圧Ｖ0 側から供給されており、共振エネルギーの一
部は、構成部品の損失となって温度を上昇させることに
なる。
ＬF とは、ＶOrにより特定される周波数成分によって並
列共振（反共振）を生じることになり、電源に過大なタ
ンク電流を流すことになる。この際、負荷ＬDがアーク
放電を伴う放電状態になっていると、負荷ＬD の交流的
特性は、負性抵抗（ｄｖ／ｄｉ＜０）となるので並列共
振が持続することになる。並列共振を持続させる共振エ
ネルギーは、並列共振を持続させるのに充分な容量の出
力電圧Ｖ0 側から供給されており、共振エネルギーの一
部は、構成部品の損失となって温度を上昇させることに
なる。
【００１３】並列共振が起こったときの動作状態は、図
４の動作状態図において、Ａ点とＢ点との間を往復する
ような状態に相当し、従来の保護回路による過電圧トリ
ップレベルや過電流トリップレベルに達しないで持続す
ることになり、従来の保護回路による保護は不可能であ
る。
４の動作状態図において、Ａ点とＢ点との間を往復する
ような状態に相当し、従来の保護回路による過電圧トリ
ップレベルや過電流トリップレベルに達しないで持続す
ることになり、従来の保護回路による保護は不可能であ
る。
【００１４】従って、従来の保護回路を備えた電源で
は、並列共振が増大すると、構成部品が温度上昇によっ
て破損する虞れがあることから、放熱効果を増大させる
ために各構成部品の体積を大きくする必要があるという
問題を有している。さらに、並列共振は、電源のＱが高
くなる程増大するため、高出力の電源を得る場合には、
各構成部品の体積をＱの大きさに比例して大きくする必
要があるという問題も有している。
は、並列共振が増大すると、構成部品が温度上昇によっ
て破損する虞れがあることから、放熱効果を増大させる
ために各構成部品の体積を大きくする必要があるという
問題を有している。さらに、並列共振は、電源のＱが高
くなる程増大するため、高出力の電源を得る場合には、
各構成部品の体積をＱの大きさに比例して大きくする必
要があるという問題も有している。
【００１５】従って、本発明においては、並列共振を生
じた場合に、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯを介してマグネット
コンタクタＭｃｔｔをトリップさせることによって上記
の問題を解決することができる保護回路を備えた電源を
提供することを目的としている。
じた場合に、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯを介してマグネット
コンタクタＭｃｔｔをトリップさせることによって上記
の問題を解決することができる保護回路を備えた電源を
提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の保護回路を備え
た電源は、上記課題を解決するために、交流電源電圧を
直流高電圧発生手段であるコッククロフトによって昇圧
および整流して直流高電圧の出力電圧として出力すると
共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を保護す
るものである。そして、上記の保護回路は、出力電圧お
よびリターン電流が所定レベル以上になったときに出力
を停止させる過電圧過電流保護手段である主制御回路等
と、出力電圧に重畳したリップル電圧を検出して出力を
停止させる並列共振防止手段である並列共振防止回路と
を有していることを特徴としている。
た電源は、上記課題を解決するために、交流電源電圧を
直流高電圧発生手段であるコッククロフトによって昇圧
および整流して直流高電圧の出力電圧として出力すると
共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を保護す
るものである。そして、上記の保護回路は、出力電圧お
よびリターン電流が所定レベル以上になったときに出力
を停止させる過電圧過電流保護手段である主制御回路等
と、出力電圧に重畳したリップル電圧を検出して出力を
停止させる並列共振防止手段である並列共振防止回路と
を有していることを特徴としている。
【００１７】
【作用】上記の構成によれば、保護回路の並列共振防止
手段は、出力電圧に重畳したリップル電圧を検出して出
力を停止させるようになっているため、負荷のトリチェ
リー放電やブラッシング放電による高周波リターン電流
成分によって並列共振を生じた場合に、リップル電圧の
検出によって並列共振を停止させることができる。従っ
て、この保護回路を備えた電源は、各構成部品に過大な
共振エネルギーが供給される前に、並列共振を停止させ
て構成部品の過熱を防止することができるため、放熱効
果の低い小さな体積の構成部品を使用することが可能に
なっている。
手段は、出力電圧に重畳したリップル電圧を検出して出
力を停止させるようになっているため、負荷のトリチェ
リー放電やブラッシング放電による高周波リターン電流
成分によって並列共振を生じた場合に、リップル電圧の
検出によって並列共振を停止させることができる。従っ
て、この保護回路を備えた電源は、各構成部品に過大な
共振エネルギーが供給される前に、並列共振を停止させ
て構成部品の過熱を防止することができるため、放熱効
果の低い小さな体積の構成部品を使用することが可能に
なっている。
【００１８】また、上記の保護回路を備えた電源は、各
構成部品に過大な共振エネルギーが供給される前に並列
共振を停止できるため、Ｑを高くして共振エネルギーを
増大させた場合でも構成部品の温度上昇を過剰にするこ
とがない。従って、この保護回路を備えた電源は、Ｑの
増大が構成部品の体積に影響を与えることがないため、
高出力化と小型化を両立させることが可能になってい
る。
構成部品に過大な共振エネルギーが供給される前に並列
共振を停止できるため、Ｑを高くして共振エネルギーを
増大させた場合でも構成部品の温度上昇を過剰にするこ
とがない。従って、この保護回路を備えた電源は、Ｑの
増大が構成部品の体積に影響を与えることがないため、
高出力化と小型化を両立させることが可能になってい
る。
【００１９】
【実施例】本発明の一実施例を図１および図２に基づい
て説明すれば、以下の通りである。
て説明すれば、以下の通りである。
【００２０】本実施例に係る保護回路を備えた電源は、
図１に示すように、交流電源電圧を昇圧および整流して
直流高電圧を発生させる直流高電圧発生手段であるコッ
ククロフトＣＷを有している。このコッククロフトＣＷ
の低圧側には、高周波トランスH.F.Tr. を介してＯＳＣ
＆ＣＯＮ回路６が接続されており、ＯＳＣ＆ＣＯＮ回路
６には、後述の主制御回路Ａ1 の出力端子が接続されて
いると共に、マグネットコンタクタＭｃｔｔを介して交
流電源電圧を出力する電源ＰＳが接続されている。
図１に示すように、交流電源電圧を昇圧および整流して
直流高電圧を発生させる直流高電圧発生手段であるコッ
ククロフトＣＷを有している。このコッククロフトＣＷ
の低圧側には、高周波トランスH.F.Tr. を介してＯＳＣ
＆ＣＯＮ回路６が接続されており、ＯＳＣ＆ＣＯＮ回路
６には、後述の主制御回路Ａ1 の出力端子が接続されて
いると共に、マグネットコンタクタＭｃｔｔを介して交
流電源電圧を出力する電源ＰＳが接続されている。
【００２１】上記のマグネットコンタクタＭｃｔｔに
は、電源ＰＳとＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６との接続状態を切
り替えるＭｃｔｔ操作回路ＣＯが接続されており、Ｍｃ
ｔｔ操作回路ＣＯには、過電圧過電流保護手段を構成す
る主制御回路Ａ1 が接続されている。そして、このＭｃ
ｔｔ操作回路ＣＯは、主制御回路Ａ1 からトリップ信号
が入力された際に、電源ＰＳとＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６と
の接続状態を遮断状態にするようになっている。
は、電源ＰＳとＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６との接続状態を切
り替えるＭｃｔｔ操作回路ＣＯが接続されており、Ｍｃ
ｔｔ操作回路ＣＯには、過電圧過電流保護手段を構成す
る主制御回路Ａ1 が接続されている。そして、このＭｃ
ｔｔ操作回路ＣＯは、主制御回路Ａ1 からトリップ信号
が入力された際に、電源ＰＳとＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６と
の接続状態を遮断状態にするようになっている。
【００２２】上記のトリップ信号を出力する主制御回路
Ａ1 は、上述のＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６にも接続されてお
り、このＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６に対して誤差信号を出力
するようになっている。また、主制御回路Ａ1 には、基
準電圧を出力する基準電源ＶREが接続されていると共
に、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 の両端部が接続さ
れている。そして、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 の
一方端は、コッククロフトＣＷの低圧側に接続されてい
る。このリターン電流シャント抵抗器ｒ1 には、リター
ン電流Ｉ0 が流れるようになっており、主制御回路Ａ1
には、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 にて検出される
リターン電流Ｉ0 に正比例したリターン電圧が入力され
るようになっている。
Ａ1 は、上述のＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６にも接続されてお
り、このＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６に対して誤差信号を出力
するようになっている。また、主制御回路Ａ1 には、基
準電圧を出力する基準電源ＶREが接続されていると共
に、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 の両端部が接続さ
れている。そして、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 の
一方端は、コッククロフトＣＷの低圧側に接続されてい
る。このリターン電流シャント抵抗器ｒ1 には、リター
ン電流Ｉ0 が流れるようになっており、主制御回路Ａ1
には、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 にて検出される
リターン電流Ｉ0 に正比例したリターン電圧が入力され
るようになっている。
【００２３】上記のリターン電流シャント抵抗器ｒ1 の
他方端は、負荷コンデンサＣL および負荷抵抗器ＲL か
らなる負荷ＬD に接続された低圧側出力端子２およびＧ
ＮＤに接続されていると共に、微分抵抗器ｒF1および低
圧分圧抵抗器ｒV の一方端にそれぞれ接続されており、
微分抵抗器ｒF1の他方端は、並列接続されたフィルター
コンデンサＣF および放電抵抗器ＲF の一方端に接続さ
れている。
他方端は、負荷コンデンサＣL および負荷抵抗器ＲL か
らなる負荷ＬD に接続された低圧側出力端子２およびＧ
ＮＤに接続されていると共に、微分抵抗器ｒF1および低
圧分圧抵抗器ｒV の一方端にそれぞれ接続されており、
微分抵抗器ｒF1の他方端は、並列接続されたフィルター
コンデンサＣF および放電抵抗器ＲF の一方端に接続さ
れている。
【００２４】また、低圧分圧抵抗器ｒV の他方端は、高
圧分圧抵抗器ＲV の一方端に接続されており、高圧分圧
抵抗器ＲV 、フィルターコンデンサＣF 、および放電抵
抗器ＲF の他方端は、上述の負荷ＬD に接続された高圧
側出力端子１に接続されていると共に、フィルターイン
ダクタＬF を介してコッククロフトＣＷの高圧側に接続
されている。
圧分圧抵抗器ＲV の一方端に接続されており、高圧分圧
抵抗器ＲV 、フィルターコンデンサＣF 、および放電抵
抗器ＲF の他方端は、上述の負荷ＬD に接続された高圧
側出力端子１に接続されていると共に、フィルターイン
ダクタＬF を介してコッククロフトＣＷの高圧側に接続
されている。
【００２５】また、微分抵抗器ｒF1および低圧分圧抵抗
器ｒV の一方端は、上述の主制御回路Ａ1 にもそれぞれ
接続されており、主制御回路Ａ1 には、高圧分圧抵抗器
ＲV と低圧分圧抵抗器ｒV とで分圧された直流電圧と、
フィルターコンデンサＣFおよび微分抵抗器ｒF1により
検出される出力電圧Ｖ0 のリップル電圧とが入力される
ようになっている。そして、主制御回路Ａ1は、基準電
源ＶREから入力される基準電圧と、直流電圧、リップル
電圧、およびリターン電圧とを比較し、誤差信号をＯＳ
Ｃ＆ＣＯＮ回路６へ出力するようになっていると共に、
トリップ信号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力するように
なっている。
器ｒV の一方端は、上述の主制御回路Ａ1 にもそれぞれ
接続されており、主制御回路Ａ1 には、高圧分圧抵抗器
ＲV と低圧分圧抵抗器ｒV とで分圧された直流電圧と、
フィルターコンデンサＣFおよび微分抵抗器ｒF1により
検出される出力電圧Ｖ0 のリップル電圧とが入力される
ようになっている。そして、主制御回路Ａ1は、基準電
源ＶREから入力される基準電圧と、直流電圧、リップル
電圧、およびリターン電圧とを比較し、誤差信号をＯＳ
Ｃ＆ＣＯＮ回路６へ出力するようになっていると共に、
トリップ信号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力するように
なっている。
【００２６】また、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯには、並列共
振防止手段である並列共振防止回路３も接続されてお
り、この並列共振防止回路３は、積分タイマーＴi とリ
ップル電圧検出回路Ａ2 とを有している。リップル電圧
検出回路Ａ2 には、基準電源Ｅｒが接続されていると共
に、ダイオード５およびコンデンサ４を介して微分抵抗
器ｒF1の一方端が接続されており、ダイオード５および
コンデンサ４は、出力電圧Ｖ0 のリップル電圧成分のみ
を抽出するようになっている。
振防止手段である並列共振防止回路３も接続されてお
り、この並列共振防止回路３は、積分タイマーＴi とリ
ップル電圧検出回路Ａ2 とを有している。リップル電圧
検出回路Ａ2 には、基準電源Ｅｒが接続されていると共
に、ダイオード５およびコンデンサ４を介して微分抵抗
器ｒF1の一方端が接続されており、ダイオード５および
コンデンサ４は、出力電圧Ｖ0 のリップル電圧成分のみ
を抽出するようになっている。
【００２７】そして、リップル電圧検出回路Ａ2 は、基
準電源Ｅｒからの基準電圧ＶErとダイオード５からのリ
ップル電圧とを比較し、リップル電圧の積分値が基準電
圧ＶErを超えたときにトリップ信号を積分タイマーＴi
へ出力するようになっており、積分タイマーＴiは、ト
リップ信号が所定の時間入力されたときに、トリップ信
号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力するようになってい
る。尚、リップル電圧検出回路Ａ2には、ダイオード５
からリップル電圧が出力されたときに即座にトリップ信
号を出力させる基準電圧を有した基準電源Ｅｒ’等のイ
ンスタントトリップ条件が上記の基準電源Ｅｒに代えて
接続されていても良い。
準電源Ｅｒからの基準電圧ＶErとダイオード５からのリ
ップル電圧とを比較し、リップル電圧の積分値が基準電
圧ＶErを超えたときにトリップ信号を積分タイマーＴi
へ出力するようになっており、積分タイマーＴiは、ト
リップ信号が所定の時間入力されたときに、トリップ信
号をＭｃｔｔ操作回路ＣＯへ出力するようになってい
る。尚、リップル電圧検出回路Ａ2には、ダイオード５
からリップル電圧が出力されたときに即座にトリップ信
号を出力させる基準電圧を有した基準電源Ｅｒ’等のイ
ンスタントトリップ条件が上記の基準電源Ｅｒに代えて
接続されていても良い。
【００２８】上記の構成において、保護回路を備えた電
源の動作について説明する。
源の動作について説明する。
【００２９】電源ＰＳがマグネットコンタクタＭｃｔｔ
を介してＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６に接続されると、ＯＳＣ
＆ＣＯＮ回路６のインバータの出力が高周波トランスH.
F.Tr. へ出力されて高周波高電圧に変換された後、コッ
ククロフトＣＷに供給されることになる。そして、コッ
ククロフトＣＷに供給された高周波高電圧の出力は、直
流高電圧に変換された後、フィルターインダクタＬF お
よびフィルターコンデンサＣF によってフィルターさ
れ、リップル分が除去されて出力電圧Ｖ0 として出力さ
れることになる。
を介してＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６に接続されると、ＯＳＣ
＆ＣＯＮ回路６のインバータの出力が高周波トランスH.
F.Tr. へ出力されて高周波高電圧に変換された後、コッ
ククロフトＣＷに供給されることになる。そして、コッ
ククロフトＣＷに供給された高周波高電圧の出力は、直
流高電圧に変換された後、フィルターインダクタＬF お
よびフィルターコンデンサＣF によってフィルターさ
れ、リップル分が除去されて出力電圧Ｖ0 として出力さ
れることになる。
【００３０】この際、主制御回路Ａ1 には、高圧分圧抵
抗器ＲVと低圧分圧抵抗器ｒV とで分圧された直流電圧
と、フィルターコンデンサＣF および微分抵抗器ｒF1で
検出される出力電圧Ｖ0 のリップル電圧とが入力されて
いると共に、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 にて検出
されるリターン電流Ｉ0 に正比例したリターン電圧が入
力されている。そして、主制御回路Ａ1 に入力された直
流電圧、リップル電圧、およびリターン電圧は、基準電
源ＶREからの基準電圧や過電圧トリップレベル、過電流
トリップレベルと比較されることになり、主制御回路Ａ
1 は、比較結果から誤差信号とトリップ信号とを形成す
ることになる。
抗器ＲVと低圧分圧抵抗器ｒV とで分圧された直流電圧
と、フィルターコンデンサＣF および微分抵抗器ｒF1で
検出される出力電圧Ｖ0 のリップル電圧とが入力されて
いると共に、リターン電流シャント抵抗器ｒ1 にて検出
されるリターン電流Ｉ0 に正比例したリターン電圧が入
力されている。そして、主制御回路Ａ1 に入力された直
流電圧、リップル電圧、およびリターン電圧は、基準電
源ＶREからの基準電圧や過電圧トリップレベル、過電流
トリップレベルと比較されることになり、主制御回路Ａ
1 は、比較結果から誤差信号とトリップ信号とを形成す
ることになる。
【００３１】誤差信号が入力されたＯＳＣ＆ＣＯＮ回路
６は、誤差信号に基づいてインバータの出力を制御する
ことにより出力電圧Ｖ0 を安定化させることになる。一
方、トリップ信号がＭｃｔｔ操作回路ＣＯに入力された
場合には、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯがマグネットコンタク
タＭｃｔｔの接続状態を遮断状態にして電源ＰＳからＯ
ＳＣ＆ＣＯＮ回路６への出力を停止させることになる。
６は、誤差信号に基づいてインバータの出力を制御する
ことにより出力電圧Ｖ0 を安定化させることになる。一
方、トリップ信号がＭｃｔｔ操作回路ＣＯに入力された
場合には、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯがマグネットコンタク
タＭｃｔｔの接続状態を遮断状態にして電源ＰＳからＯ
ＳＣ＆ＣＯＮ回路６への出力を停止させることになる。
【００３２】また、フィルターコンデンサＣF および微
分抵抗器ｒF1で検出される出力電圧Ｖ0 のリップル電圧
は、並列共振防止回路３にも入力されており、並列共振
防止回路３に入力された出力電圧Ｖ0 のリップル電圧
は、図２に示すように、コンデンサ４およびダイオード
５によって基準電源Ｅｒの基準電圧ＶErに比較されるリ
ップル電圧に整流されることになる。そして、リップル
電圧検出回路Ａ2 に入力されたリップル電圧は、積分さ
れながら基準電源Ｅｒの基準電圧ＶErと比較されること
になり、リップル電圧検出回路Ａ2 は、リップル電圧の
積分値が基準電圧ＶErを超えたときに積分タイマーＴi
へトリップ信号を出力することになる。
分抵抗器ｒF1で検出される出力電圧Ｖ0 のリップル電圧
は、並列共振防止回路３にも入力されており、並列共振
防止回路３に入力された出力電圧Ｖ0 のリップル電圧
は、図２に示すように、コンデンサ４およびダイオード
５によって基準電源Ｅｒの基準電圧ＶErに比較されるリ
ップル電圧に整流されることになる。そして、リップル
電圧検出回路Ａ2 に入力されたリップル電圧は、積分さ
れながら基準電源Ｅｒの基準電圧ＶErと比較されること
になり、リップル電圧検出回路Ａ2 は、リップル電圧の
積分値が基準電圧ＶErを超えたときに積分タイマーＴi
へトリップ信号を出力することになる。
【００３３】この後、トリップ信号が入力された積分タ
イマーＴi は、トリップ信号が入力されている時間を計
時し、所定時間以上になったときにトリップ信号をＭｃ
ｔｔ操作回路ＣＯへ出力し、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯを介
してマグネットコンタクタＭｃｔｔの接続状態を遮断状
態にして電源ＰＳからＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６への出力を
停止させることになる。
イマーＴi は、トリップ信号が入力されている時間を計
時し、所定時間以上になったときにトリップ信号をＭｃ
ｔｔ操作回路ＣＯへ出力し、Ｍｃｔｔ操作回路ＣＯを介
してマグネットコンタクタＭｃｔｔの接続状態を遮断状
態にして電源ＰＳからＯＳＣ＆ＣＯＮ回路６への出力を
停止させることになる。
【００３４】このように、本実施例の保護回路を備えた
電源は、負荷ＬD のトリチェリー放電やブラッシング放
電による高周波リターン電流±ΔＩ0(f)成分によって並
列共振を生じた場合、並列共振防止回路３によって並列
共振を検知してマグネットコンタクタＭｃｔｔを遮断状
態にするようになっている。従って、この保護回路を備
えた電源は、各構成部品に過大な共振エネルギーが供給
される前に、並列共振を停止させて構成部品の過熱を防
止することができるため、放熱効果の低い小さな体積の
構成部品を使用することが可能になっている。
電源は、負荷ＬD のトリチェリー放電やブラッシング放
電による高周波リターン電流±ΔＩ0(f)成分によって並
列共振を生じた場合、並列共振防止回路３によって並列
共振を検知してマグネットコンタクタＭｃｔｔを遮断状
態にするようになっている。従って、この保護回路を備
えた電源は、各構成部品に過大な共振エネルギーが供給
される前に、並列共振を停止させて構成部品の過熱を防
止することができるため、放熱効果の低い小さな体積の
構成部品を使用することが可能になっている。
【００３５】また、本実施例の保護回路を備えた電源
は、各構成部品に過大な共振エネルギーが供給される前
に並列共振を停止できるため、Ｑを高くして共振エネル
ギーを増大させた場合でも構成部品の温度上昇を過剰に
することがない。従って、この保護回路を備えた電源
は、Ｑの増大が構成部品の体積に影響を与えることがな
いため、高出力化と小型化を両立させることが可能にな
っている。
は、各構成部品に過大な共振エネルギーが供給される前
に並列共振を停止できるため、Ｑを高くして共振エネル
ギーを増大させた場合でも構成部品の温度上昇を過剰に
することがない。従って、この保護回路を備えた電源
は、Ｑの増大が構成部品の体積に影響を与えることがな
いため、高出力化と小型化を両立させることが可能にな
っている。
【００３６】
【発明の効果】本発明の保護回路を備えた電源は、以上
のように、交流電源電圧を直流高電圧発生手段によって
昇圧および整流して直流高電圧の出力電圧として出力す
ると共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を保
護するものであって、上記保護回路は、出力電圧および
リターン電流が所定レベル以上になったときに出力を停
止させる過電圧過電流保護手段と、出力電圧に重畳した
リップル電圧を検出して出力を停止させる並列共振防止
手段とを有している構成である。
のように、交流電源電圧を直流高電圧発生手段によって
昇圧および整流して直流高電圧の出力電圧として出力す
ると共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を保
護するものであって、上記保護回路は、出力電圧および
リターン電流が所定レベル以上になったときに出力を停
止させる過電圧過電流保護手段と、出力電圧に重畳した
リップル電圧を検出して出力を停止させる並列共振防止
手段とを有している構成である。
【００３７】これにより、保護回路の並列共振防止手段
が、リップル電圧の検出によって並列共振を停止させる
ことができるため、各構成部品に過大な共振エネルギー
が供給される前に、並列共振を停止させて構成部品の過
熱を防止することができる。
が、リップル電圧の検出によって並列共振を停止させる
ことができるため、各構成部品に過大な共振エネルギー
が供給される前に、並列共振を停止させて構成部品の過
熱を防止することができる。
【００３８】従って、放熱効果の低い小さな体積の構成
部品を使用することが可能であると共に、電源のＱを高
くして共振エネルギーを増大させた場合でも構成部品の
温度上昇を過剰にすることがないため、高出力化と小型
化を両立させることが可能であるという効果を奏する。
部品を使用することが可能であると共に、電源のＱを高
くして共振エネルギーを増大させた場合でも構成部品の
温度上昇を過剰にすることがないため、高出力化と小型
化を両立させることが可能であるという効果を奏する。
【図１】本発明の保護回路を備えた電源の回路図であ
る。
る。
【図２】並列共振防止回路内の信号状態を示す説明図で
ある。
ある。
【図３】従来例を示すものであり、保護回路を備えた電
源の回路図である。
源の回路図である。
【図４】主制御回路の制御特性を示す説明図である。
【図５】並列共振を生じる反共振回路の説明図である。
１ 高圧側出力端子 ２ 低圧側出力端子 ３ 並列共振防止回路（並列共振防止手段） ４ コンデンサ ５ ダイオード ６ ＯＳＣ＆ＣＯＮ回路 Ａ1 主制御回路（過電圧過電流保護手段） ＲV 高圧分圧抵抗器 ｒV 低圧分圧抵抗器 ＣF フィルターコンデンサ ｒF1 微分抵抗器 ｒ1 リターン電流シャント抵抗器 ＰＳ 電源 H.F.Tr. 高周波トランス ＣＷ コッククロフト（直流高電圧発生手段） ＬF フィルターインダクタ ＬD 負荷 ＣＯ Ｍｃｔｔ操作回路 Ｍｃｔｔ マグネットコンタクタ ＶRE 基準電源 ＣL 負荷コンデンサ ＲF 放電抵抗器 Ｔi 積分タイマー Ａ2 リップル電圧検出回路 Ｅｒ 基準電源 ＣL 負荷コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源電圧を直流高電圧発生手段によっ
て昇圧および整流して直流高電圧の出力電圧として出力
すると共に、この出力電圧の出力状態を監視して電源を
保護する保護回路を備えた電源であって、 上記保護回路は、出力電圧およびリターン電流が所定レ
ベル以上になったときに出力を停止させる過電圧過電流
保護手段と、出力電圧に重畳したリップル電圧を検出し
て出力を停止させる並列共振防止手段とを有しているこ
とを特徴とする保護回路を備えた電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3200328A JPH0549157A (ja) | 1991-08-09 | 1991-08-09 | 保護回路を備えた電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3200328A JPH0549157A (ja) | 1991-08-09 | 1991-08-09 | 保護回路を備えた電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0549157A true JPH0549157A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=16422471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3200328A Pending JPH0549157A (ja) | 1991-08-09 | 1991-08-09 | 保護回路を備えた電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0549157A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100709329B1 (ko) * | 2006-09-21 | 2007-04-20 | 한석주 | 자동 복귀 장치를 갖는 선박용 파워 서플라이 |
| JP2014050232A (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-17 | Nec Saitama Ltd | 充電装置、充電方法及び充電プログラム |
| WO2015029089A1 (ja) * | 2013-08-29 | 2015-03-05 | Imai Mitsuru | 電源装置及び電話システム |
-
1991
- 1991-08-09 JP JP3200328A patent/JPH0549157A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100709329B1 (ko) * | 2006-09-21 | 2007-04-20 | 한석주 | 자동 복귀 장치를 갖는 선박용 파워 서플라이 |
| JP2014050232A (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-17 | Nec Saitama Ltd | 充電装置、充電方法及び充電プログラム |
| WO2015029089A1 (ja) * | 2013-08-29 | 2015-03-05 | Imai Mitsuru | 電源装置及び電話システム |
| JPWO2015029089A1 (ja) * | 2013-08-29 | 2017-03-02 | 今井 満 | 電源装置及び電話システム |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5661643A (en) | Universal power module | |
| US6714429B2 (en) | Active inrush current control for AC to DC converters | |
| JP3415759B2 (ja) | スイッチング電源装置の過電流保護回路 | |
| JP2000513920A (ja) | 減磁信号に基づくｓｍｐｓ用の過電圧保護回路 | |
| US6600668B1 (en) | Crowbar circuit for low output voltage DC/DC converters | |
| JPH0549157A (ja) | 保護回路を備えた電源 | |
| KR100265374B1 (ko) | 과전류보호회로 | |
| US10700596B2 (en) | Power supply circuit | |
| JP2002186174A (ja) | 電源回路の保護回路 | |
| US6577485B2 (en) | Ultra-wide input range power supply for circuit protection devices | |
| JPH041587B2 (ja) | ||
| CN222508786U (zh) | 一种雷击浪涌保护电路和电路板 | |
| CN222547368U (zh) | 一种电源转换电路及电源插排 | |
| CN223553219U (zh) | 一种防浪涌的高压开关电源电路 | |
| JP2002125368A (ja) | スイッチング電源装置及びその制御方法 | |
| JP2020025434A (ja) | 電源回路 | |
| US7058672B2 (en) | Resonant protection kit for power supply | |
| JPH0214290Y2 (ja) | ||
| KR0121314Y1 (ko) | 초기 과전류 제거기능을 구비한 과전압 보호회로 | |
| JP3185255B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH08126331A (ja) | 直流安定化電源回路 | |
| JPH0214289Y2 (ja) | ||
| JPH0519374B2 (ja) | ||
| JPH05198444A (ja) | ラインフィルタトランス並びに電源回路 | |
| JPH0638497Y2 (ja) | 大電力放送機のプレート変調回路 |