JPH0552880A - 電流検出回路 - Google Patents
電流検出回路Info
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- JPH0552880A JPH0552880A JP23570691A JP23570691A JPH0552880A JP H0552880 A JPH0552880 A JP H0552880A JP 23570691 A JP23570691 A JP 23570691A JP 23570691 A JP23570691 A JP 23570691A JP H0552880 A JPH0552880 A JP H0552880A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】モニター回路において出力電流を利用せず、検
出損失がなく検出精度の高いパワーＭＯＳＦＥＴ電流検
出回路の提供。 【構成】ドレイン電極が共に第１電源Ｖddに接続され、
ゲート電極が共に入力信号端子Ｖg に接続された第１お
よび第２トランジスタＭ1 、Ｍ2 と；第１トランジスタ
Ｍ1 のソース電極と第２電源（アース）との間に接続さ
れた定電流源Ｉrfと；一方の入力が第１トランジスタＭ
1 のソース電極に接続され、他方の入力が第２トランジ
スタＭ2 のソース電極および出力端子に接続された電圧
比較器ＣＯＭＰと；を備え、第２トランジスタＭ2 のソ
ース電極の電位と第１トランジスタＭ1 のソース電極の
電位とを比較することによって出力端子を流れる出力電
流Ｉo の所定値超過を検出することを特徴とする電流検
出回路３０。
出損失がなく検出精度の高いパワーＭＯＳＦＥＴ電流検
出回路の提供。 【構成】ドレイン電極が共に第１電源Ｖddに接続され、
ゲート電極が共に入力信号端子Ｖg に接続された第１お
よび第２トランジスタＭ1 、Ｍ2 と；第１トランジスタ
Ｍ1 のソース電極と第２電源（アース）との間に接続さ
れた定電流源Ｉrfと；一方の入力が第１トランジスタＭ
1 のソース電極に接続され、他方の入力が第２トランジ
スタＭ2 のソース電極および出力端子に接続された電圧
比較器ＣＯＭＰと；を備え、第２トランジスタＭ2 のソ
ース電極の電位と第１トランジスタＭ1 のソース電極の
電位とを比較することによって出力端子を流れる出力電
流Ｉo の所定値超過を検出することを特徴とする電流検
出回路３０。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電流検出回路に関する
ものである。より詳細には、パワーＭＯＳＦＥＴを用い
た回路であって、出力電流が最大許容値を越えたことを
検出しＭＯＳＦＥＴを遮断する高精度の電流検出回路に
関するものである。
ものである。より詳細には、パワーＭＯＳＦＥＴを用い
た回路であって、出力電流が最大許容値を越えたことを
検出しＭＯＳＦＥＴを遮断する高精度の電流検出回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、パワーＭＯＳＦＥＴを用いた電源
用ＩＣやモータドライバー用の電流検出回路として、図
１に示すような回路があった。同図に示されるように、
電流検出回路１０は、モノリシックデバイス内に作った
２個の並列ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 、
Ｍ2 から成る。第１のトランジスタである検出用ＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電極は出力電流（負
荷電流）Ｉo を受ける出力端子Ｐo に接続され、ゲート
電極は入力信号端子Ｖg に接続され、ソース電極はモニ
ター抵抗Ｒm を介してアースに接続されている。第２の
トランジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ
2 は、トランジスタＭ1 と同様に、ドレイン電極が出力
端子Ｐo に接続され、ゲート電極が入力信号端子Ｖg に
接続されている。トランジスタＭ2 のソース電極はアー
スに直接に接続されている。このように出力電流Ｉo を
パワー部と検出部とに分割することによって、モニター
抵抗Ｒm を検出用として挿入使用できるようになってい
る。電流検出回路１０はまた、電圧比較器ＣＯＭＰを有
する。電圧比較器ＣＯＭＰの非反転入力端子は、第１の
トランジスタＭ1 のソース電極とモニター抵抗Ｒm との
間のノードから電圧Ｖm を入力する。電圧比較器ＣＯＭ
Ｐの反転入力端子は、負極がアースされた基準電圧源の
正極から基準電圧Ｖrfを入力する。
用ＩＣやモータドライバー用の電流検出回路として、図
１に示すような回路があった。同図に示されるように、
電流検出回路１０は、モノリシックデバイス内に作った
２個の並列ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 、
Ｍ2 から成る。第１のトランジスタである検出用ＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電極は出力電流（負
荷電流）Ｉo を受ける出力端子Ｐo に接続され、ゲート
電極は入力信号端子Ｖg に接続され、ソース電極はモニ
ター抵抗Ｒm を介してアースに接続されている。第２の
トランジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ
2 は、トランジスタＭ1 と同様に、ドレイン電極が出力
端子Ｐo に接続され、ゲート電極が入力信号端子Ｖg に
接続されている。トランジスタＭ2 のソース電極はアー
スに直接に接続されている。このように出力電流Ｉo を
パワー部と検出部とに分割することによって、モニター
抵抗Ｒm を検出用として挿入使用できるようになってい
る。電流検出回路１０はまた、電圧比較器ＣＯＭＰを有
する。電圧比較器ＣＯＭＰの非反転入力端子は、第１の
トランジスタＭ1 のソース電極とモニター抵抗Ｒm との
間のノードから電圧Ｖm を入力する。電圧比較器ＣＯＭ
Ｐの反転入力端子は、負極がアースされた基準電圧源の
正極から基準電圧Ｖrfを入力する。
【０００３】以下に、電流検出回路１０の動作について
説明する。一般に、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流Ｉd
は、ＶdsがＶgsに比べて極めて小さい動作領域において
は、近似的に次式で表される。
説明する。一般に、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流Ｉd
は、ＶdsがＶgsに比べて極めて小さい動作領域において
は、近似的に次式で表される。
【０００４】Ｉd ＝Ｋ・Ｗ／Ｌ・（Ｖgs−Ｖth）Ｖds ここに、Ｋは比例定数、Ｗ／Ｌはチャネルの幅対長さ、
Ｖgsはゲートソース間電圧、Ｖthは閾値電圧、Ｖdsはド
レインソース間電圧である。
Ｖgsはゲートソース間電圧、Ｖthは閾値電圧、Ｖdsはド
レインソース間電圧である。
【０００５】モニター抵抗Ｒm の値が十分小さいと仮定
すると、トランジスタＭ1 がオンのときに流れる電流Ｉ
1 によるＲm の電圧降下分Ｖm （＝Ｉ1 ・Ｒm ）の値
が、トランジスタＭ1 のドレインソース間オン電圧Ｖds
に比べて無視できる。この条件が満たされていると、上
式において、両ＦＥＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 のＶdsど
うしおよびＶgsどうしをそれぞれ等しいとみなせる。両
トランジスタＭ1 、Ｍ2の閾値電圧Ｖthはほぼ等しいと
みなせるので、ＦＥＴトランジスタＭ2 のドレイン電流
Ｉ2 とＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電流Ｉ1 との
比Ｉ2 ／Ｉ1 が、Ｉ2 ／Ｉ1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1
／Ｌ1 ）＝ｎとなり、一定になる。したがってミラー比
ｎが分かっていれば、Ｉ1 の値を検出することにより、
Ｉ2 （＝ｎ・Ｉ1 ）の値、ゆえにＩo （＝（ｎ＋１）・
Ｉ1 ）を知ることができる。ｎの値としてたとえば1000
で良い。
すると、トランジスタＭ1 がオンのときに流れる電流Ｉ
1 によるＲm の電圧降下分Ｖm （＝Ｉ1 ・Ｒm ）の値
が、トランジスタＭ1 のドレインソース間オン電圧Ｖds
に比べて無視できる。この条件が満たされていると、上
式において、両ＦＥＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 のＶdsど
うしおよびＶgsどうしをそれぞれ等しいとみなせる。両
トランジスタＭ1 、Ｍ2の閾値電圧Ｖthはほぼ等しいと
みなせるので、ＦＥＴトランジスタＭ2 のドレイン電流
Ｉ2 とＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電流Ｉ1 との
比Ｉ2 ／Ｉ1 が、Ｉ2 ／Ｉ1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1
／Ｌ1 ）＝ｎとなり、一定になる。したがってミラー比
ｎが分かっていれば、Ｉ1 の値を検出することにより、
Ｉ2 （＝ｎ・Ｉ1 ）の値、ゆえにＩo （＝（ｎ＋１）・
Ｉ1 ）を知ることができる。ｎの値としてたとえば1000
で良い。
【０００６】Ｉo とＩ1 が比例関係にあるとみなせるこ
とから、Ｉ1 によるモニター抵抗Ｒm の電圧降下分Ｖm
を基準電圧Ｖrfと比較し（図２参照）、Ｖm が基準電圧
Ｖrfを越えたことを検出することによって、Ｉo が所定
値を越えたことを検出することができる。図１の電流検
出回路１０では、Ｖm が基準電圧Ｖrfを越えると、比較
器ＣＯＭＰが電流制限信号Ｃo を出力する（図２参
照）。電流制限信号Ｃo が出力されることにより、出力
電流Ｉo が所定の値を越えたことを検出することができ
る。電流制限信号Ｃo をたとえばゲート電圧Ｖg を制御
する電流制限回路（図示せず）内に入力することによっ
て、ゲート電圧Ｖg をゼロにし、ＭＯＳＦＥＴトランジ
スタＭ1 、Ｍ2を遮断することができる。
とから、Ｉ1 によるモニター抵抗Ｒm の電圧降下分Ｖm
を基準電圧Ｖrfと比較し（図２参照）、Ｖm が基準電圧
Ｖrfを越えたことを検出することによって、Ｉo が所定
値を越えたことを検出することができる。図１の電流検
出回路１０では、Ｖm が基準電圧Ｖrfを越えると、比較
器ＣＯＭＰが電流制限信号Ｃo を出力する（図２参
照）。電流制限信号Ｃo が出力されることにより、出力
電流Ｉo が所定の値を越えたことを検出することができ
る。電流制限信号Ｃo をたとえばゲート電圧Ｖg を制御
する電流制限回路（図示せず）内に入力することによっ
て、ゲート電圧Ｖg をゼロにし、ＭＯＳＦＥＴトランジ
スタＭ1 、Ｍ2を遮断することができる。
【０００７】上記のように、モノリシックデバイス内で
オン抵抗が整合されたＭＯＳＦＥＴ間を流れる分割電流
は比較的良好な固有精度をもっているので、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ電流検出回路１０は、ある程度効率良くパワー
調整回路等の負荷電流の測定を可能にする。モニター抵
抗Ｒm が検出部トランジスタＭ1のオン抵抗の１０パー
セント以下であれば、Ｒm を無視することができ、検出
する電流Ｉ1 は、ほぼ出力電流／電流ミラー比、つまり
Ｉ2 ／ｎになる。
オン抵抗が整合されたＭＯＳＦＥＴ間を流れる分割電流
は比較的良好な固有精度をもっているので、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ電流検出回路１０は、ある程度効率良くパワー
調整回路等の負荷電流の測定を可能にする。モニター抵
抗Ｒm が検出部トランジスタＭ1のオン抵抗の１０パー
セント以下であれば、Ｒm を無視することができ、検出
する電流Ｉ1 は、ほぼ出力電流／電流ミラー比、つまり
Ｉ2 ／ｎになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際に
は、検出損失を低く抑えるために検出部トランジスタＭ
1 のチャネル幅Ｗ1 をトランジスタＭ2 のＷ2 に比べて
小さく（Ｗ1 ＜＜Ｗ2 ）設計しなければならず、その場
合にトランジスタＭ1 のオン抵抗に比べてＲm を無視で
きる程度に小さくすると、検出用抵抗Ｒm で発生した検
出用電圧では通常、比較器等を含む電流制限回路をドラ
イブするには不十分となる。従って、Ｒmにはある程度
大きな値を使用せざるを得なくなり、Ｒm を無視できな
くなる。すると、検出（ミラー）側の合計抵抗がかなり
膨れ上がり、電流ミラー比が変わってしまうという問題
点がある。すなわち、Ｒm を無視できないと、トランジ
スタＭ1 とＭ2 とのドレインソース間電圧Ｖdsが互いに
等しくなくなってしまい、これにより電流ミラー比が狂
ってしまい検出精度が悪くなる。
は、検出損失を低く抑えるために検出部トランジスタＭ
1 のチャネル幅Ｗ1 をトランジスタＭ2 のＷ2 に比べて
小さく（Ｗ1 ＜＜Ｗ2 ）設計しなければならず、その場
合にトランジスタＭ1 のオン抵抗に比べてＲm を無視で
きる程度に小さくすると、検出用抵抗Ｒm で発生した検
出用電圧では通常、比較器等を含む電流制限回路をドラ
イブするには不十分となる。従って、Ｒmにはある程度
大きな値を使用せざるを得なくなり、Ｒm を無視できな
くなる。すると、検出（ミラー）側の合計抵抗がかなり
膨れ上がり、電流ミラー比が変わってしまうという問題
点がある。すなわち、Ｒm を無視できないと、トランジ
スタＭ1 とＭ2 とのドレインソース間電圧Ｖdsが互いに
等しくなくなってしまい、これにより電流ミラー比が狂
ってしまい検出精度が悪くなる。
【０００９】本発明は、上記のような問題点に鑑み、検
出精度の高い電流検出回路を提供することを目的として
いる。
出精度の高い電流検出回路を提供することを目的として
いる。
【００１０】本発明の他の目的は、モニター回路におい
て出力電流を利用せずに、検出損失のない電流検出回路
を提供することである。
て出力電流を利用せずに、検出損失のない電流検出回路
を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明における複数個のＦＥＴトランジスタを用い
た電流検出回路３０は： ドレイン電極が共に第１電源
Ｖddに接続され、ゲート電極が共に入力信号端子Ｖg に
接続された第１および第２トランジスタＭ1 、Ｍ2 と；
第１トランジスタＭ1 のソース電極と第２電源（アー
ス）との間に接続された定電流源Ｉrfと； 一方の入力
が第１トランジスタＭ1 のソース電極に接続され、他方
の入力が第２トランジスタＭ2 のソース電極および出力
端子に接続された電圧比較器ＣＯＭＰと； を備え、
第２トランジスタＭ2 のソース電極の電位と第１トラン
ジスタＭ1 のソース電極の電位とを比較することによっ
て出力端子を流れる出力電流Ｉo の所定値超過を検出す
ることを特徴とするものである。
に、本発明における複数個のＦＥＴトランジスタを用い
た電流検出回路３０は： ドレイン電極が共に第１電源
Ｖddに接続され、ゲート電極が共に入力信号端子Ｖg に
接続された第１および第２トランジスタＭ1 、Ｍ2 と；
第１トランジスタＭ1 のソース電極と第２電源（アー
ス）との間に接続された定電流源Ｉrfと； 一方の入力
が第１トランジスタＭ1 のソース電極に接続され、他方
の入力が第２トランジスタＭ2 のソース電極および出力
端子に接続された電圧比較器ＣＯＭＰと； を備え、
第２トランジスタＭ2 のソース電極の電位と第１トラン
ジスタＭ1 のソース電極の電位とを比較することによっ
て出力端子を流れる出力電流Ｉo の所定値超過を検出す
ることを特徴とするものである。
【００１２】
【作用】上記のように構成した本発明の電流検出回路に
おいては、両トランジスタＭ1、Ｍ2 の両ソース電位Ｖ1
、Ｖ2 がちょうど等しい（Ｖ1 ＝Ｖ2 ）ときに、両ト
ランジスタのドレイン電流の比Ｉ2 ／Ｉ1 が、Ｉ2 ／Ｉ
1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1 ／Ｌ1 ）＝ｎ（ミラー比）
となるように動作する。定電流源ＩrfによりＩ1は所定
の値をとるため、出力電流Ｉo ＝Ｉ2 が最大許容電流値
Ｉmxを越えて流れると、Ｉ2 ＞Ｉ1 ・ｎとなる。すると
Ｖ2 が低下しＶ1 ＞Ｖ2 となり、それを検出した比較器
ＣＯＭＰが、電流制限信号Ｃo を出力する。
おいては、両トランジスタＭ1、Ｍ2 の両ソース電位Ｖ1
、Ｖ2 がちょうど等しい（Ｖ1 ＝Ｖ2 ）ときに、両ト
ランジスタのドレイン電流の比Ｉ2 ／Ｉ1 が、Ｉ2 ／Ｉ
1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1 ／Ｌ1 ）＝ｎ（ミラー比）
となるように動作する。定電流源ＩrfによりＩ1は所定
の値をとるため、出力電流Ｉo ＝Ｉ2 が最大許容電流値
Ｉmxを越えて流れると、Ｉ2 ＞Ｉ1 ・ｎとなる。すると
Ｖ2 が低下しＶ1 ＞Ｖ2 となり、それを検出した比較器
ＣＯＭＰが、電流制限信号Ｃo を出力する。
【００１３】
【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図３は、本発明の一実施例である電流検出
回路の構成を示す。同図に示されるように、電流検出回
路３０は、モノリシックデバイス内に作った２個の並列
ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 から成
る。トランジスタＭ1 、Ｍ2 は、図５に示すような回路
構成によりｐチャネルを使用しても良く、他の形式のＭ
ＯＳＦＥＴであっても良い。第１のトランジスタである
検出用ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電極は
電源電圧ラインＶddに接続され、ゲート電極は入力信号
端子Ｖg に接続され、ソース電極は定電流源Ｉrfを介し
て第２電源であるアースに接続されている。第２のトラ
ンジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ2
は、トランジスタＭ1 と同様に、ドレイン電極が電源電
圧ラインＶddに接続され、ゲート電極が入力信号端子Ｖ
g に接続されている。トランジスタＭ2 のソース電極は
出力電流（負荷電流）Ｉo を取り出す出力端子Ｐo に接
続されている。このように本発明においては、出力電流
Ｉo をパワー部と検出部とに分割していない。そのた
め、検出部が出力側に影響を及ぼさないようになってい
る。電流検出回路３０はまた、電圧比較器ＣＯＭＰを有
する。電圧比較器ＣＯＭＰの非反転入力端子は、第１の
トランジスタＭ1 のソース電極と定電流源Ｉrfとの間の
ノードから電圧Ｖ1 を入力する。電圧比較器ＣＯＭＰの
反転入力端子は、出力端子Ｐo から電圧Ｖ2 を入力す
る。電圧比較器ＣＯＭＰは、その反転入力値が非反転入
力値より小さくなると、電流制限出力信号Ｃo を出力す
る。
て説明する。図３は、本発明の一実施例である電流検出
回路の構成を示す。同図に示されるように、電流検出回
路３０は、モノリシックデバイス内に作った２個の並列
ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 から成
る。トランジスタＭ1 、Ｍ2 は、図５に示すような回路
構成によりｐチャネルを使用しても良く、他の形式のＭ
ＯＳＦＥＴであっても良い。第１のトランジスタである
検出用ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電極は
電源電圧ラインＶddに接続され、ゲート電極は入力信号
端子Ｖg に接続され、ソース電極は定電流源Ｉrfを介し
て第２電源であるアースに接続されている。第２のトラ
ンジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ2
は、トランジスタＭ1 と同様に、ドレイン電極が電源電
圧ラインＶddに接続され、ゲート電極が入力信号端子Ｖ
g に接続されている。トランジスタＭ2 のソース電極は
出力電流（負荷電流）Ｉo を取り出す出力端子Ｐo に接
続されている。このように本発明においては、出力電流
Ｉo をパワー部と検出部とに分割していない。そのた
め、検出部が出力側に影響を及ぼさないようになってい
る。電流検出回路３０はまた、電圧比較器ＣＯＭＰを有
する。電圧比較器ＣＯＭＰの非反転入力端子は、第１の
トランジスタＭ1 のソース電極と定電流源Ｉrfとの間の
ノードから電圧Ｖ1 を入力する。電圧比較器ＣＯＭＰの
反転入力端子は、出力端子Ｐo から電圧Ｖ2 を入力す
る。電圧比較器ＣＯＭＰは、その反転入力値が非反転入
力値より小さくなると、電流制限出力信号Ｃo を出力す
る。
【００１４】以下に、電流検出回路３０の動作について
説明する。動作の説明のために、両トランジスタＭ1 、
Ｍ2 の両ソース電位Ｖ1 、Ｖ2 を互いに等しい（Ｖ1 ＝
Ｖ2）ものと仮定する。このとき、電圧比較器ＣＯＭＰ
は電流制限信号Ｃo を出力しない。一般にＭＯＳＦＥＴ
のドレイン電流Ｉd は、ＶdsがＶgsに比べて極めて小さ
い動作領域においては、前掲と同様に次式で表される。
説明する。動作の説明のために、両トランジスタＭ1 、
Ｍ2 の両ソース電位Ｖ1 、Ｖ2 を互いに等しい（Ｖ1 ＝
Ｖ2）ものと仮定する。このとき、電圧比較器ＣＯＭＰ
は電流制限信号Ｃo を出力しない。一般にＭＯＳＦＥＴ
のドレイン電流Ｉd は、ＶdsがＶgsに比べて極めて小さ
い動作領域においては、前掲と同様に次式で表される。
【００１５】Ｉd ＝Ｋ・Ｗ／Ｌ・（Ｖgs−Ｖth）Ｖds 上記仮定（Ｖ1 ＝Ｖ2 ）により、両トランジスタＭ1 、
Ｍ2 のドレインソース間電圧Ｖdsどうしおよびゲートソ
ース間電圧Ｖgsどうしがそれぞれ等しい。両トランジス
タＭ1 、Ｍ2 の閾値電圧Ｖthはほぼ等しいとみなせるの
で、ＦＥＴトランジスタＭ2 のドレイン電流Ｉ2 とＦＥ
ＴトランジスタＭ1 のドレイン電流Ｉ1との比Ｉ2 ／Ｉ1
は、Ｉ2 ／Ｉ1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1 ／Ｌ1 ）＝
ｎとなる。このようにミラー比ｎにしたがって動作して
いるものとすると、Ｉ1 の値を知ることにより、Ｉ2
（＝ｎ・Ｉ1 ）の値、ゆえにＩo （＝Ｉ2 ＝ｎ・Ｉ1 ）
を知ることができる。ｎの値としてたとえば1000で良
い。
Ｍ2 のドレインソース間電圧Ｖdsどうしおよびゲートソ
ース間電圧Ｖgsどうしがそれぞれ等しい。両トランジス
タＭ1 、Ｍ2 の閾値電圧Ｖthはほぼ等しいとみなせるの
で、ＦＥＴトランジスタＭ2 のドレイン電流Ｉ2 とＦＥ
ＴトランジスタＭ1 のドレイン電流Ｉ1との比Ｉ2 ／Ｉ1
は、Ｉ2 ／Ｉ1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1 ／Ｌ1 ）＝
ｎとなる。このようにミラー比ｎにしたがって動作して
いるものとすると、Ｉ1 の値を知ることにより、Ｉ2
（＝ｎ・Ｉ1 ）の値、ゆえにＩo （＝Ｉ2 ＝ｎ・Ｉ1 ）
を知ることができる。ｎの値としてたとえば1000で良
い。
【００１６】このように両ソース電位Ｖ1 、Ｖ2 が等し
いときは、Ｉo とＩ1 の比例関係が成り立つている。と
ころが、実際には定電流源ＩrfによりＩ1 は所定の値を
とる。出力電流Ｉo 、すなわちＩ2 の最大許容電流値を
Ｉmxとし、定電流源Ｉrfの電流値をＩmx／ｎと設定して
おく。そうすることにより、Ｉ2 がＩmxを越えて流れた
とき、Ｉ1 はＩrf（＝Ｉmx／ｎ）のままであることか
ら、Ｉ2 ＞Ｉ1 ・ｎとなる。するとＩ2 ＝ｎ・Ｉ1 の比
例関係が崩れ、Ｖ2 が低下しＶ1 ＞Ｖ2 となる。それを
検出した比較器ＣＯＭＰが、電流制限信号Ｃo を出力す
る（図４参照）。したがって、電流制限信号Ｃo が出力
されたことによって、Ｉo がＩmxを越えたことを検出す
ることができる。電流制限信号Ｃo をたとえばゲート電
圧Ｖg を制御する電流制限回路（図示せず）に出力する
ことによって、ゲート電圧Ｖg をゼロにし、ＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 を遮断することができる。
いときは、Ｉo とＩ1 の比例関係が成り立つている。と
ころが、実際には定電流源ＩrfによりＩ1 は所定の値を
とる。出力電流Ｉo 、すなわちＩ2 の最大許容電流値を
Ｉmxとし、定電流源Ｉrfの電流値をＩmx／ｎと設定して
おく。そうすることにより、Ｉ2 がＩmxを越えて流れた
とき、Ｉ1 はＩrf（＝Ｉmx／ｎ）のままであることか
ら、Ｉ2 ＞Ｉ1 ・ｎとなる。するとＩ2 ＝ｎ・Ｉ1 の比
例関係が崩れ、Ｖ2 が低下しＶ1 ＞Ｖ2 となる。それを
検出した比較器ＣＯＭＰが、電流制限信号Ｃo を出力す
る（図４参照）。したがって、電流制限信号Ｃo が出力
されたことによって、Ｉo がＩmxを越えたことを検出す
ることができる。電流制限信号Ｃo をたとえばゲート電
圧Ｖg を制御する電流制限回路（図示せず）に出力する
ことによって、ゲート電圧Ｖg をゼロにし、ＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 を遮断することができる。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、従来技術で経験したようなモニター抵抗Ｒm によ
る検出誤差を回避することができ、高い精度でかつ効率
良く負荷電流の検出／制限を可能にするという効果が得
られる。また、モニター回路での検出用電流Ｉ1 は定電
流源Ｉrfから供給されており、出力電流Ｉo の一部を利
用するわけではないので、Ｉo に影響を与えず、効率・
精度が良く、さらに適当な安定化回路の設計も容易であ
り回路の使用条件による影響も受けにくいなど、多大の
効果がある。
ので、従来技術で経験したようなモニター抵抗Ｒm によ
る検出誤差を回避することができ、高い精度でかつ効率
良く負荷電流の検出／制限を可能にするという効果が得
られる。また、モニター回路での検出用電流Ｉ1 は定電
流源Ｉrfから供給されており、出力電流Ｉo の一部を利
用するわけではないので、Ｉo に影響を与えず、効率・
精度が良く、さらに適当な安定化回路の設計も容易であ
り回路の使用条件による影響も受けにくいなど、多大の
効果がある。
【図１】従来の電流検出回路を示す。
【図２】図１の回路の動作を説明するグラフである。
【図３】本発明の一実施例にしたがった電流検出回路を
示す。
示す。
【図４】図３の回路の動作を説明するグラフである。
【図５】本発明の他の実施例にしたがった電流検出回路
を示す。
を示す。
３０ 電流検出回路 Ｖdd 電源電圧 Ｖg 入力信号電圧 Ｍ1 第１トランジスタ Ｍ2 第２トランジスタ Ｉrf 定電流源 Ｐo 出力端子 ＣＯＭＰ 電圧比較器 Ｉo 出力電流
Claims (1)
- 【請求項１】複数個のＦＥＴトランジスタを用いた電流
検出回路において：ドレイン電極が共に第１電源に接続
され、ゲート電極が共に入力信号端子に接続された第１
および第２トランジスタと；前記第１トランジスタのソ
ース電極と第２電源との間に接続された定電流源と；一
方の入力が前記第１トランジスタのソース電極に接続さ
れ、他方の入力が前記第２トランジスタのソース電極お
よび出力端子に接続された電圧比較器と；を備え、 前記第２トランジスタのソース電極の電位と前記第１ト
ランジスタのソース電極の電位とを比較することによっ
て前記出力端子を流れる出力電流の所定値超過を検出す
ることを特徴とする電流検出回路。
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|---|---|---|---|
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ID=16990025
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP3235706A Expired - Lifetime JP2570523B2 (ja) | 1991-08-23 | 1991-08-23 | 電流検出回路 |
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