JPH0549254A - スイツチング電源回路 - Google Patents
スイツチング電源回路Info
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- JPH0549254A JPH0549254A JP21918191A JP21918191A JPH0549254A JP H0549254 A JPH0549254 A JP H0549254A JP 21918191 A JP21918191 A JP 21918191A JP 21918191 A JP21918191 A JP 21918191A JP H0549254 A JPH0549254 A JP H0549254A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電圧共振型コンバータをフォワード整流した
ときの非ゼロ・クロス動作による変換効率の低下やノイ
ズの発生を、簡単な回路構成により抑制することを目的
とする。 【構成】 インバータ・トランスの出力側と整流ダイオ
ードの間に、Ｃｏ基アモルファス磁性合金で作られた遅
延インダクタンスを直列に挿入してなる電圧共振動作を
用いたスイッチング電源において、電圧共振を助長する
ための前記遅延インダクタンス素子をスイッチング・サ
イクル毎にリセットして、その作用により電圧共振動作
を確実にするリセット回路を具備してなるものである。
このような構成により、出力に電力を供給しないスイッ
チング素子のオフ時のインバータ・トランスの２次逆電
圧を利用することで、遅延インダクタンスをスイッチン
グ・サイクル毎に確実にリセットすることが可能とな
り、スイッチング素子の遷移損増加を削減できる。
ときの非ゼロ・クロス動作による変換効率の低下やノイ
ズの発生を、簡単な回路構成により抑制することを目的
とする。 【構成】 インバータ・トランスの出力側と整流ダイオ
ードの間に、Ｃｏ基アモルファス磁性合金で作られた遅
延インダクタンスを直列に挿入してなる電圧共振動作を
用いたスイッチング電源において、電圧共振を助長する
ための前記遅延インダクタンス素子をスイッチング・サ
イクル毎にリセットして、その作用により電圧共振動作
を確実にするリセット回路を具備してなるものである。
このような構成により、出力に電力を供給しないスイッ
チング素子のオフ時のインバータ・トランスの２次逆電
圧を利用することで、遅延インダクタンスをスイッチン
グ・サイクル毎に確実にリセットすることが可能とな
り、スイッチング素子の遷移損増加を削減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧共振型コンバータ
で発生する非ゼロ・クロス動作の改善に関するものであ
る。さらに詳しくは、電圧共振型コンバータをフォワー
ド整流したときの非ゼロ・クロス動作による変換効率の
低下やノイズの発生を抑制するための遅延インダクタン
スのリセット回路を具備したスイッチング電源回路に関
するものである。
で発生する非ゼロ・クロス動作の改善に関するものであ
る。さらに詳しくは、電圧共振型コンバータをフォワー
ド整流したときの非ゼロ・クロス動作による変換効率の
低下やノイズの発生を抑制するための遅延インダクタン
スのリセット回路を具備したスイッチング電源回路に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング素子の電圧波形が矩形波モ
ードのスイッチング電源回路において、スイッチング素
子のターン・オンとターン・オフのスイッチング・ロス
（遷移損）は、スイッチング周波数の高周波化に対して
比例的に増加し、スイッチング電源の小型化を妨げるも
のである。これら遷移損を原理的に削減する方式とし
て、スイッチング素子の電圧と電流波形がゼロ・クロス
する共振型コンバータが提案され、実用化されている。
図５は、この電圧共振型コンバータの基本回路とスイッ
チング素子の動作を示し、２０、２１は入力端子、１１
はＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、１２、１３
はコンデンサ、１４はスイッチング素子１１のボディー
・ダイオード、１５はＶＦＭ信号入力端子、１６はイン
バータ・トランス、１７、１８は出力端子である。
ードのスイッチング電源回路において、スイッチング素
子のターン・オンとターン・オフのスイッチング・ロス
（遷移損）は、スイッチング周波数の高周波化に対して
比例的に増加し、スイッチング電源の小型化を妨げるも
のである。これら遷移損を原理的に削減する方式とし
て、スイッチング素子の電圧と電流波形がゼロ・クロス
する共振型コンバータが提案され、実用化されている。
図５は、この電圧共振型コンバータの基本回路とスイッ
チング素子の動作を示し、２０、２１は入力端子、１１
はＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、１２、１３
はコンデンサ、１４はスイッチング素子１１のボディー
・ダイオード、１５はＶＦＭ信号入力端子、１６はイン
バータ・トランス、１７、１８は出力端子である。
【０００３】この図５に示す電圧共振型コンバータにお
いて、スイッチング素子１１がオフのときの電圧波形
は、図６に示すように、共振容量Ｃｒと共振インダクタ
ンスＬｒによって正弦波状になり、オフ時間Ｔｏｆｆは
入力電圧Ｖｉｎにおいては共振周波数ｆ0で固定され
る。このため共振インダクタンスＬｒにインバータ・ト
ランス１６のリーケージ・インダクタンスを利用して、
フライバック整流方式でコンデンサ・インプット型の平
滑回路とした出力回路とするのが合理的である。しか
し、フライバック整流方式では、コンデンサのリップル
電流が多くなることや、出力のリップル電圧が多くなる
ため、図７のように、あえてフォワード整流方式でチョ
ーク・インプット型の平滑回路とした出力回路を用いて
いる。
いて、スイッチング素子１１がオフのときの電圧波形
は、図６に示すように、共振容量Ｃｒと共振インダクタ
ンスＬｒによって正弦波状になり、オフ時間Ｔｏｆｆは
入力電圧Ｖｉｎにおいては共振周波数ｆ0で固定され
る。このため共振インダクタンスＬｒにインバータ・ト
ランス１６のリーケージ・インダクタンスを利用して、
フライバック整流方式でコンデンサ・インプット型の平
滑回路とした出力回路とするのが合理的である。しか
し、フライバック整流方式では、コンデンサのリップル
電流が多くなることや、出力のリップル電圧が多くなる
ため、図７のように、あえてフォワード整流方式でチョ
ーク・インプット型の平滑回路とした出力回路を用いて
いる。
【０００４】図７のフォワード整流方式において、スイ
ッチング素子１１の電圧共振は、入力電圧Ｖｉｎを中心
に共振するため、スイッチング素子１１のオフ時のフラ
イバック電圧が入力電圧以下に低下すると出力側に電力
供給する。このため電圧共振型コンバータからみた出力
インピーダンスが低下し、図８のようにスイッチング素
子１１のオン直前にスイッチング素子１１の電圧波形が
正弦波モードから矩形波モードになり、スイッチング素
子１１の電流は正から流れ出してゼロ・クロス・オンと
はならない。このため、遷移損が発生し、変換効率の低
下とノイズの増加によりスイッチング電源の信頼性を著
しく低下している。この場合のターン・オン時のスイッ
チング・ロス（遷移損）は以下の式で算出される。 ターン・オン・ロス＝１／２・Ｃ・Ｖ2・ｆ 〔Ｗ〕 但し、Ｃ＝共振コンデンサの容量 Ｖ＝オン直前のスイッチング素子１１の電圧 ｆ＝スイッチング周波数である。
ッチング素子１１の電圧共振は、入力電圧Ｖｉｎを中心
に共振するため、スイッチング素子１１のオフ時のフラ
イバック電圧が入力電圧以下に低下すると出力側に電力
供給する。このため電圧共振型コンバータからみた出力
インピーダンスが低下し、図８のようにスイッチング素
子１１のオン直前にスイッチング素子１１の電圧波形が
正弦波モードから矩形波モードになり、スイッチング素
子１１の電流は正から流れ出してゼロ・クロス・オンと
はならない。このため、遷移損が発生し、変換効率の低
下とノイズの増加によりスイッチング電源の信頼性を著
しく低下している。この場合のターン・オン時のスイッ
チング・ロス（遷移損）は以下の式で算出される。 ターン・オン・ロス＝１／２・Ｃ・Ｖ2・ｆ 〔Ｗ〕 但し、Ｃ＝共振コンデンサの容量 Ｖ＝オン直前のスイッチング素子１１の電圧 ｆ＝スイッチング周波数である。
【０００５】そこで、電圧共振型コンバータにおいて、
フォワード整流した場合の非ゼロ・クロス・オンを避け
るため、図９のようにインバータ・トランス１６の出力
と整流ダイオード２２の間に遅延インダクタンス（レゾ
ナンサー）２５を直列に挿入した回路が知られている
（例えば、特開平３−１３５３６７号公報）。このとき
のインバータ・トランス１６の他方の出力端子と遅延イ
ンダクタンス２５との間の電圧Ｖｌｓと、スイッチング
素子１１の電流Ｉｑ1と、スイッチング素子１１間の電
圧Ｖｑ1は、図１０に示され、出力インピーダンスの低
下を遅延させることによってフォワード整流時の電圧共
振動作を継続させ、ゼロ・クロス・オンを達成してい
る。
フォワード整流した場合の非ゼロ・クロス・オンを避け
るため、図９のようにインバータ・トランス１６の出力
と整流ダイオード２２の間に遅延インダクタンス（レゾ
ナンサー）２５を直列に挿入した回路が知られている
（例えば、特開平３−１３５３６７号公報）。このとき
のインバータ・トランス１６の他方の出力端子と遅延イ
ンダクタンス２５との間の電圧Ｖｌｓと、スイッチング
素子１１の電流Ｉｑ1と、スイッチング素子１１間の電
圧Ｖｑ1は、図１０に示され、出力インピーダンスの低
下を遅延させることによってフォワード整流時の電圧共
振動作を継続させ、ゼロ・クロス・オンを達成してい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、遅延インダク
タンス（レゾナンサー）２５のリセットは整流ダイオー
ド２２の逆回復時間に頼っており、また、Ｃｏ基アモル
ファス磁性合金の残留磁束密度（Ｂｒ）が高いため、図
１１のＢ−Ｈカーブに示すように、毎サイクルにおいて
確実なリセットがなされていない。このため、インバー
タ・トランス１６の２次タップ電圧と遅延時間の積に対
して、遅延インダクタンス（レゾナンサー）２５のコア
・ボリュームを十分大きくしても電圧共振動作が継続さ
れず、変換効率の向上とノイズの低減ができないという
問題があった。本発明は、電圧共振型コンバータをフォ
ワード整流したときの非ゼロ・クロス動作による変換効
率の低下やノイズの発生を、簡単な回路構成により抑制
することを目的とするものである。
タンス（レゾナンサー）２５のリセットは整流ダイオー
ド２２の逆回復時間に頼っており、また、Ｃｏ基アモル
ファス磁性合金の残留磁束密度（Ｂｒ）が高いため、図
１１のＢ−Ｈカーブに示すように、毎サイクルにおいて
確実なリセットがなされていない。このため、インバー
タ・トランス１６の２次タップ電圧と遅延時間の積に対
して、遅延インダクタンス（レゾナンサー）２５のコア
・ボリュームを十分大きくしても電圧共振動作が継続さ
れず、変換効率の向上とノイズの低減ができないという
問題があった。本発明は、電圧共振型コンバータをフォ
ワード整流したときの非ゼロ・クロス動作による変換効
率の低下やノイズの発生を、簡単な回路構成により抑制
することを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、インバータ・
トランスの出力側と整流ダイオードの間に、Ｃｏ基アモ
ルファス磁性合金で作られた遅延インダクタンスを直列
に挿入してなる電圧共振動作を用いたスイッチング電源
において、電圧共振を助長するための前記遅延インダク
タンス素子をスイッチング・サイクル毎にリセットし
て、その作用により電圧共振動作を確実にするリセット
回路を具備してなることを特徴とするスイッチング電源
回路である。
トランスの出力側と整流ダイオードの間に、Ｃｏ基アモ
ルファス磁性合金で作られた遅延インダクタンスを直列
に挿入してなる電圧共振動作を用いたスイッチング電源
において、電圧共振を助長するための前記遅延インダク
タンス素子をスイッチング・サイクル毎にリセットし
て、その作用により電圧共振動作を確実にするリセット
回路を具備してなることを特徴とするスイッチング電源
回路である。
【０００８】
【作用】出力に電力を供給しないスイッチング素子のオ
フ時のインバータ・トランスの２次逆電圧を利用するこ
とで、遅延インダクタンス（レゾナンサー）をスイッチ
ング・サイクル毎に確実にリセットすることが可能とな
り、スイッチング素子の遷移損増加を削減できる。
フ時のインバータ・トランスの２次逆電圧を利用するこ
とで、遅延インダクタンス（レゾナンサー）をスイッチ
ング・サイクル毎に確実にリセットすることが可能とな
り、スイッチング素子の遷移損増加を削減できる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づき説明す
る。図１は、本発明の基本的な回路を示すもので、この
図１は、前記図９における遅延インダクタンス（レゾナ
ンサー）２５の出力側に、ダイオード２６のカソード側
を接続し、かつ、このダイオード２６のアノード側に抵
抗２７を直列に接続し、この抵抗２７の他端を、インバ
ータ・トランス１６の他端に接続したものである。この
ような回路構成において、スイッチング素子１１のオフ
時に、ダイオード２６と抵抗２７とによって遅延インダ
クタンス（レゾナンサー）２５にリセット電流Ｉｌ≒Ｖ
ｎｓ÷Ｒ〔Ａ〕を流すものである。このとき、 最大リセット電流≒（Ｖｔ−ＶＦ）÷Ｒ 〔Ａ〕 となる。 但し、Ｖｔ＝トランス１６のタップ電圧 ＶＦ＝ダイオード２６の順方向電圧降下 Ｒ＝抵抗２７の抵抗値である。
る。図１は、本発明の基本的な回路を示すもので、この
図１は、前記図９における遅延インダクタンス（レゾナ
ンサー）２５の出力側に、ダイオード２６のカソード側
を接続し、かつ、このダイオード２６のアノード側に抵
抗２７を直列に接続し、この抵抗２７の他端を、インバ
ータ・トランス１６の他端に接続したものである。この
ような回路構成において、スイッチング素子１１のオフ
時に、ダイオード２６と抵抗２７とによって遅延インダ
クタンス（レゾナンサー）２５にリセット電流Ｉｌ≒Ｖ
ｎｓ÷Ｒ〔Ａ〕を流すものである。このとき、 最大リセット電流≒（Ｖｔ−ＶＦ）÷Ｒ 〔Ａ〕 となる。 但し、Ｖｔ＝トランス１６のタップ電圧 ＶＦ＝ダイオード２６の順方向電圧降下 Ｒ＝抵抗２７の抵抗値である。
【００１０】遅延インダクタンスが必要とするリセット
電流は、安定した遅延時間を得るために、遅延インダク
タンスに用いる磁芯の保磁力（Ｈｃ）以上を流す必要が
ある。具体的なリセット電流は、磁芯の材料や形状によ
るが、以下の式で算出される。 リセット電流＝Ｈｃ×Ｌｅ÷Ｎ 〔Ａ〕 但し、Ｈｃ＝磁芯の保磁力 Ｌｅ＝磁芯の磁路長 Ｎ＝コイルの巻数である。
電流は、安定した遅延時間を得るために、遅延インダク
タンスに用いる磁芯の保磁力（Ｈｃ）以上を流す必要が
ある。具体的なリセット電流は、磁芯の材料や形状によ
るが、以下の式で算出される。 リセット電流＝Ｈｃ×Ｌｅ÷Ｎ 〔Ａ〕 但し、Ｈｃ＝磁芯の保磁力 Ｌｅ＝磁芯の磁路長 Ｎ＝コイルの巻数である。
【００１１】この図１の回路では、インバータ・トラン
ス１６の２次電圧Ｖｎｓと直列抵抗２７の抵抗値Ｒによ
って、遅延インダクタンス（レゾナンサー）２５のリセ
ット電流を決定し、リセット時間はスイッチング素子１
１のオフ時間となり、特に出力電圧が高い場合には、遅
延インダクタンス（レゾナンサー）２５のリセット電流
を一定とするために抵抗２７のロスが多くなってしま
う。そこで、リセット電流による制御電力を少なくする
方法としては、図２のように、遅延インダクタンス（レ
ゾナンサー）２５の２次側に制御コイル２８を設け、こ
の制御コイル２８に、ダイオード２６、抵抗２７の直列
回路を接続し、インバータ・トランス１６の２次側に接
続する。
ス１６の２次電圧Ｖｎｓと直列抵抗２７の抵抗値Ｒによ
って、遅延インダクタンス（レゾナンサー）２５のリセ
ット電流を決定し、リセット時間はスイッチング素子１
１のオフ時間となり、特に出力電圧が高い場合には、遅
延インダクタンス（レゾナンサー）２５のリセット電流
を一定とするために抵抗２７のロスが多くなってしま
う。そこで、リセット電流による制御電力を少なくする
方法としては、図２のように、遅延インダクタンス（レ
ゾナンサー）２５の２次側に制御コイル２８を設け、こ
の制御コイル２８に、ダイオード２６、抵抗２７の直列
回路を接続し、インバータ・トランス１６の２次側に接
続する。
【００１２】このような回路構成とすることによって、
リセット電流は、遅延インダクタンス（レゾナンサー）
２５と制御コイル２８の巻き数比と抵抗２７によって決
定することができ、図１の回路の抵抗のロスが減少でき
る。このとき、 最大リセット電流≒｛（Ｖｔ−ＶＦ）÷Ｒ｝×（ＮＬｓ
ｓ÷ＮＬｓｐ） 〔Ａ〕となる。 但し、ＮＬｓｓ＝遅延インダクタンス２５の主巻線数 ＮＬｓｐ＝遅延インダクタンス２５の制御コイル２８の
巻線数である。
リセット電流は、遅延インダクタンス（レゾナンサー）
２５と制御コイル２８の巻き数比と抵抗２７によって決
定することができ、図１の回路の抵抗のロスが減少でき
る。このとき、 最大リセット電流≒｛（Ｖｔ−ＶＦ）÷Ｒ｝×（ＮＬｓ
ｓ÷ＮＬｓｐ） 〔Ａ〕となる。 但し、ＮＬｓｓ＝遅延インダクタンス２５の主巻線数 ＮＬｓｐ＝遅延インダクタンス２５の制御コイル２８の
巻線数である。
【００１３】リセット電流とリセット時間を少なくする
方法としては、また、遅延インダクタンス（レゾナンサ
ー）２５に制御コイル２８を使用しない方法で、同等の
機能を有する簡便な回路構成として、図１の回路の抵抗
２７にコンデンサ２９を並列接続して図３のような回路
構成とし、このコンデンサ２９の充電時定数を利用して
リセットする回路も可能である。このとき、 最大リセット電流≒（Ｖｔ−ＶＦ）×Ｃ÷ｔ 〔Ａ〕 となる。
方法としては、また、遅延インダクタンス（レゾナンサ
ー）２５に制御コイル２８を使用しない方法で、同等の
機能を有する簡便な回路構成として、図１の回路の抵抗
２７にコンデンサ２９を並列接続して図３のような回路
構成とし、このコンデンサ２９の充電時定数を利用して
リセットする回路も可能である。このとき、 最大リセット電流≒（Ｖｔ−ＶＦ）×Ｃ÷ｔ 〔Ａ〕 となる。
【００１４】一方、遅延インダクタンスの側からリセッ
ト電流を低減する手段としては、磁芯中に磁場中焼き鈍
した角型比の高いＣｏ基アモルファス合金を用いること
が効果的である。例えば、若干量のＦｅを含有するＣｏ
−Ｆｅ−Ｓｉ−Ｂアモルファス合金は、磁歪が略零であ
り、保磁力（Ｈｃ）が極めて小さいため、少ない電流で
リセットが可能である。さらに、磁芯の発熱を抑えるた
め、アモルファス合金の飽和磁化（Ｂｓ）が小さな組成
を選択することが好ましい。飽和磁化（Ｂｓ）を下げる
ための具体的な方法としては、Ｃｏ，Ｆｅの比を磁歪零
に保ったまま、Ｃｏ＋Ｆｅの総量を低減する方法、また
はＭｏ，Ｎｂ，Ｔａ，Ｗ，Ｃｒ，Ｖなどを５原子％以下
の少量添加する方法がある。さらに加えてＳｎ，Ｓｉを
１原子％以下の微量添加したものは、アニール条件の適
正範囲が広がり、磁芯加工プロセス上好ましい結果をも
たらす。
ト電流を低減する手段としては、磁芯中に磁場中焼き鈍
した角型比の高いＣｏ基アモルファス合金を用いること
が効果的である。例えば、若干量のＦｅを含有するＣｏ
−Ｆｅ−Ｓｉ−Ｂアモルファス合金は、磁歪が略零であ
り、保磁力（Ｈｃ）が極めて小さいため、少ない電流で
リセットが可能である。さらに、磁芯の発熱を抑えるた
め、アモルファス合金の飽和磁化（Ｂｓ）が小さな組成
を選択することが好ましい。飽和磁化（Ｂｓ）を下げる
ための具体的な方法としては、Ｃｏ，Ｆｅの比を磁歪零
に保ったまま、Ｃｏ＋Ｆｅの総量を低減する方法、また
はＭｏ，Ｎｂ，Ｔａ，Ｗ，Ｃｒ，Ｖなどを５原子％以下
の少量添加する方法がある。さらに加えてＳｎ，Ｓｉを
１原子％以下の微量添加したものは、アニール条件の適
正範囲が広がり、磁芯加工プロセス上好ましい結果をも
たらす。
【００１５】遅延インダクタンス用の磁芯として最適な
仕様は、以下のとおりである。 角型比：０．９８， Ｂｓ：０．３Ｔ， Ｈｃ：０．０
０６Ｏｅ 組 成：Ｃｏ−Ｆｅ−Ｓｉ−Ｂ−Ｍｏ−Ｓｎのアモルフ
ァス合金
仕様は、以下のとおりである。 角型比：０．９８， Ｂｓ：０．３Ｔ， Ｈｃ：０．０
０６Ｏｅ 組 成：Ｃｏ−Ｆｅ−Ｓｉ−Ｂ−Ｍｏ−Ｓｎのアモルフ
ァス合金
【００１６】
【発明の効果】本発明は、上述のように構成したので、
遅延インダクタンス（レゾナンサー）のリセット回路
は、電圧共振型コンバータにおけるフォワード出力時の
遅延インダクタンス（レゾナンサー）素子をスイッチン
グ・サイクル毎にリセットすることができ、スイッチン
グ素子の確実なゼロ・クロスにより電源回路の高効率化
とノイズ発生を低減でき、安定動作な信頼性の高いスイ
ッチング電源回路を提供するものである。
遅延インダクタンス（レゾナンサー）のリセット回路
は、電圧共振型コンバータにおけるフォワード出力時の
遅延インダクタンス（レゾナンサー）素子をスイッチン
グ・サイクル毎にリセットすることができ、スイッチン
グ素子の確実なゼロ・クロスにより電源回路の高効率化
とノイズ発生を低減でき、安定動作な信頼性の高いスイ
ッチング電源回路を提供するものである。
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の第１実施
例の電気回路図である。
例の電気回路図である。
【図２】本発明によるスイッチング電源回路の第２実施
例の電気回路図である。
例の電気回路図である。
【図３】本発明によるスイッチング電源回路の第３実施
例の電気回路図である。
例の電気回路図である。
【図４】リセット回路を具備した遅延インダクタンスの
Ｂ−Ｈカーブである。
Ｂ−Ｈカーブである。
【図５】電圧共振型コンバータの基本回路図である。
【図６】電圧共振型コンバータの基本動作波形図であ
る。
る。
【図７】電圧共振型コンバータのフォワード方式の回路
図である。
図である。
【図８】図７における波形図である。
【図９】遅延インダクタンスを具備した電圧共振型コン
バータの回路図である。
バータの回路図である。
【図１０】図９における波形図である。
【図１１】リセット回路を具備しない遅延インダクタン
スのＢ−Ｈカーブである。
スのＢ−Ｈカーブである。
１１…スイッチング素子、１２…コンデンサ、１３…コ
ンデンサ、１４…スイッチング素子１１のボディー・ダ
イオード、１５…ＶＦＭ信号入力端子、１６…インバー
タ・トランス、１７…出力端子、１８…出力端子、１９
…インダクタンス、２０…入力端子、２１…入力端子、
２２…ダイオード、２３…ダイオード、２４…コンデン
サ、２５…遅延インダクタンス、２６…ダイオード、２
７…抵抗、２８…制御コイル、２９…コンデンサ。
ンデンサ、１４…スイッチング素子１１のボディー・ダ
イオード、１５…ＶＦＭ信号入力端子、１６…インバー
タ・トランス、１７…出力端子、１８…出力端子、１９
…インダクタンス、２０…入力端子、２１…入力端子、
２２…ダイオード、２３…ダイオード、２４…コンデン
サ、２５…遅延インダクタンス、２６…ダイオード、２
７…抵抗、２８…制御コイル、２９…コンデンサ。
Claims (4)
- 【請求項１】 インバータ・トランスの出力側と整流ダ
イオードの間に、Ｃｏ基アモルファス磁性合金で作られ
た遅延インダクタンスを直列に挿入してなる電圧共振動
作を用いたスイッチング電源において、電圧共振を助長
するための前記遅延インダクタンス素子をスイッチング
・サイクル毎にリセットして、その作用により電圧共振
動作を確実にするリセット回路を具備してなることを特
徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 リセット回路は、遅延インダクタンスの
出力側とインバータ・トランスの他端との間に、ダイオ
ードと抵抗の直列回路を挿入してなる請求項１記載のス
イッチング電源回路。 - 【請求項３】 リセット回路は、遅延インダクタンスの
２次側の制御コイルとダイオードと抵抗との直列回路
を、インバータ・トランスの出力側の両端間に挿入して
なる請求項１記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 リセット回路は、抵抗に、さらにコンデ
ンサを並列接続した請求項２記載のスイッチング電源回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3219181A JP2515640B2 (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3219181A JP2515640B2 (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0549254A true JPH0549254A (ja) | 1993-02-26 |
| JP2515640B2 JP2515640B2 (ja) | 1996-07-10 |
Family
ID=16731471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3219181A Expired - Lifetime JP2515640B2 (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2515640B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007151374A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Ohira Denshi Kk | フォワードコンバータ |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57212512A (en) * | 1981-06-25 | 1982-12-27 | Toshiba Corp | Voltage resonance type high-frequency switching circuit |
| JPH0274156A (ja) * | 1988-09-08 | 1990-03-14 | Nippon Denso Co Ltd | フライバック型直流−直流変換器 |
| JPH02174557A (ja) * | 1988-12-23 | 1990-07-05 | Mitsubishi Rayon Co Ltd | 電圧共振型コンバータ |
-
1991
- 1991-08-05 JP JP3219181A patent/JP2515640B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57212512A (en) * | 1981-06-25 | 1982-12-27 | Toshiba Corp | Voltage resonance type high-frequency switching circuit |
| JPH0274156A (ja) * | 1988-09-08 | 1990-03-14 | Nippon Denso Co Ltd | フライバック型直流−直流変換器 |
| JPH02174557A (ja) * | 1988-12-23 | 1990-07-05 | Mitsubishi Rayon Co Ltd | 電圧共振型コンバータ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007151374A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Ohira Denshi Kk | フォワードコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2515640B2 (ja) | 1996-07-10 |
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