JPH0552156B2 - - Google Patents
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- JPH0552156B2 JPH0552156B2 JP59008004A JP800484A JPH0552156B2 JP H0552156 B2 JPH0552156 B2 JP H0552156B2 JP 59008004 A JP59008004 A JP 59008004A JP 800484 A JP800484 A JP 800484A JP H0552156 B2 JPH0552156 B2 JP H0552156B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
- H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、エアコン、冷蔵庫等の圧縮機や、産
業用の比較的小出力の誘導電動機の駆動制御に適
するインバータ駆動制御装置に関するものであ
る。
業用の比較的小出力の誘導電動機の駆動制御に適
するインバータ駆動制御装置に関するものであ
る。
従来例の構成とその問題点
電動機を駆動するインバータの制御方式には、
PAM，PWM等、いくつかの方式が知られてい
るが、その中で、正弦波近似不等幅PWM方式が
電源の利用率、装置の軽量小型化、電波雑音発生
量の低減、騒音、振動等の面から優れており、近
年、主流となつている。
PAM，PWM等、いくつかの方式が知られてい
るが、その中で、正弦波近似不等幅PWM方式が
電源の利用率、装置の軽量小型化、電波雑音発生
量の低減、騒音、振動等の面から優れており、近
年、主流となつている。
正弦波近似PWM方式とは第３図、第５図に示
すように、電動機巻線に印加される電圧の積分値
を正弦波に近似するようにPWMアルゴリズムを
発生させる方式である。
すように、電動機巻線に印加される電圧の積分値
を正弦波に近似するようにPWMアルゴリズムを
発生させる方式である。
ここで本発明の基盤となる“HALT”方式を
従来例として説明する。
従来例として説明する。
第１図はインバータシステムのブロツク図であ
る。１は商用電源から直流を発生する整流平滑
部、２はインバータ、３は電動機、４はインバー
タ駆動制御回路である。
る。１は商用電源から直流を発生する整流平滑
部、２はインバータ、３は電動機、４はインバー
タ駆動制御回路である。
次にエアコン用として構成した例を第２図に示
す。１′は平滑整流部、２′はトランジスタを使用
したインバータ、３′は３相の圧縮機、４′はイン
バータ駆動制御回路、４ａはPWMアルゴリズム
発生部、４ｂはフオトカプラ、４ｃはトランジス
タのべース電流を供給するドライバである。
す。１′は平滑整流部、２′はトランジスタを使用
したインバータ、３′は３相の圧縮機、４′はイン
バータ駆動制御回路、４ａはPWMアルゴリズム
発生部、４ｂはフオトカプラ、４ｃはトランジス
タのべース電流を供給するドライバである。
PWMアルゴリズム発生部４ａで作られた信号
はフオトカプラ４ｂにより光絶縁、増幅されてド
ライバ４ｃに供給され、電流増幅した後、インバ
ータ２′に供給され、圧縮機３′を駆動するもので
ある。インバータ２′のトランジスタは上下１対
として３組で構成され、上アームと下アームはそ
れぞれ互いに反転したスイツチング動作を行い、
同時にONとなることはない。
はフオトカプラ４ｂにより光絶縁、増幅されてド
ライバ４ｃに供給され、電流増幅した後、インバ
ータ２′に供給され、圧縮機３′を駆動するもので
ある。インバータ２′のトランジスタは上下１対
として３組で構成され、上アームと下アームはそ
れぞれ互いに反転したスイツチング動作を行い、
同時にONとなることはない。
第３図に各トランジスタに印加される信号、圧
縮機に印加される電圧波形を示す。
縮機に印加される電圧波形を示す。
Ｕ，Ｖ，Ｗはそれぞれ上アームのトランジスタ
のベース信号を示している。また、Ｕ−Ｖ，Ｖ−
Ｗ，Ｗ−Ｕはそれぞれ圧縮機３′の各巻線に印加
される電圧波形である。図から明らかなように、
圧縮機に印加される電圧は、積分すると正弦波に
近似するように構成されており、この電圧パター
ンの周期が、圧縮機の回転数を決定する。
のベース信号を示している。また、Ｕ−Ｖ，Ｖ−
Ｗ，Ｗ−Ｕはそれぞれ圧縮機３′の各巻線に印加
される電圧波形である。図から明らかなように、
圧縮機に印加される電圧は、積分すると正弦波に
近似するように構成されており、この電圧パター
ンの周期が、圧縮機の回転数を決定する。
次にPWMアルゴリズムについて説明する。第
４図に“キヤリア”の概念を示す。
４図に“キヤリア”の概念を示す。
第４図において、正弦波の半周期を整数Ｎで等
分する。このＮを“キヤリア”と称し、Ｎ等分さ
れた周期Tφを“キヤリア周期”と呼ぶ。
分する。このＮを“キヤリア”と称し、Ｎ等分さ
れた周期Tφを“キヤリア周期”と呼ぶ。
キヤリア周期Tφ毎に電圧データをパルス幅と
して与えれば、第３図のように、アルゴリズムが
構成できる。
して与えれば、第３図のように、アルゴリズムが
構成できる。
次に第５図で圧縮機に印加される電圧値につい
て説明する。第５図ａに示したアルゴリズムで一
定の電圧が発生しているとする。ここでそれぞれ
のパルス幅を比例的に増加させると、第５図ｂの
ような波形となり、積分値も比例して増加する。
すなわち出力電圧はパルス幅に比例して増減する
ことができる。
て説明する。第５図ａに示したアルゴリズムで一
定の電圧が発生しているとする。ここでそれぞれ
のパルス幅を比例的に増加させると、第５図ｂの
ような波形となり、積分値も比例して増加する。
すなわち出力電圧はパルス幅に比例して増減する
ことができる。
次に、電圧を決めるパルス幅と“HALT”に
ついて第６図を用いて説明する。
ついて第６図を用いて説明する。
キヤリア周期Tφ内に複数個に分割されたデー
タ領域の時間があり、残つた時間を“HALT”
領域と呼ぶものとする。このHALT領域では電
圧データは出力されないようにしている。
タ領域の時間があり、残つた時間を“HALT”
領域と呼ぶものとする。このHALT領域では電
圧データは出力されないようにしている。
いまキヤリア周期Tφ１に対して、データ領域
時間が充分短いと仮定する。この状態を第６図ａ
に示す。次に第６図ｂに示すようにキヤリア周期
Tφを1/2とし、Tφ２とする。このときデータ領
域時間は一定とすると、周波数は２倍（キヤリ
ア周期1/2）、出力電圧Ｖも２倍となる。これはキ
ヤリア周期Tφに対する相対的なパルス幅が２倍
となるからである。
時間が充分短いと仮定する。この状態を第６図ａ
に示す。次に第６図ｂに示すようにキヤリア周期
Tφを1/2とし、Tφ２とする。このときデータ領
域時間は一定とすると、周波数は２倍（キヤリ
ア周期1/2）、出力電圧Ｖも２倍となる。これはキ
ヤリア周期Tφに対する相対的なパルス幅が２倍
となるからである。
従つてデータ領域時間を一定とし、キヤリア周
期Tφを変化させるとキヤリア周期Tφに反比例し
て周波数が変化し、周波数に比例して電圧Ｖ
が増減する。
期Tφを変化させるとキヤリア周期Tφに反比例し
て周波数が変化し、周波数に比例して電圧Ｖ
が増減する。
このＶ／パターンの様子を第７図に示す。
このとき“HALT”期間も“データの休止期
間”として変化することになる。
間”として変化することになる。
次に第８図によりデータ領域の詳細について説
明する。
明する。
第６図で説明したデータ領域を整数Ｋで分割
し、分割された基本周期をデータ単位タイマT2
とする。つまり、電圧はＫ個の分解能によるロジ
ツクパターンに分割され、その値はデータ単位タ
イマT2により与えられることになる。
し、分割された基本周期をデータ単位タイマT2
とする。つまり、電圧はＫ個の分解能によるロジ
ツクパターンに分割され、その値はデータ単位タ
イマT2により与えられることになる。
当然のことながら以上説明したキヤリアＮ、及
びＫの値が大となればなるほど、圧縮機に印加す
る電圧を正弦波に近付けることが可能となるわけ
である。
びＫの値が大となればなるほど、圧縮機に印加す
る電圧を正弦波に近付けることが可能となるわけ
である。
第８図ａにおいて、キヤリア周期TφをTφ１と
し、データ単位タイマT2をT2１とする。次に第
８図ｂに示すように、データ単位タイマT2を２
倍とし、T2２とする。このときデータ領域時間
（T2×Ｋ）は２倍となり、“HALT”時間は相対
的に減少する。
し、データ単位タイマT2をT2１とする。次に第
８図ｂに示すように、データ単位タイマT2を２
倍とし、T2２とする。このときデータ領域時間
（T2×Ｋ）は２倍となり、“HALT”時間は相対
的に減少する。
このとき出力電圧Ｖは２倍となる。この結果に
更にキヤリア周期Tφを変化させると、それぞれ
のＶ／パターンは第９図のようになる。
更にキヤリア周期Tφを変化させると、それぞれ
のＶ／パターンは第９図のようになる。
次に第９図において、電圧Ｖが上昇するに従つ
て第８図に示す“HALT”領域は減少する。更
に上昇すると“HALT”領域が消滅する点が存
在する。圧縮機印加電圧は平滑、整流された直流
電圧値が一定ならこの点が限界となる。従つてこ
の点以上に周波数を上昇させる場合は電圧Ｖが
頭打ちとなるので定電圧変化となる。
て第８図に示す“HALT”領域は減少する。更
に上昇すると“HALT”領域が消滅する点が存
在する。圧縮機印加電圧は平滑、整流された直流
電圧値が一定ならこの点が限界となる。従つてこ
の点以上に周波数を上昇させる場合は電圧Ｖが
頭打ちとなるので定電圧変化となる。
この様子を第１０図を用いて説明する。
第１０図ａのように“HALT”領域をＯとし、
キヤリア周期Tφ３をデータ数Ｋで等分割し、デ
ータ単位タイマT2１を与える。つまりTφ３＝Ｋ
×T2１とする。次に第１０図ｂに示すように周
波数を上げて、キヤリア周期TφをTφ４とする
と、T2３はTφ４＝Ｋ×T2３より求められる。こ
のとき、キヤリア周期Tφにおけるデータ領域時
間比はいずれも同じなので両者とも電圧Ｖは一定
となるのである。この様子を第１１図に示す。
キヤリア周期Tφ３をデータ数Ｋで等分割し、デ
ータ単位タイマT2１を与える。つまりTφ３＝Ｋ
×T2１とする。次に第１０図ｂに示すように周
波数を上げて、キヤリア周期TφをTφ４とする
と、T2３はTφ４＝Ｋ×T2３より求められる。こ
のとき、キヤリア周期Tφにおけるデータ領域時
間比はいずれも同じなので両者とも電圧Ｖは一定
となるのである。この様子を第１１図に示す。
次にインバータ出力と、負荷との関連について
説明する。
説明する。
インバータ出力は負荷が抵抗負荷ならば、電圧
の２乗に比例する。
の２乗に比例する。
一方、圧縮機に関していえば、仕事量はシリン
ダ内の冷媒の押しのけ量に比例するので、回転数
が低いときは押しのけ量が少く、回転数の高いと
きは押しのけ量も増大する。
ダ内の冷媒の押しのけ量に比例するので、回転数
が低いときは押しのけ量が少く、回転数の高いと
きは押しのけ量も増大する。
つまり、周波数と、出力電圧は一定の比例関係
が要求される。
が要求される。
しかし、現実の電動機（圧縮機用電動機）は低
周波域では、鉄損、銅損等が増加するので、第１
２図に示すように、低周波域では電圧を上方修正
するいわゆるブースト機能が必要となる。
周波域では、鉄損、銅損等が増加するので、第１
２図に示すように、低周波域では電圧を上方修正
するいわゆるブースト機能が必要となる。
従来例ではキヤリア周期Tφ及びデータ単位タ
イマT2をアナログタイマにより構成し、キヤリ
ア周期Tφのタイマにより周波数を設定し、キヤ
リア周期Tφのタイマの設定値に応じてデータ単
位タイマT2のタイマに補正を加え、ブーストカ
ーブを実現していた。
イマT2をアナログタイマにより構成し、キヤリ
ア周期Tφのタイマにより周波数を設定し、キヤ
リア周期Tφのタイマの設定値に応じてデータ単
位タイマT2のタイマに補正を加え、ブーストカ
ーブを実現していた。
またこの“HALT”方式の最大の利点はキヤ
リア周期Tφ、データ単位タイマT2の値を変化さ
せるのみで、全周波数領域にわたり、PWMアル
ゴリズム発生パターンは１周期分だけで実現でき
ることである。
リア周期Tφ、データ単位タイマT2の値を変化さ
せるのみで、全周波数領域にわたり、PWMアル
ゴリズム発生パターンは１周期分だけで実現でき
ることである。
以上が従来例の構成であるが、キヤリア周期
Tφ及びデータ単位タイマT2をアナログタイマで
構成すると、外付け部品でそれぞれのタイマ値の
微修正が可能でまたキヤリア周期Tφ、データ単
位タイマT2それぞれ独立して調整できる等の利
点はあるが、使用周波数レンジが広範囲になつ
て、かつ、正弦波により近似したい場合には、周
波数帯域により、キヤリアＮ、データ数Ｋを切替
える必要が生じる。
Tφ及びデータ単位タイマT2をアナログタイマで
構成すると、外付け部品でそれぞれのタイマ値の
微修正が可能でまたキヤリア周期Tφ、データ単
位タイマT2それぞれ独立して調整できる等の利
点はあるが、使用周波数レンジが広範囲になつ
て、かつ、正弦波により近似したい場合には、周
波数帯域により、キヤリアＮ、データ数Ｋを切替
える必要が生じる。
つまり、低周波域では波形の分解能が荒くな
り、波形が乱れることにより、キヤリアＮ、デー
タ数Ｋを大きな値にする必要が生じ、高周波域で
はキヤリアＮ、データ数が大きいと、トランジス
タのスイツチングスピードが問題になり、上下ア
ームのトランジスタの休止時間が比率として大き
くなり、結果として出力電圧が低下するというこ
とから、キヤリアＮ、データ数Ｋとも小さな値を
選択する必要が生じる。
り、波形が乱れることにより、キヤリアＮ、デー
タ数Ｋを大きな値にする必要が生じ、高周波域で
はキヤリアＮ、データ数が大きいと、トランジス
タのスイツチングスピードが問題になり、上下ア
ームのトランジスタの休止時間が比率として大き
くなり、結果として出力電圧が低下するというこ
とから、キヤリアＮ、データ数Ｋとも小さな値を
選択する必要が生じる。
従来例に示す、アナログタイマ方式では、キヤ
リア、データ数変更に伴う、PWM発生データそ
のものの切換は、ROM等の外付データエリアを
選択すれば良いが、アナログタイマ２種の切換え
は過渡的にスムーズに切換えることは困難であ
る。キヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2が若
干でもずれて切換る場合には、一瞬、目的の周波
数、電圧が違う値になつたことになり、圧縮機の
過電流、ロツク、時にはパワートランジスタの破
壊につながることもあり、非常に問題がある。
リア、データ数変更に伴う、PWM発生データそ
のものの切換は、ROM等の外付データエリアを
選択すれば良いが、アナログタイマ２種の切換え
は過渡的にスムーズに切換えることは困難であ
る。キヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2が若
干でもずれて切換る場合には、一瞬、目的の周波
数、電圧が違う値になつたことになり、圧縮機の
過電流、ロツク、時にはパワートランジスタの破
壊につながることもあり、非常に問題がある。
またアナログタイマの場合は周波数の温度変化
によるドリフトの問題、経年劣化等の信頼性の問
題、システム構成が複雑になることによるスペー
ス、信頼性、コストの問題等、種々の問題点を包
含している。
によるドリフトの問題、経年劣化等の信頼性の問
題、システム構成が複雑になることによるスペー
ス、信頼性、コストの問題等、種々の問題点を包
含している。
発明の目的
本発明は上記従来の欠点に除去するもので、２
つのマイクロコンピユータに同一の基準周波数を
入力し、キヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2
を各々独立して操作すると共にデジタル化し、キ
ヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2を同時切換
させることにより圧縮機の保護及びシステムの信
頼性を向上させることを目的としたものである。
つのマイクロコンピユータに同一の基準周波数を
入力し、キヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2
を各々独立して操作すると共にデジタル化し、キ
ヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2を同時切換
させることにより圧縮機の保護及びシステムの信
頼性を向上させることを目的としたものである。
発明の構成
この目的を達成するために本発明は、キヤリア
周期Tφ、データ単位タイマT2を各々独立して操
作しデジタル化するための信号発生手段を有した
２つのマイクロコンピユータを具備し、キヤリア
周期Tφ、データ単位タイマT2の同時切換のため
に、２つのマイクロコンピユータに同一基準発振
周波数をシステムクロツクとして入力し、第１の
マイクロコンピユータは入力された電動機回転周
波数指令に対し、キヤリア周期Tφを自らの信号
発生手段により発生し、この信号を第２のマイク
ロコンピユータに出力すると共に、第２のマイク
ロコンピユータで作るデータ単位タイマT2信号
のためのT2データを出力するようにしたもので
ある。
周期Tφ、データ単位タイマT2を各々独立して操
作しデジタル化するための信号発生手段を有した
２つのマイクロコンピユータを具備し、キヤリア
周期Tφ、データ単位タイマT2の同時切換のため
に、２つのマイクロコンピユータに同一基準発振
周波数をシステムクロツクとして入力し、第１の
マイクロコンピユータは入力された電動機回転周
波数指令に対し、キヤリア周期Tφを自らの信号
発生手段により発生し、この信号を第２のマイク
ロコンピユータに出力すると共に、第２のマイク
ロコンピユータで作るデータ単位タイマT2信号
のためのT2データを出力するようにしたもので
ある。
この構成によつて第２のマイクロコンピユータ
はキヤリア周期Tφ及びデータ単位タイマT2信号
によりROMデータをアクセスし、“HALT”方
法による正弦波近似PWM方式のインバータ駆動
制御装置を構成する。
はキヤリア周期Tφ及びデータ単位タイマT2信号
によりROMデータをアクセスし、“HALT”方
法による正弦波近似PWM方式のインバータ駆動
制御装置を構成する。
実施例の説明
以下、本発明のインバータ駆動制御装置をその
一実施例を示す第１３図ないし第１９図を用いて
説明する。
一実施例を示す第１３図ないし第１９図を用いて
説明する。
第１３図は回路図、第１４図はブロツク図であ
る。
る。
第１３図において５は第１のマイクロコンピユ
ータ、６は第２のマイクロコンピユータである。
７は基準周波数発振回路で、各々のマイクロコン
ピユータ５，６のOSC端子に入力される。第１
のマイクロコンピユータ５には50／60Hzの商用周
波数入力と電動機の回転周波数指令である−
setが入力される。また第１のマイクロコンピユ
ータ５から第２のマイクロコンピユータ６へは第
１のマイクロコンピユータ５でつくられたキヤリ
ア周期Tφの信号及び第２のマイクロコンピユー
タ６でつくるデータ単位タイマT2のためのT2デ
ータが出力される。そして第２のマイクロコンピ
ユータ６からPWM信号が電動機に出力される。
ータ、６は第２のマイクロコンピユータである。
７は基準周波数発振回路で、各々のマイクロコン
ピユータ５，６のOSC端子に入力される。第１
のマイクロコンピユータ５には50／60Hzの商用周
波数入力と電動機の回転周波数指令である−
setが入力される。また第１のマイクロコンピユ
ータ５から第２のマイクロコンピユータ６へは第
１のマイクロコンピユータ５でつくられたキヤリ
ア周期Tφの信号及び第２のマイクロコンピユー
タ６でつくるデータ単位タイマT2のためのT2デ
ータが出力される。そして第２のマイクロコンピ
ユータ６からPWM信号が電動機に出力される。
第１４図はブロツク図である。
第１のマイクロコンピユータ５に入力された
50／60Hzはシステムのシーケンスタイマを作るた
めの商用周波数入力である。圧縮機を駆動するた
めには目標周波数に向けて徐々に周波数を変化さ
せる手段が必要であるが、この周波数の変更スピ
ードを与えるタイマをこの入力より構成してい
る。−setは目標周波数を与える入力で、この
入力にセツトされた値に向かつて周波数は徐々に
近付いてゆく。
50／60Hzはシステムのシーケンスタイマを作るた
めの商用周波数入力である。圧縮機を駆動するた
めには目標周波数に向けて徐々に周波数を変化さ
せる手段が必要であるが、この周波数の変更スピ
ードを与えるタイマをこの入力より構成してい
る。−setは目標周波数を与える入力で、この
入力にセツトされた値に向かつて周波数は徐々に
近付いてゆく。
基準発振入力をシステムクロツク８，９でそれ
ぞれ分周し、システムクロツク出力を得る。この
システムクロツクはTφタイマ分周器１０，T2タ
イマ分周器１１、コントロール部１２，１３に入
力され、コントロール部１２，１３ではプログラ
ムを実行すると共にキヤリア周期Tφ、データ単
位タイマT2を作り出す基準となる。
ぞれ分周し、システムクロツク出力を得る。この
システムクロツクはTφタイマ分周器１０，T2タ
イマ分周器１１、コントロール部１２，１３に入
力され、コントロール部１２，１３ではプログラ
ムを実行すると共にキヤリア周期Tφ、データ単
位タイマT2を作り出す基準となる。
キヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2の分周
値は、各周波数に対応して第１のマイクロコンピ
ユータ５のROM１７に収められており、第１の
マイクロコンピユータ５に入力された−set入
力値に対応したキヤリア周期Tφ、データ単位タ
イマT2のデータをコントロール部１２を経由し
てキヤリア周期TφのデータはTφタイマ分周器１
０にセツトされ、データ単位タイマT2のデータ
はコントロール部１２より第２のマイクロコンピ
ユータ６のコントロール部１３に送られ、第２の
マイクロコンピユータ６のT2タイマ分周器１１
にセツトされる。
値は、各周波数に対応して第１のマイクロコンピ
ユータ５のROM１７に収められており、第１の
マイクロコンピユータ５に入力された−set入
力値に対応したキヤリア周期Tφ、データ単位タ
イマT2のデータをコントロール部１２を経由し
てキヤリア周期TφのデータはTφタイマ分周器１
０にセツトされ、データ単位タイマT2のデータ
はコントロール部１２より第２のマイクロコンピ
ユータ６のコントロール部１３に送られ、第２の
マイクロコンピユータ６のT2タイマ分周器１１
にセツトされる。
第１のマイクロコンピユータ５で作られたキヤ
リア周期Tφは第２のマイクロコンピユータ６に
入力され、第２のマイクロコンピユータ６で作ら
れたデータ単位タイマT2と共に割込処理により
第２のマイクロコンピユータ６のコントロール部
１３に入力されアドレスカウンタ１４を経由して
PWMデータを格納したROM１５を順次アクセ
スし、コントロール部１３により指示されるデー
タラツチ１６を経由して、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のデータ
を順次出力する。
リア周期Tφは第２のマイクロコンピユータ６に
入力され、第２のマイクロコンピユータ６で作ら
れたデータ単位タイマT2と共に割込処理により
第２のマイクロコンピユータ６のコントロール部
１３に入力されアドレスカウンタ１４を経由して
PWMデータを格納したROM１５を順次アクセ
スし、コントロール部１３により指示されるデー
タラツチ１６を経由して、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のデータ
を順次出力する。
システム制御に必要な機能、例えば、冷凍サイ
クル処理、セパレートエアコンの室内側制御用マ
イコンとの通信処理、四方弁、フアンモータ処
理、電流制御、除霜制御は第１のマイクロコンピ
ユータ５のコントロール部１２で処理される。
クル処理、セパレートエアコンの室内側制御用マ
イコンとの通信処理、四方弁、フアンモータ処
理、電流制御、除霜制御は第１のマイクロコンピ
ユータ５のコントロール部１２で処理される。
次にデジタル処理のあらましについて第１５図
及び第１６図を用いて説明する。
及び第１６図を用いて説明する。
第１５図は低周波域のブーストを本発明により
実現するＶ／パターン図である。
実現するＶ／パターン図である。
前述のようにＶ／勾配はデータ単位タイマ
T2により決定され、周波数はキヤリア周期Tφ
により決定されるので、第１２図に示した所望の
ブーストされた各周波数の電圧値と、T2ｘとの
交点をプロツトし、それぞれのTφ−T2の組合せ
をデータとして出力すれば良いことになる。
T2により決定され、周波数はキヤリア周期Tφ
により決定されるので、第１２図に示した所望の
ブーストされた各周波数の電圧値と、T2ｘとの
交点をプロツトし、それぞれのTφ−T2の組合せ
をデータとして出力すれば良いことになる。
第１６図は“HALT”域が短い領域のデジタ
ル処理について説明したものである。
ル処理について説明したものである。
データ数Ｋをここでは６とし、データをＤ１〜
Ｄ６と呼ぶことにする。データ単位タイマをT2
とし、キヤリア周期をTφとする。
Ｄ６と呼ぶことにする。データ単位タイマをT2
とし、キヤリア周期をTφとする。
まず“HALT”時間がキヤリア周期Tφより大
きいときは第８図に示すように“HALT”を出
力した後、キヤリア周期Tφの信号待ちとなり、
次のデータＤ１は次のキヤリア周期Tφに同期し
て出力される。
きいときは第８図に示すように“HALT”を出
力した後、キヤリア周期Tφの信号待ちとなり、
次のデータＤ１は次のキヤリア周期Tφに同期し
て出力される。
次に“HALT”時間がデータ単位タイマT2よ
り短いうちに次のキヤリア周期Tφが来た場合は、
データ単位タイマT2の時間だけ“HALT”を出
力した後データＤ１〜Ｄ６を出力する。このとき
データＤ１〜Ｄ６の出力時間はデータ単位タイマ
T2のままとする。
り短いうちに次のキヤリア周期Tφが来た場合は、
データ単位タイマT2の時間だけ“HALT”を出
力した後データＤ１〜Ｄ６を出力する。このとき
データＤ１〜Ｄ６の出力時間はデータ単位タイマ
T2のままとする。
次にデータＤ６の出力中にキヤリア周期Tφが
来た場合は、次の“HALT”を出力せず、デー
タＤ６をデータ単位タイマT2の期間だけ続けて
出力する。この間にPWMパターンデータのアド
レスを次は＋２とする。つまりデータＤ１を飛ば
してアクセスするわけである。ここでPWMパタ
ーンデータは、各“HALT”の前後のデータつ
まり、データＤ６と次のデータＤ１はあらかじめ
同じ論理値となるように決めておく。これで２度
目に出力されたデータＤ６は次のデータＤ１と同
じため、あたかも“HALT”領域が消滅し、デ
ータが連続して出力されたのと同じ結果となるの
である。
来た場合は、次の“HALT”を出力せず、デー
タＤ６をデータ単位タイマT2の期間だけ続けて
出力する。この間にPWMパターンデータのアド
レスを次は＋２とする。つまりデータＤ１を飛ば
してアクセスするわけである。ここでPWMパタ
ーンデータは、各“HALT”の前後のデータつ
まり、データＤ６と次のデータＤ１はあらかじめ
同じ論理値となるように決めておく。これで２度
目に出力されたデータＤ６は次のデータＤ１と同
じため、あたかも“HALT”領域が消滅し、デ
ータが連続して出力されたのと同じ結果となるの
である。
周波数が更に大きくなると“HALT”期間は
必ずデータ単位タイマT2であるが、“HALT”そ
のものの存在率が下がり、合計として“HALT”
期間の比率が下がつて電圧が上昇する。
必ずデータ単位タイマT2であるが、“HALT”そ
のものの存在率が下がり、合計として“HALT”
期間の比率が下がつて電圧が上昇する。
更に電圧が上限に達したときは、“HALT”期
間が完全に消滅し、Tφ＝６T2の関係となる。こ
の状態は既に第１０図を用いて説明した。
間が完全に消滅し、Tφ＝６T2の関係となる。こ
の状態は既に第１０図を用いて説明した。
更に周波数を上げるには、Tφ＝６T2の関係を
保つたまま、キヤリア周期Tφを短くすればよい。
保つたまま、キヤリア周期Tφを短くすればよい。
次に実施例を実現するフローチヤートを第１７
図、第１８図に示す。
図、第１８図に示す。
第１７図は第１のマイクロコンピユータ５が処
理するTφタイマ部を示す。第１８図は第２のマ
イクロコンピユータ６が処理するT2タイマ及び
PWM波形出力処理を示す。また第１４図に示し
たROM１５のデータ内容を第１９図に示す。
理するTφタイマ部を示す。第１８図は第２のマ
イクロコンピユータ６が処理するT2タイマ及び
PWM波形出力処理を示す。また第１４図に示し
たROM１５のデータ内容を第１９図に示す。
第１９図に示すROM内のPWMデータエリア
には、正弦波近似PWM波形が１周期分連続して
収納されており、UH，VH，WH，UL，VL，WL、
データ、及び“HALT”期間を示すHALTデー
タ、データ１周期分の終了を示すDATAENDデ
ータがそれぞれ割当てられている。
には、正弦波近似PWM波形が１周期分連続して
収納されており、UH，VH，WH，UL，VL，WL、
データ、及び“HALT”期間を示すHALTデー
タ、データ１周期分の終了を示すDATAENDデ
ータがそれぞれ割当てられている。
また実際の波形出力のタイミングを第１６図に
示す。第１６図は、Ｕ，Ｖ，Ｗの内の１出力を図
示したものである。
示す。第１６図は、Ｕ，Ｖ，Ｗの内の１出力を図
示したものである。
まず、第１７図に示すように第１のマイクロコ
ンピユータ５は目標周波数−setが入力され、
その周波数に応じたTφデータ、T2データを
ROM１７のテーブルより読み取り、T2データを
第２のマイクロコンピユータ６に出力すると共
に、Tφタイマーをセツトし、タイムupの判定を
経て、同じくTφ信号を第２のマイクロコンピユ
ータ６に出力する。
ンピユータ５は目標周波数−setが入力され、
その周波数に応じたTφデータ、T2データを
ROM１７のテーブルより読み取り、T2データを
第２のマイクロコンピユータ６に出力すると共
に、Tφタイマーをセツトし、タイムupの判定を
経て、同じくTφ信号を第２のマイクロコンピユ
ータ６に出力する。
次に第１８図に示すように第２のマイクロコン
ピユータ６では、まずPWMデータをイニシヤラ
イズし、第１のマイクロコンピユータ５より出力
されたT2データを読み取り、T2タイマをセツト
し、タイムupを待つて次のプログラムに進む。
そこでROMよりPWMデータを読み取りデータ
ENDの判定を行う。最初はデータENDではない
ので、次にHALT判定を行なう。ここでは最初
のデータであるから“Ｎ”となりデータを出力す
る。次に２番目のデータを読み込む。この繰返し
でデータが順次出力される。データがＤ６まで出
力された後は“HALT”がＹとなり、この時点
で第１のマイクロコンピユータ５から送られる割
り込み信号、キヤリア周期Tφの判定を行なう。
キヤリア周期Tφがこの時点で入力されていなけ
れば、“HALT”を出力し、キヤリア周期Tφの
割り込みが来るまで待機し、キヤリア周期Tφが
割り込み入力として受けつけられると元にもど
り、次のデータＤ１出力を行なう。
ピユータ６では、まずPWMデータをイニシヤラ
イズし、第１のマイクロコンピユータ５より出力
されたT2データを読み取り、T2タイマをセツト
し、タイムupを待つて次のプログラムに進む。
そこでROMよりPWMデータを読み取りデータ
ENDの判定を行う。最初はデータENDではない
ので、次にHALT判定を行なう。ここでは最初
のデータであるから“Ｎ”となりデータを出力す
る。次に２番目のデータを読み込む。この繰返し
でデータが順次出力される。データがＤ６まで出
力された後は“HALT”がＹとなり、この時点
で第１のマイクロコンピユータ５から送られる割
り込み信号、キヤリア周期Tφの判定を行なう。
キヤリア周期Tφがこの時点で入力されていなけ
れば、“HALT”を出力し、キヤリア周期Tφの
割り込みが来るまで待機し、キヤリア周期Tφが
割り込み入力として受けつけられると元にもど
り、次のデータＤ１出力を行なう。
“HALT”がＹとなり、この時点でキヤリア
周期Tφの割り込み入力が“Ｙ”であると、直ち
にPWMデータのアドレスを＋１し、次のデータ
Ｄ１出力するために元にもどる。
周期Tφの割り込み入力が“Ｙ”であると、直ち
にPWMデータのアドレスを＋１し、次のデータ
Ｄ１出力するために元にもどる。
さて、１周期のデータの最後のデータでは、デ
ータENDの判定は“Ｙ”となり、最後のデータ
が出力され、次の周期に入る前にPWMデータを
イニシヤライズし、先頭にもどる。
ータENDの判定は“Ｙ”となり、最後のデータ
が出力され、次の周期に入る前にPWMデータを
イニシヤライズし、先頭にもどる。
こうして１周期分のデータが次々と出力され、
キヤリア周期Tφ及びデータ単位タイマT2の値に
より、周波数及び電圧Ｖが決定され、所望の
PWMパターンが得られる。
キヤリア周期Tφ及びデータ単位タイマT2の値に
より、周波数及び電圧Ｖが決定され、所望の
PWMパターンが得られる。
PWMデータ、キヤリア周期Tφ、データ単位
タイマT2に変化がなければ、以前と同じデータ
を繰り返し出力する。キヤリア周期Tφ、データ
単位タイマT2を変化させると、PWMパターンは
以前と同じままで、周波数及び電圧が、それぞれ
変化する。データアドレスの先頭番地を変える
と、キヤリアＮ、データ数Ｋが異なつたPWMパ
ターンを選択することになる。このデータアドレ
スの先頭番地、キヤリア周期Tφ、データ単位タ
イマT2はエアコンとしての、能力、電流、温度
設定等について比較、演算し、予め第１のマイク
ロコンピユータ５にて決定しておく。
タイマT2に変化がなければ、以前と同じデータ
を繰り返し出力する。キヤリア周期Tφ、データ
単位タイマT2を変化させると、PWMパターンは
以前と同じままで、周波数及び電圧が、それぞれ
変化する。データアドレスの先頭番地を変える
と、キヤリアＮ、データ数Ｋが異なつたPWMパ
ターンを選択することになる。このデータアドレ
スの先頭番地、キヤリア周期Tφ、データ単位タ
イマT2はエアコンとしての、能力、電流、温度
設定等について比較、演算し、予め第１のマイク
ロコンピユータ５にて決定しておく。
このようにして、正弦波近似不等幅PWM方式
のアルゴリズムを発生し、圧縮機のなめらかな回
転数制御を行ない得るのである。
のアルゴリズムを発生し、圧縮機のなめらかな回
転数制御を行ない得るのである。
発明の効果
上記実施例から明らかなように、本発明のイン
バータ駆動制御装置によれば、正弦波近似不等幅
PWM方式において、ROMエリアが少なくてす
み、Ｖ／パターンがキヤリア周期Tφ、データ
単位タイマT2のみの操作で得られ、しかもなめ
らかな変化特性を持たし得るという、“HALT”
方式においてデジタル値による制御を実現し、し
かも従来のアナログ方式に比較して、キヤリア周
期Tφ、データ単位タイマT2の完全同期切換を実
現したという点で画期的な効果を有するものであ
る。
バータ駆動制御装置によれば、正弦波近似不等幅
PWM方式において、ROMエリアが少なくてす
み、Ｖ／パターンがキヤリア周期Tφ、データ
単位タイマT2のみの操作で得られ、しかもなめ
らかな変化特性を持たし得るという、“HALT”
方式においてデジタル値による制御を実現し、し
かも従来のアナログ方式に比較して、キヤリア周
期Tφ、データ単位タイマT2の完全同期切換を実
現したという点で画期的な効果を有するものであ
る。
即ち、キヤリア周期Tφ、データ単位タイマT2
が同期して切換え得るということで、従来のアナ
ログ方式では極めて困難であつた周波数変更途中
における、キヤリア及びPWMデータパターンの
切換えが容易に行える。従つてインバータの使用
回転数域が、極めて広範囲、高速になり、全域に
おいて同等の正弦波近似波形が要求されても、要
求通り、対応することが可能となる。
が同期して切換え得るということで、従来のアナ
ログ方式では極めて困難であつた周波数変更途中
における、キヤリア及びPWMデータパターンの
切換えが容易に行える。従つてインバータの使用
回転数域が、極めて広範囲、高速になり、全域に
おいて同等の正弦波近似波形が要求されても、要
求通り、対応することが可能となる。
また、負荷による電圧ブーストについてもデー
タ単位タイマT2を変化するのみで、PWMデータ
パターンは同一でよい。
タ単位タイマT2を変化するのみで、PWMデータ
パターンは同一でよい。
特にマイクロコンピユータを用いてシステム制
御に含めて制御することにより、現在の回転状況
は、特別な帰還を必要とすることなく、判断でき
システムとしてより合理的な制御ができ、信頼性
が向上するとともに、省スペース、コストダウン
がはかれる。
御に含めて制御することにより、現在の回転状況
は、特別な帰還を必要とすることなく、判断でき
システムとしてより合理的な制御ができ、信頼性
が向上するとともに、省スペース、コストダウン
がはかれる。
また、同一の基準周波数を用いてキヤリア周期
Tφ、データ単位タイマT2を合成しているので、
アナログタイマに見られるような相互の誤差は全
くなく、周波数、電圧とも精度の高い制御が可能
となる。
Tφ、データ単位タイマT2を合成しているので、
アナログタイマに見られるような相互の誤差は全
くなく、周波数、電圧とも精度の高い制御が可能
となる。
更に第２のマイクロコンピユータのROMエリ
アが少なくてすむことから１つのマイクロコンピ
ユータで用途に応じたキヤリア数Ｎ、データ数Ｋ
の種々のパターンを持つことができ、システム制
御用の第１のマイクロコンピユータのみを変える
ことにより、正弦波近似PWM駆動制御装置を多
種類にわたつて構成できる。
アが少なくてすむことから１つのマイクロコンピ
ユータで用途に応じたキヤリア数Ｎ、データ数Ｋ
の種々のパターンを持つことができ、システム制
御用の第１のマイクロコンピユータのみを変える
ことにより、正弦波近似PWM駆動制御装置を多
種類にわたつて構成できる。
第１図はインバータシステムのブロツク図、第
２図はエアコン用インバータシステムのブロツク
図、第３図は同システムにおけるトランジスタ及
び圧縮機に印加される電圧波形図、第４図は同シ
ステムにおける“キヤリア”の説明図、第５図
ａ，ｂはそれぞれ同圧縮機に印加される異なる電
圧の説明図、第６図ａ，ｂはそれぞれ同システム
における“HALT”及びキヤリア周期Tφを説明
するデータ領域のタイミング図、第７図は同シス
テムにおけるデータ単位タイマT2が一定の場合
のＶ／パターン図、第８図ａ，ｂはそれぞれデ
ータ単位タイマT2を説明する異なるデータ領域
のタイミング図、第９図はデータ単位タイマT2
を変化させたときのＶ／パターン図、第１０図
ａ，ｂはそれぞれ異なる定電圧領域のデータ領域
タイミング図、第１１図は定電圧領域を含むＶ／
パターン図、第１２図は低周波数の電圧ブース
トを含むＶ／パターン図、第１３図は本発明の
一実施例を示すインバータ駆動制御装置の回路
図、第１４図は同インバータ駆動制御装置のブロ
ツク図、第１５図は同インバータ駆動制御装置に
おける電圧ブーストを実現したＶ／パターン
図、第１６図は同インバータ駆動制御装置におけ
るデジタル処理を採用したデータ領域のタイミン
グ図、第１７図は同インバータ駆動制御装置にお
けるキヤリア周期Tφ処理フローチヤート、第１
８図は同インバータ駆動制御装置におけるデータ
単位タイマT2処理フローチヤート、第１９図は
同インバータ駆動制御装置におけるROM内の
PWMデータエリア説明図である。 １……整流平滑部、２……インバータ、３……
圧縮機、４……インバータ駆動制御回路、５……
第１のマイクロコンピユータ、６……第２のマイ
クロコンピユータ、７……基準周波数発振回路、
８，９……システムクロツク、１０……Tφタイ
マ分周器（信号発生手段）、１１……T2タイマ分
周器（信号発生手段）、１２……第１のマイクロ
コンピユータのコントロール部、１３……第２の
マイクロコンピユータのコントロール部、１４…
…アドレスカウンタ、１５……第２のマイクロコ
ンピユータのROM、１６……第２のマイクロコ
ンピユータのデータラツチ、１７……第１のマイ
クロコンピユータのROM。
２図はエアコン用インバータシステムのブロツク
図、第３図は同システムにおけるトランジスタ及
び圧縮機に印加される電圧波形図、第４図は同シ
ステムにおける“キヤリア”の説明図、第５図
ａ，ｂはそれぞれ同圧縮機に印加される異なる電
圧の説明図、第６図ａ，ｂはそれぞれ同システム
における“HALT”及びキヤリア周期Tφを説明
するデータ領域のタイミング図、第７図は同シス
テムにおけるデータ単位タイマT2が一定の場合
のＶ／パターン図、第８図ａ，ｂはそれぞれデ
ータ単位タイマT2を説明する異なるデータ領域
のタイミング図、第９図はデータ単位タイマT2
を変化させたときのＶ／パターン図、第１０図
ａ，ｂはそれぞれ異なる定電圧領域のデータ領域
タイミング図、第１１図は定電圧領域を含むＶ／
パターン図、第１２図は低周波数の電圧ブース
トを含むＶ／パターン図、第１３図は本発明の
一実施例を示すインバータ駆動制御装置の回路
図、第１４図は同インバータ駆動制御装置のブロ
ツク図、第１５図は同インバータ駆動制御装置に
おける電圧ブーストを実現したＶ／パターン
図、第１６図は同インバータ駆動制御装置におけ
るデジタル処理を採用したデータ領域のタイミン
グ図、第１７図は同インバータ駆動制御装置にお
けるキヤリア周期Tφ処理フローチヤート、第１
８図は同インバータ駆動制御装置におけるデータ
単位タイマT2処理フローチヤート、第１９図は
同インバータ駆動制御装置におけるROM内の
PWMデータエリア説明図である。 １……整流平滑部、２……インバータ、３……
圧縮機、４……インバータ駆動制御回路、５……
第１のマイクロコンピユータ、６……第２のマイ
クロコンピユータ、７……基準周波数発振回路、
８，９……システムクロツク、１０……Tφタイ
マ分周器（信号発生手段）、１１……T2タイマ分
周器（信号発生手段）、１２……第１のマイクロ
コンピユータのコントロール部、１３……第２の
マイクロコンピユータのコントロール部、１４…
…アドレスカウンタ、１５……第２のマイクロコ
ンピユータのROM、１６……第２のマイクロコ
ンピユータのデータラツチ、１７……第１のマイ
クロコンピユータのROM。
Claims (1)
- １ キヤリアＮと、このキヤリアＮに対応して、
電動機の回転数を決定するキヤリア周期Tφとな
す第１のタイマの信号を発生させる信号発生手段
を有する第１のマイクロコンピユータと、１キヤ
リア周期において電圧成分を与える複数ステツプ
からなる電圧データを構成する第２のタイマの信
号を発生させる信号発生手段およびデータを発生
順に格納して電圧データのデータの存在しない時
間領域では前記電動機に電圧が印加されない出力
を有したHALT領域を有するROMを有した第２
のマイクロコンピユータを具備し、前記第１、第
２のマイクロコンピユータに同一の入力をするシ
ステムクロツクを設け、前記第１のマイクロコン
ピユータには電動機回転周波数指令を入力すると
共に前記第１のタイマの信号と第２のマイクロコ
ンピユータで作る第２のタイマの信号のための
T2データを前記第２のマイクロコンピユータに
出力するコントロール部を設け、前記第２のマイ
クロコンピユータにおいてデータアクセススター
トは前記第１、第２のタイマ、次のデータアクセ
スは前記第２のタイマで行ない、前記第１、第２
のタイマをそれぞれ独立したデジタル値として設
定し、前記第２のマイクロコンピユータより前記
電動機に出力するインバータ駆動制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59008004A JPS60152297A (ja) | 1984-01-19 | 1984-01-19 | インバ−タ駆動制御装置 |
| US06/692,183 US4587605A (en) | 1984-01-19 | 1985-01-17 | Inverter-drive controlling apparatus |
| GB08501277A GB2154083B (en) | 1984-01-19 | 1985-01-18 | Inverter-drive controlling apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59008004A JPS60152297A (ja) | 1984-01-19 | 1984-01-19 | インバ−タ駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60152297A JPS60152297A (ja) | 1985-08-10 |
| JPH0552156B2 true JPH0552156B2 (ja) | 1993-08-04 |
Family
ID=11681216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59008004A Granted JPS60152297A (ja) | 1984-01-19 | 1984-01-19 | インバ−タ駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60152297A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6294672A (ja) * | 1985-10-18 | 1987-05-01 | 白木金属工業株式会社 | 電子キ−装置 |
| JPH07110155B2 (ja) * | 1989-05-12 | 1995-11-22 | 株式会社富士通ゼネラル | インバータ制御装置 |
| BR112012027710B1 (pt) * | 2010-05-06 | 2020-03-10 | Daikin Industries, Ltd. | Aparelho de refrigeração |
-
1984
- 1984-01-19 JP JP59008004A patent/JPS60152297A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60152297A (ja) | 1985-08-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |