JPH0553330B2 - - Google Patents
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- JPH0553330B2 JPH0553330B2 JP165585A JP165585A JPH0553330B2 JP H0553330 B2 JPH0553330 B2 JP H0553330B2 JP 165585 A JP165585 A JP 165585A JP 165585 A JP165585 A JP 165585A JP H0553330 B2 JPH0553330 B2 JP H0553330B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waves
- interference
- transmission
- modulated
- discriminator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/155—Ground-based stations
- H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
- H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はマイクロ波帯のデイジタル伝送の中継
器に係する。
器に係する。
（従来技術とその問題点）
従来のマイクロ波帯。中継方式では、１往復シ
ステムを２つの搬送波で構成する２周波方式を採
用している。第２図にその様子を示す。図中、１
００，１０１，１０２は中継器を示し、1，2は
２つの搬送波周波数を示す。この例で中継器１０
１を例に取ると、左右２方向に同一周波数で1送
信し、同一周波数で2を逆の左右２方向から受信
している。かかる方式は文献桑原守二／監修「デ
イジタルマイクロ波通信」（企画センター）に述
べられている。
ステムを２つの搬送波で構成する２周波方式を採
用している。第２図にその様子を示す。図中、１
００，１０１，１０２は中継器を示し、1，2は
２つの搬送波周波数を示す。この例で中継器１０
１を例に取ると、左右２方向に同一周波数で1送
信し、同一周波数で2を逆の左右２方向から受信
している。かかる方式は文献桑原守二／監修「デ
イジタルマイクロ波通信」（企画センター）に述
べられている。
２周波方式は、後で述べる様に送信と受信とで
別周波数を使用している為、送受間干渉を軽減す
ることができる。欠点は次に述べる一周波数方式
に比較して２倍の周波数帯域を必要とする点であ
る。
別周波数を使用している為、送受間干渉を軽減す
ることができる。欠点は次に述べる一周波数方式
に比較して２倍の周波数帯域を必要とする点であ
る。
第３図は、一周波数方式の概念を示す図であ
り、通常送信用と受信用に別々のアンテナを用
い、その間の干渉をできるだけ少なくする様に、
直横に並べて運用するものである。
り、通常送信用と受信用に別々のアンテナを用
い、その間の干渉をできるだけ少なくする様に、
直横に並べて運用するものである。
第４図は、一周波数方式の送受間干渉の様子を
説明する図であり、第３図の中継器１０１を例に
とつて表わしている。上り間線として信号２０３
が左から右へ信号２００となつて中継され、下り
回線として信号２０１が右から左へ信号２０２と
なつて中継されている。今、受信信号２０１に対
する送受間干渉を考えてみると、上り回線送信信
号２００からの干渉信号２０３と下り回線送信信
号２０２からの干渉信号２０４が存在する訳であ
る。図中１８０，１８１は各々上り、下り回線用
の再生中継器を示している。
説明する図であり、第３図の中継器１０１を例に
とつて表わしている。上り間線として信号２０３
が左から右へ信号２００となつて中継され、下り
回線として信号２０１が右から左へ信号２０２と
なつて中継されている。今、受信信号２０１に対
する送受間干渉を考えてみると、上り回線送信信
号２００からの干渉信号２０３と下り回線送信信
号２０２からの干渉信号２０４が存在する訳であ
る。図中１８０，１８１は各々上り、下り回線用
の再生中継器を示している。
第５図は、第４図の送受間干渉のある中継器の
等価ベースバンドモデルを示したものである。図
中１８０′，１８１′は第４図の再生中継器１８
０，１８１に対応する信号識別器（送信符号を識
別する）であり、 遅延回路１３４，１３５，１３６，１３７は送
信用アンテナから受信用アンテナまでの伝搬時間
に対応するもので、送受間干渉信号に必ず付いて
回るものである。また掛算器１３０，１３１，１
３２，１３３は各々の搬送周波数の微妙な差によ
り発生する干渉波信号の位相回転を表わしてお
り、その回転角速度Δωiは一般に Δωi《シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉が加わることを示すものである。端子１０
０１，１００３は送受アンテナ、端子１００４，
１００５は受信アンテナに対応する。
等価ベースバンドモデルを示したものである。図
中１８０′，１８１′は第４図の再生中継器１８
０，１８１に対応する信号識別器（送信符号を識
別する）であり、 遅延回路１３４，１３５，１３６，１３７は送
信用アンテナから受信用アンテナまでの伝搬時間
に対応するもので、送受間干渉信号に必ず付いて
回るものである。また掛算器１３０，１３１，１
３２，１３３は各々の搬送周波数の微妙な差によ
り発生する干渉波信号の位相回転を表わしてお
り、その回転角速度Δωiは一般に Δωi《シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉が加わることを示すものである。端子１０
０１，１００３は送受アンテナ、端子１００４，
１００５は受信アンテナに対応する。
（発明の目的）
本発明の目的は係る送受間干渉を適応制御技術
により除去し、周波数利用効率に優れた一周波方
式を実現する装置を提供することにある。
により除去し、周波数利用効率に優れた一周波方
式を実現する装置を提供することにある。
（発明の構成）
本発明は、直交する第１、第２の偏波により第
１、第２のデイジタル変調波を第１の受信ポート
より、上り回線として受け、前記各変調波を各々
第１、第２の復調器、識別器で復調・識別し、前
記第１、第２の変調波と同一周波数を用いて、
各々第１、第２の変調器で再変調し、第１の送信
ポートより直交する第３、第４の偏波を用いて第
３、第４のデイジタル変調波として出力する上り
中継系を持ち、 直交する第５、第６の偏波により第５、第６の
デイジタル変調波を、第１の送信ポートと同一方
向を向く第２の受信ポートより下り回線として受
け、前記第５、第６の変調波を各々、第３、第４
の復調器、識別器で復調・識別し、前記第３、第
４の変調波と同一周波数を用いて、各々第３、第
４の変調器を用いて再変調し、前記第１の受信ポ
ートと同一方向を向いた第２の送信ポートより、
直交する第７、第８の偏波を用いて第７、第８の
デイジタル変調波として出力する下り中継系を
各々有する一周波中継器に於て、 (a) 前記第１、第２の識別器出力を各々フイルタ
リングする第１、第２のフイルタ、 (b) 前記第３、第４の識別器の出力を各々フイル
タリングする第３、第４のフイルタ、 (c) 前記第４の復調器の出力と前記第１、第２、
第３、第４のフイルタ出力を加算する加算器、 前記第１、第２の送信ポートから前記第５のデ
イジタル変調波への送受間干渉を除去し誤りの無
い識別値を前記第３の識別器出力に得ることを特
徴とする一周波中継器である。
１、第２のデイジタル変調波を第１の受信ポート
より、上り回線として受け、前記各変調波を各々
第１、第２の復調器、識別器で復調・識別し、前
記第１、第２の変調波と同一周波数を用いて、
各々第１、第２の変調器で再変調し、第１の送信
ポートより直交する第３、第４の偏波を用いて第
３、第４のデイジタル変調波として出力する上り
中継系を持ち、 直交する第５、第６の偏波により第５、第６の
デイジタル変調波を、第１の送信ポートと同一方
向を向く第２の受信ポートより下り回線として受
け、前記第５、第６の変調波を各々、第３、第４
の復調器、識別器で復調・識別し、前記第３、第
４の変調波と同一周波数を用いて、各々第３、第
４の変調器を用いて再変調し、前記第１の受信ポ
ートと同一方向を向いた第２の送信ポートより、
直交する第７、第８の偏波を用いて第７、第８の
デイジタル変調波として出力する下り中継系を
各々有する一周波中継器に於て、 (a) 前記第１、第２の識別器出力を各々フイルタ
リングする第１、第２のフイルタ、 (b) 前記第３、第４の識別器の出力を各々フイル
タリングする第３、第４のフイルタ、 (c) 前記第４の復調器の出力と前記第１、第２、
第３、第４のフイルタ出力を加算する加算器、 前記第１、第２の送信ポートから前記第５のデ
イジタル変調波への送受間干渉を除去し誤りの無
い識別値を前記第３の識別器出力に得ることを特
徴とする一周波中継器である。
（構成の詳細な説明）
第５図に送受間干渉の様子を示したが、先に述
べた様にΔωi《シンボル・レートであることから、
掛算器１３０，１３１，１３２，１３３はその係
数がゆつくり変化する複素係数器で置き換えるこ
とができ、短時間的には複素定数係数器として考
えられる。従つて同図内の端子１２００と１２０
１間の干渉を除去する為にはこれと全く同一の作
用をするフイルタを用意し、これに識別器１８
０′からの出力を印加し、干渉信号の複製を作り、
これを受信アンテナ信号（端子１００５）から減
ずることにより、先の干渉成分は相殺されること
になる。実際にはΔω≠０であるので先のフイル
タはΔωの変化に従つて変化する必要がある。
べた様にΔωi《シンボル・レートであることから、
掛算器１３０，１３１，１３２，１３３はその係
数がゆつくり変化する複素係数器で置き換えるこ
とができ、短時間的には複素定数係数器として考
えられる。従つて同図内の端子１２００と１２０
１間の干渉を除去する為にはこれと全く同一の作
用をするフイルタを用意し、これに識別器１８
０′からの出力を印加し、干渉信号の複製を作り、
これを受信アンテナ信号（端子１００５）から減
ずることにより、先の干渉成分は相殺されること
になる。実際にはΔω≠０であるので先のフイル
タはΔωの変化に従つて変化する必要がある。
第６図は単一偏波運用時の一周波中継器の構成
を示すものである。図中、参照番号２００，２０
１，２０２，２０３，１０１は第４図の同一の参
照番号に対応するものである。
を示すものである。図中、参照番号２００，２０
１，２０２，２０３，１０１は第４図の同一の参
照番号に対応するものである。
１，３はデイジタル変調波をベースバンドの信
号へ変換する復調器２，４は逆にベースバンドの
デイジタルを変調する変調器を示す。
号へ変換する復調器２，４は逆にベースバンドの
デイジタルを変調する変調器を示す。
５，６は受信したデイジタル・ベースバンド信
号から送信符号を識別する識別器に対応するもの
である。
号から送信符号を識別する識別器に対応するもの
である。
７，８は送受間干渉除去装置であり、その構成
はブロツク８を例にとると識別器５からの識別値
系列を入力として、第５図端子１２００；１２０
１間と同一特性を有するフイルタ８０と、第５図
端子１２０１，１２０３と同一特性を有するフイ
ルタ８１とこれらの出力を送受間干渉を相殺する
為に入力信号から減ずる為の加算器（減算器）８
３から成つている。ここで遅延回路８２は入力信
号とフイルタ８０，８１との相対時間を調整する
為のものである。
はブロツク８を例にとると識別器５からの識別値
系列を入力として、第５図端子１２００；１２０
１間と同一特性を有するフイルタ８０と、第５図
端子１２０１，１２０３と同一特性を有するフイ
ルタ８１とこれらの出力を送受間干渉を相殺する
為に入力信号から減ずる為の加算器（減算器）８
３から成つている。ここで遅延回路８２は入力信
号とフイルタ８０，８１との相対時間を調整する
為のものである。
ブロツク７はこれと全く同一の構成を有してお
り、第１図の入力信号２０３への送受間干渉を除
去する為のものである。
り、第１図の入力信号２０３への送受間干渉を除
去する為のものである。
第７図は第６図の実施例の中で、８０の詳細及
びその周辺を示したものである。図中８０，８
３，６は第６図の参照番号８０，８３，６と同一
のものである。８０はトランスバーサル・フイル
タと呼ばれるもので、８０１，８０２，８０３，
８０４は遅延回路、８０５，８０６，８０７，８
０８，８０９は係数タツプであり、この係数を変
化させることにより任意の特性のフイルタを実現
することができる。第７図のブロツク９は係数タ
ツプの係数アダプテイブに制御する制御装置の一
例を示したものである。送受間干渉信号は識別器
の入出力差（減算器９１を用いて）により、識別
誤差ｅとして検出され、この誤差は送信符号と強
い相関を有していることから、入力端子１１０１
から入力される送信符号とｅとが掛算器９３で相
関がとられ、次のローパスフイルタ９とで平滑化
され、この相関が零になる方向にタツプの係数が
制御される訳である。
びその周辺を示したものである。図中８０，８
３，６は第６図の参照番号８０，８３，６と同一
のものである。８０はトランスバーサル・フイル
タと呼ばれるもので、８０１，８０２，８０３，
８０４は遅延回路、８０５，８０６，８０７，８
０８，８０９は係数タツプであり、この係数を変
化させることにより任意の特性のフイルタを実現
することができる。第７図のブロツク９は係数タ
ツプの係数アダプテイブに制御する制御装置の一
例を示したものである。送受間干渉信号は識別器
の入出力差（減算器９１を用いて）により、識別
誤差ｅとして検出され、この誤差は送信符号と強
い相関を有していることから、入力端子１１０１
から入力される送信符号とｅとが掛算器９３で相
関がとられ、次のローパスフイルタ９とで平滑化
され、この相関が零になる方向にタツプの係数が
制御される訳である。
（実施例）
通常のマイクロ波帯の伝送では直交偏波を利用
しており同一周波数帯を直交した偏波で独立した
２つのデイジタル変調波を伝送している。この２
つの直交偏波は各々独立に干渉し合うと考えるの
が自然であることから、この様な場合、第５図の
送受間干渉を示すパスは直線偏波を例に取ると、
水平→水平、水平→垂直、垂直→水平、垂直→垂
直の計４本が縮退して描かれていると解釈する必
要がある。この為に第６図の送受間干渉除去装置
８の出力１１０３も２つの偏波に対応して２つの
出力を持つことになり、識別器５，６からの入力
端子１１０１，１１０２も２つの偏波に対応して
２つの入力を持つことになる。
しており同一周波数帯を直交した偏波で独立した
２つのデイジタル変調波を伝送している。この２
つの直交偏波は各々独立に干渉し合うと考えるの
が自然であることから、この様な場合、第５図の
送受間干渉を示すパスは直線偏波を例に取ると、
水平→水平、水平→垂直、垂直→水平、垂直→垂
直の計４本が縮退して描かれていると解釈する必
要がある。この為に第６図の送受間干渉除去装置
８の出力１１０３も２つの偏波に対応して２つの
出力を持つことになり、識別器５，６からの入力
端子１１０１，１１０２も２つの偏波に対応して
２つの入力を持つことになる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
あり第６図の４つの入出力信号２００，２０１，
２０２，２０３が、各々直交する２つの偏波によ
り運用されている２つの信号２００，２００′，
２０１，２０１′，２０２，２０２′，２０３，２
０３′、に拡張されている。これらは発明の構成
で記した（第３，第４），（第５，第６），（第７，
第８），（第１，第２），のデジイタル変調波に
各々対応している。また５００，５０１，５０
２，５０３直交偏波信号を分離・合成する直交偏
波識別器である。ここで５００，５０１，５０
２，５０３は発明の構成で記した第１の受信ポー
ト、第１の送信ポート、第２の受信ポート、第２
の送信ポートに対応する。フイルタ８０，８０′，
８１，８１′は同じく第１，第２，第３，第４の
フイルタに対応する。
あり第６図の４つの入出力信号２００，２０１，
２０２，２０３が、各々直交する２つの偏波によ
り運用されている２つの信号２００，２００′，
２０１，２０１′，２０２，２０２′，２０３，２
０３′、に拡張されている。これらは発明の構成
で記した（第３，第４），（第５，第６），（第７，
第８），（第１，第２），のデジイタル変調波に
各々対応している。また５００，５０１，５０
２，５０３直交偏波信号を分離・合成する直交偏
波識別器である。ここで５００，５０１，５０
２，５０３は発明の構成で記した第１の受信ポー
ト、第１の送信ポート、第２の受信ポート、第２
の送信ポートに対応する。フイルタ８０，８０′，
８１，８１′は同じく第１，第２，第３，第４の
フイルタに対応する。
これにより加算器８３からは第１，第２の送信
ポートからの直交両偏波からの送受間干渉が除去
された第５の変調波を得ることができる訳であ
る。
ポートからの直交両偏波からの送受間干渉が除去
された第５の変調波を得ることができる訳であ
る。
以下同様に第１、第２の変調波の干渉を除去す
る為に７′，７″の送受間干渉除去装置、第６の変
調波の干渉を除去する為に８″の送受間干渉除去
装置を同図の様に必要とする訳である。
る為に７′，７″の送受間干渉除去装置、第６の変
調波の干渉を除去する為に８″の送受間干渉除去
装置を同図の様に必要とする訳である。
（発明の効果）
以上の様に本発明によれば従来２周波方式で運
用されていたマイクロ波中継方式は一周波方式で
実現でき、その周波数利用効率は２倍になる。
用されていたマイクロ波中継方式は一周波方式で
実現でき、その周波数利用効率は２倍になる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式に於ける送受間干渉を説明する為の図、第５
図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、第
６図は単一偏波運用時の一周波中継器を示す図、
第７図はフイルタの構成例を示す図である。 図において、１，１′，３，３′……それぞれ、
第１，第２，第３，第４の復調器、２、２′，４，
４′……それぞれ、第１，第２，第３，第４の変
調器、５，５′，６，６′……それぞれ、第１，第
２，第３，第４の識別器、８３……加算器、７，
７′，７″，８，８′，８″……送受間干渉除去装
置、５００，５０３……直交偏波識別器である。
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式に於ける送受間干渉を説明する為の図、第５
図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、第
６図は単一偏波運用時の一周波中継器を示す図、
第７図はフイルタの構成例を示す図である。 図において、１，１′，３，３′……それぞれ、
第１，第２，第３，第４の復調器、２、２′，４，
４′……それぞれ、第１，第２，第３，第４の変
調器、５，５′，６，６′……それぞれ、第１，第
２，第３，第４の識別器、８３……加算器、７，
７′，７″，８，８′，８″……送受間干渉除去装
置、５００，５０３……直交偏波識別器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直交する第１、第２の偏波により第１、第２
のデイジタル変調波を第１の受信ポートより、上
り回線として受け、前記各変調波を各々第１、第
２の復調器、識別器で復調・識別し、前記第１、
第２の変調波と同一周波数を用いて、各々第１、
第２の変調器で再変調し、第１の送信ポートより
直交する第３、第４の偏波を用いて第３、第４の
デイジタル変調波として出力する上り中継系を持
ち、 直交する第５、第６の偏波により第５、第６の
デイジタル変調波を、第１の送信ポートと同一方
向を向く第２の受信ポートより下り回線として受
け、前記第５、第６の変調波を各々、第３、第４
の復調器、識別器で復調・識別し、前記第３、第
４の変調波と同一周波数を用いて、各々第３、第
４の変調器を用いて再変調し、前記第１の受信ポ
ートと同一方向を向いた第２の送信ポートより、
直交する第７、第８の偏波を用いて第７、第８の
デイジタル変調波として出力する下り中継系を
各々有する一周波中継器に於て、 (a) 前記第１、第２の識別器出力を各々フイルタ
リングする第１、第２のフイルタ、 (b) 前記第３、第４の識別器の出力を各々フイル
タリングする第３、第４のフイルタ、 (c) 前記第４の復調器の出力と前記第１、第２、
第３、第４のフイルタ出力を加算する加算器、 とを前記第３復調器と第３識別器の間に挿入し、 前記第１、第２の送信ポートから前記第５のデ
イジタル変調波への送受間干渉を除去し誤りの無
い識別値を前記第３の識別器出力に得ることを特
徴とする一周波中継器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP165585A JPS61161058A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
| CA000499209A CA1235751A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-08 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| US06/817,380 US4701935A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| AU52119/86A AU574995B2 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency digital radio repeater |
| EP86100232A EP0187672B1 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| DE8686100232T DE3681798D1 (de) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | Einfrequenzfunkrelais fuer ein digitales mikrowellenfunksystem mit kompensation der interfrequenz zwischen sender und empfaenger. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP165585A JPS61161058A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61161058A JPS61161058A (ja) | 1986-07-21 |
| JPH0553330B2 true JPH0553330B2 (ja) | 1993-08-09 |
Family
ID=11507536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP165585A Granted JPS61161058A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61161058A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2497772B (en) * | 2011-12-19 | 2018-10-10 | British Broadcasting Corp | Method and apparatus for an on-channel repeater |
-
1985
- 1985-01-09 JP JP165585A patent/JPS61161058A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61161058A (ja) | 1986-07-21 |
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