JPH0553440B2

JPH0553440B2 -

Info

Publication number: JPH0553440B2
Application number: JP62055457A
Authority: JP
Inventors: Aaru Andaason Jeemuzu; Burandaa Richaado
Original assignee: BERUTON EREKUTORONIKUSU CORP
Current assignee: BERUTON EREKUTORONIKUSU CORP
Priority date: 1986-03-12
Filing date: 1987-03-12
Publication date: 1993-08-10
Also published as: JPH0242899A; JPH0242900A; EP0481528A2; JPS62219897A; JPH0667038B2; EP0237203A3; EP0481528A3; DK124887D0; DK124887A; EP0481529A2; EP0481529A3; CA1297185C; EP0237203A2; US4792977A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は補聴器、殊に補聴器使用者に修正され
増幅された音をよりコンパクトに経済的にしかも
効果的に提供する回路に関する。その最も基本的
な形では、補聴器は音響信号を受信して補聴器の
使用者に修正された音響信号を供給することによ
つて補聴器使用者がよく聴き取ることができるよ
うにする装置である。聴覚が損なわれた人々はその聴覚損失の程度と
パターンにおいて相当異なつている。このことは
彼らのオーデイオグラムに反映されている。オーデイオグラムは聴力損失（HTL）対周波
数の図表である。HTLは対数（デシベル）目盛
によつて測定され一個人の音検知閾値を正常な聴
覚をもつた人たちのそれと比較するものである。オーデイオグラムのレベルは正常に近いもの
（0dBHTL）から深刻な損失（100dBHTL以上）
に至るまでまちまちである。それらのパターンは
平坦なオーデイオグラム（関連する周波数範囲に
わたつてほぼ等しいHTL）から鋭く下降するオ
ーデイオグラム（周波数が１オクターブ増加する
につき30dB以上で大きくなるHTL）あるいは上
昇するオーデイオグラム（周波数と共に減少する
HTL）に至るまでまちまちである。鋭く下降す
るオーデイオグラムの範ちゆう内ではオーデイオ
グラムが下降し始める時の周波数は個々人につい
て大きく異なつている。聴力損失のパターンもまた主観的に経験される
ラウドネスと入力音圧レベル間の関係において相
当異なる。耳が知覚できる最低レベル（HTL）
には広範な差異が存在するだけでなく耳が許容す
ることのできる最高レベル（ラウドネス不快レベ
ルあるいはLDL）とこれら両極端値間のラウド
ネスの増加率にもまた広範な差異が存在する。あ
る場合には正常なHTLよりもずつと高いHTLが
正常なLDLよりも低いLDLと組合わされてずつ
と低いダイナミツクレンジの使用可能音のレベル
を与えることがある。聴力損失の程度とパターンの相異が大きいた
め、聴覚を損なわれた人たちの最適に補助するた
めに必要とされる補聴器特性も同様にして広い範
囲が存在することになる。補聴器の周波数応答は
個々人の聴覚損失について選択しなければなら
ず、周波数帯域幅内の一般的な形と共にその周波
数帯域幅を選択する高次の濾波を必要とすること
がある。補聴器の利得は聴覚損失の程度に従つて
選択する必要がある。補聴器の制限レベルはLDLに従つて選択する
必要がある。出力制限形式の選択はピーククリツ
プもしくは、出力自動利得制御部（“AGC”）間
で行う必要がある。出力AGCはその動作が補聴
器の出力レベルに関連づけられる自動利得制御系
である。この関係は使用者によつて操作される音
量制御の設定からはほぼ無関係である。もし耳がずつと小さなダイナミツクレンジを有
するならば、入力AGC系が必要とされるかもし
れない。入力AGCはその動作が補聴器に対する
入力レベルに関連づけられた自動利得制御系であ
る。入力AGCの動作と入力レベルとの間の関係
も、使用者が操作する音量制御の設定とはほぼ独
立している。入力AGCのばあいには圧縮閾値
（AGC動作が開始される入力レベル）と圧縮比
（入力におけるデシベル変化の出力レベルにおけ
るデシベル変化に対する比）についての選択を行
われなければならない。一つの補聴器がこれら種々の特性の調節可能範
囲を有していることが望ましい。このことが重要
なのはそれが単一の補聴器モデルを異なつた聴力
損失をもつた多数の人たちについて使用すること
を可能にするだけでなく、最初に選択した補聴器
特性がたとえ不正確であつてもあるいは使用者の
聴力損失が時と共に変化しても補聴器を再調節す
ることができるからである。補聴器は通常は頭部につけるものであるから、
それらは小さくて通常は小さな１個の電池によつ
て長期間動作するものでなければならない。また
優れた性能をもち、高い信頼性を備え、低コスト
でなければならない。補聴器の種々の機能を提供
するために使用される電子回路もまたこれらの特
性を備えていなければならない。もちろん、かか
る回路は補聴器以外の分野で同様な必要性を備え
ている分野においても有益であろう。従来の補聴器は上記の必要を満たすうえで種々
の制約をもつていた。それらは周波数応答を制御
するために提供される濾波の程度が限られてい
た。入力AGC系を備えてもそれらは良好に形成
された圧縮閾値と圧縮比を与えることはなかつ
た。同様にしてそれらはその周波数応答特性にお
いてもその出力レベル対入力レベルおよびAGC
特性のにおいても必要とされる調整度を与えるこ
ともなかつた。従来の電子回路もまた上記必要を満たす上で
諸々の制約をもつていた。規模が小さく約1.3V
の低供給電圧で動作でき供給電流をほとんど流さ
ない回路は優れた性能を示さず所望の調整特性を
与えることがなかつた。上記性能を満たす従来の
電子回路は高い供給電圧と電流を必要とし数多く
の素子品を必要とし規模が大きいか、あるいはそ
れらが単一の制御動作によつて調整できるような
形をしていなかつた。補聴器の一般的目的を達成するのに役立つ特殊
回路はそれ自身の特定の目標をもつている。かか
る特定の目標は以下に詳しく論ずることにする。特殊回路フイルタ補聴器の如き多くの電子回路においては入力信
号が与えられる。その後、入力信号を適当なフイ
ルタによつて修正しなければならない。これらの
修正は入力信号の種々な周波数成分を異なる程度
に減衰させることからなる。そのため、例えば補聴器使用者は低周波数を有
する者に対してよりも高周波数を有する音に対し
てより深刻な聴覚の損失を経験するおそれがあ
る。従つて補聴器は低周波数信号よりも強力に高
周波数信号を増幅しなければならない。その後、
適当なフイルタを用いて高周波信号をほぼ不変の
状態で通過させ低周波信号を減衰させる。上記例のばあい、高周波数信号をほぼそのまま
通過させることができるため、そのフイルタは高
域フイルタと呼ばれている。更に低域フイルタは
低周波信号のみをほぼそのまま通過させることが
できる。帯域フイルタとして知られるその他のフ
イルタは特定の範囲内の周波数を有する信号をほ
ぼそのままフイルタを通過させることができる。補聴器を設計するばあいにはより効果的でしか
もコンパクトな周波数応答フイルタを使用するこ
とが望ましい。従来技術においては周波数応答フ
イルタが一般に使用されている。高域フイルタも
しくは低域フイルタのばあい、該フイルタのコー
ナ周波数もしくは特性周波数として知られる所定
周波数がフイルタを通過することを許される信号
と減衰される信号とをほぼ分割する。種々の用途
に使用される周波数フイルタの種類の一つはバツ
タワースフイルタと呼ばれるものである。例えば
低域バツタワースフイルタのばあい、コーナ周波
数よりも少ない周波数をもつた信号は該フイルタ
をほぼ損なわれることなく通過することが許され
る。然しながら、コーナの周波数をもつた周波数
はほぼ3dBだけ減衰される。コーナ周波数以上の
周波数をもつた信号は更に3dB以上に減衰され
る。フイルタの性能は更にその極数によつて特徴づ
けることができる。極は伝達関数の分母の複数周
波数根である。極数が大きければ大きいほど、コ
ーナ周波数を超えるバツタワースフイルタの減衰
比はそれだけ大きくなろう。例えば、２極の高域
もしくは低域フイルタは１オクターブあたり
12dBの減衰比をもつことになり、また４極フイ
ルタは１オクターブあたり24dBの比をもつこと
になろう。多くの用途においては４極フイルタを
有することが望ましい。多くの用途ではフイルタをできる限りコンパク
トで効率的にすることが必要である。例えば補聴
器は使用者の耳の背後もしくは内部に設けるばあ
いが多い。そのためスペースが制限されるために
周波数フイルタを含む補聴器内の回路はすべて小
さくする必要がある。従つて、各回路内の素子の
数は小さくしなければならない。同様にして、多くの用途でフイルタのコーナ周
波数を調整可能にすることが要求される。例え
ば、補聴器のばあい、異なる周波数を増幅する必
要のある使用者は単にフイルタのコーナ周波数を
調整するだけで同じ補聴器を使用することができ
る。500Hz以上の周波数で信号を増幅しなければ
ならない使用者と、1000Hz以上に信号を増幅しな
ければならないもう一人の使用者とは共に補聴器
の周波数応答を決定するフイルタのコーナ周波数
を調整することによつて同じ補聴器を使用するこ
とができるわけである。にもかかわらず、かかる
調整可能なフイルタは更にできるだけコンパクト
なものでなければならない。更に、フイルタのコーナ周波数を変化させるに
は、できるだけ唯一の制御装置を使用すべきであ
る。そのことによつて周波数の調整をより容易に
行うことができるだけでなく補聴器の制作費を低
く、またより信頼度の高い補聴器を提供すること
が可能になる。更に、手動調整式の制御素子はフイルタ回路か
ら離れた位置に取付けられることが多いから、入
力信号がこの制御素子を通過せずにむしろその制
御素子がフイルタのコーナ周波数に間接的に影響
を及ぼす制御信号を変化させるようにすれば有利
である。かかる構成は実際の信号に影響を及ぼす
ことになる帰還、容量結合、あるいは不都合な雑
音のピツクアツプの際に遭遇する困難を少なくす
る。更に、制御信号は手動調節式のポテンシヨメ
ータによつて供給するか、補聴器自体内の他の処
理系統のもとで発生する信号であつてもよい。制
御信号はコーナ周波数制御の調節範囲を正確に設
定する基準信号をつくりだす調整器から発生され
なければならない。更に、回路の大きさを更に小さくするために回
路の大きな部分は集積回路上に形成すべきであ
る。多くのばあい、必要に応じて相互接続できる
多数のほぼ同一の回路素子を内蔵するセミカスタ
ム集積回路を使用することが望ましい。従つて、
回路の設計においてはかかる同一のトランジスタ
をその整数倍だけ多数用いた集積回路を使用する
ことが有利である。同様に、かかる整数倍のほぼ
同一トランジスタを使用して所期の回路動作の精
度を大きくすることができる。補聴器内に使用される多くの回路部品は同一の
集積回路チツプの上に形成される。かかるチツプ
上にトランジスタと増幅回路を容易に利用するこ
とができ、しかも不相応なスペース量をとらない
のが普通である。しかしながら、抵抗素子はチツ
プ上に大きなスペースをとることになる。更に、
チツプ上に形成される抵抗器の絶対値は狭い許容
偏差内に維持するのは困難であるのが普通であ
る。かかる広い許容偏差のために回路動作の精度
はおちることになろう。チツプと接続される外部
デイスクリート抵抗器も使用することができる
が、かかるデイスクリート素子もまた補聴器内部
に利用可能なスペースの多くを占め、またチツプ
に対する接続点数を更に必要とすることになる。コンデンサの如き回路内に使用される他の素子
は同一チツプ上に製作することは困難である。も
ちろん、デイスクリートなコンデンサが使用され
るばあいには、それらはデイスクリートな抵抗器
と同様に補聴器内にスペースをとるからそれらの
数と大きさは最小限にしなければならない。同様
にしてチツプに対する接続箇所の数は最小にしな
ければならない。使用されるコンデンサがほぼ等しい値をもつて
いれば同じく有益である。こうして、メーカは在
庫に少数の品目を維持していればよい。同様にし
て、メーカは（異なつた種類のコンデンサを少量
購入するよりも）単一種のコンデンサを大量購入
した方がコンデンサを低価で得ることができる。
従つて、メーカと消費者の両方にとつてのコスト
を小さくすることができる。更に唯一つの種類の
コンデンサを使用すると不適当なコンデンサが補
聴器の製作に誤使用される危険を小さくすること
ができる。その他、各コンデンサの一方側に共用のAC接
地配線を有することが望ましいことが多い。かか
る構成は回路の雑音感度を小さくする傾向があ
る。更に、そのばあいには回路はコンデンサと集
積回路との間に接続されるパツドを少なくするこ
とができるから回路のコストを少なく信頼性を大
きくすることができる。もちろん、フイルタは典型的にはほんの1Vオ
ーダの補聴器バツテリにより供給される電圧レベ
ルによつて適当に動作しなければならない。その
他、フイルタはバツテリの動作寿命を大きくする
ように小さな電流によつて動作しなければならな
い。一般に利用可能な多くのフイルタは特定の入力
信号に対して高域出力、低域出力、帯域出力を同
時に与えずに高域か低域か帯域かの伝達機能だけ
を与えるものである。同時出力は例えば同一入力
信号を高域フイルタと低域フイルタの伝送路に分
割するために有効である。入力AGC 補聴器の如き多くの用途では信号増幅もしくは
信号伝達系は高レベルの入力信号に対して低レベ
ルの入力信号に対してよりも低利得を与えること
が望ましい。かかる構成のばあい、大きな範囲の
入力信号レベルはもつと小さな範囲の出力信号レ
ベルに変換できるからである。かかる自動利得制御系は理想的に圧縮閾値と圧
縮比によつて記述することができる。圧縮閾値以
下の入力信号のばあい信号利得は一定で利得の低
下は見られない。圧縮閾値において利得の低下が
開始され圧縮閾値を超えて信号レベルが大きくな
ると利得は累進的に小さくなる。その結果、出力
レベルの変化率は入力レベルの変化率よりも小さ
い。圧縮比は圧縮閾値を超える信号レベル群に関
し出力レベルのデシベル変化に対する比である。
異なつた種類の入力信号や出力信号に関する使用
者の異なる要求を充たすように圧縮閾値と圧縮比
を独立に調節することができることが望ましいば
あいが多い。自動利得制御系においては偽応答なしに利得が
なめらかに変化することが重要であることが多
い。かかる偽応答は、たとえば増幅利得を調節す
るために使用される制御信号が増幅利得が変化さ
れている間に同時に増幅出力動作電流もしくは電
圧のシフトもしくは一時的オフセツトをつくりだ
すばあいに生じる。この種の偽応答は利得が大き
く変化する間に生ずる「サンプ」として聞こえる
もので一般に回避すべきものである。同様に自動利得制御系において信号レベルを検
知するために使用される検波回路は信号の正負の
部分の双方に対して応答することが望ましい。こ
のことによつて信号レベルをより正確に判定でき
ることになり信号にひずみは少なくなる。補聴器のばあい、かかるAGC系はマイクロフ
オンからレシーバへ至る信号路中に配置すること
ができる。レベル検波器はこの信号路内の使用者
操作による音量制御装置の前の点に適当に配置さ
れる。この位置で該系は「入力AGC」と呼ばれ
る。というのはAGCの動作は音量制御の設定と
は独立に入力信号レベルに依存しているからであ
る。もし補聴器が広範囲のトーンコントロールもし
くは調整可能なフイルタも備えているならば、
AGCレベル検波器を信号路内のフイルタ後の一
点に配置することも望ましい。このようにすると
AGCは現実に使用中の周波数範囲に対してのみ
作用することになる。それは濾波によつて聴こえ
なくされた信号に対しては作用することはないで
あろう。他方、もし例えばAGC検波器が４極高
域フイルタ前で信号レベルを検波したならば、
AGC系はそうでない場合には聞こえない入力信
号の低周波数成分に対して応答することになろ
う。その結果、系は利得の変化を生じさせ、その
ことによつて同時に生じている入力信号の高周波
数成分に不必要かつ不都合な影響を及ぼすことに
なろう。かかるAGC系の多数の用途において、それは
できる限りコンパクトで効率的でなければならな
い。それはモノリシツク集積回路上に製作するの
に適した形をしていなければならず、またクリツ
プ集積回路外部の部品が殆どなく相互接続部が殆
どないことが要求される。それは低供給電圧で動
作し供給電流を殆んど不要とするものでなければ
ならない。圧伸系多くの電子装置において高ダイナミツクレンジ
を有する信号を制限されたダイナミツクレンジを
有する１つの回路もしくは１つの回路素子を経て
伝送することが必要である。ダイナミツクレンジ
とは通常ノイズレベルによつて決定される最低の
有効信号レベルから信号自体の特性もしくは回路
もしくは回路素子の制限レベルもしくはひずみ特
性の何れかによつて決定される最高有効信号レベ
ルに至る信号レベルの範囲である。例えば、補聴器のばあい、調整可能なコーナ周
波数を有する能動フイルタには普通小さなダイナ
ミツクレンジを有する能動回路素子を使用するこ
とが必要である。先に述べた入力AGC系のばあ
い、能動フイルタは信号路内の使用者操作による
音量コントロールの前の点に配置される。それ
故、能動フイルタに対する入力信号レベルは使用
者が調節することは不可能である。もし入力信号
がフイルタを通過するとその結果ダイナミツクレ
ンジは著しく低下することになろう。この問題は例えば磁気テープの記憶再生におけ
るばあいのように信号を小さなダイナミツクレン
ジの伝送媒体を経て伝送する問題に類似してい
る。かかる場合には、ドルビーシステムの如く記
憶前に信号を或る種の自動利得制御系によつて圧
縮して再生後に別のAGC系によつて信号を伸張
するものが開発されている。しかしながら、かか
るシステムのばあい、上記二つのAGC系は互い
に独立に動作する結果、動作開始と復旧時の過渡
電圧は消去されないことになる。米国特許第
4377792号を参照されたい。必要とされるのは小さなダイナミツクレンジの
回路に印加される信号を圧縮し当該回路から出る
信号を伸張器の出力で動作開始と復旧時の過渡電
圧を出現させずにほぼ正確な補足的方法で伸張さ
せるような圧縮−伸張（「圧伸」）系である。この
圧伸系の大きさはコンパクトでしかも効率的でな
ければならない。入力AGC系を有する補聴器の如き電子装置は
すでに制御信号によつて利得を変化させることの
できる増幅器を内蔵しているかもしれない。この
ばあいには機能を強化することが有利である。
各々がそれ自身の制御信号によつて制御される二
個の可変利得増幅器を備える代わりに複合制御信
号によつて制御される単一の可変利得増幅器を使
用する方がよい。このためには複数の制御信号を
適当な方法で結合するためのコンパクトで効率的
な回路が必要になる。出力制限補聴器の如き多くの電子装置においては出力信
号レベルは無限に増大せずになんらかの方法で制
限する必要がある。この目的のためにピーククリ
ツプと出力AGC制限という２つの方法が使用さ
れている。何れのばあいにも調節可能な制限レベ
ルを有することが有益であることが多い。多くのばあい、ピーククリツパが最大出力信号
レベルを出力レベルコントロールを調節すること
によつて選択される制限レベルに制限する必要が
ある。同時に、ピーククリツパは制限レベルを下
回る信号レベルの出力レベルコントロールが調節
される時にほぼ一定の利得を維持しなければなら
ない。クリツパは波形の正負の部分を対称的にクリツ
プする必要がある。それはまた容易に調節可能な
クリツピングレベルを有すべきである。また、ク
リツピングレベルを調節してもクリツピングレベ
ルを下回るもしくはそれを十分上回る入力信号レ
ベルに対する周波数応答を変化させないことが望
ましい。シングルエンドＡ級出力段を有する多くの補聴
器のばあい、クリツピングレベルはレシーバと直
列な可変抵抗器によつて調整される。この構成は
対称的なクリツピングをしない。同時に、それは
クリツピングレベルと共に変化する補聴器利得と
クリツピングレベルと共に変化する周波数応答を
形成する。プツシユプルAB級出力段を有する多くの補聴
器のばあい、クリツピングレベルはレシーバのセ
ンタータツプと直列な可変抵抗器によつて調節さ
れる。このことによつて対称的なクリツピングが
得られるが高入力信号レベルのばあいには依然と
してクリツピングレベルと共に変化する周波数応
答を形成する。この構成のもう一つの問題点は高
可変抵抗器をセツトしたばあいのクリツピングレ
ベルは出力段のバイアス電流に対して非常に敏感
であるという点である。このことが起こるのはバ
イアス電流によつて形成される抵抗器内の電圧降
下がバイアス電流に応じて変化する全出力電圧範
囲の相当部分を減ずるからでる。マグネチツクレシーバを駆動する補聴器の出力
段の如く誘導負荷を飽和させる出力段のばあい、
出力の電圧は最低供給電圧以下に変動することが
ある。コンパクトなサイズのばあい、モノリシツ
ク集積回路内には出力段が含まれていることが多
い。かかる集積回路においては基板は最低供給電
圧に接続され、集積回路上の回路素子はこれら回
路素子と基板との間の逆バイアスダイオードによ
つて互いに隔離されている。もし一つの回路素子
にかかる電圧が基板電圧以下に変動すると、通常
状態で逆バイアスをうけた絶縁部は順方向にバイ
アスされ、回路素子どうし間の絶縁性を危くする
ことになる。必要とされるのは電圧が基板電圧を
相当下回つて変化することを防止するコンパクト
で効率的な回路である。多くのばあい、出力AGC系を使用して電子装
置の出力信号レベルを制限することが有益であ
る。もしAGC系が出力レベルをクリツピングレ
ベル以下に保持すると、制限するさいに信号ひず
みはずつと小さくなる。多くのばあい、出力
AGC系が出力信号レベルを出力レベルコントロ
ールを調整することによつて選択した制限レベル
に制限する一方で制限レベルを下回る信号レベル
について出力レベルコントロールが調整されると
き一定の利得を維持することが望ましい。同様
に、唯一つのスイツチを動作させることによつて
ピーククリツピング動作もしくは出力AGC動作
の何れかを選択することができることが有利であ
る。更にピーククリツピングと出力AGCの双方
の制限レベルが唯一つの出力レベルコントロール
によつて調節され、出力AGC制限レベルがピー
ククリツピングレベルが低歪みを維持するのに丁
度十分なだけピーククリツピングレベルを下回つ
ていることが望ましいことが多い。出力段がそのインピーダンスが補聴器のレシー
バのような周波数と共に相当変化する負荷を駆動
することになるばあいには、出力段の飽和が利用
可能な出力電圧によつて惹き起こされる周波数領
域と、出力段の飽和が利用可能な出力電流によつ
て惹き起こされるその他の周波数領域が存在する
かもしれない。同様にして、補聴器レシーバの如
き負荷を駆動するばあいには、高電流レベルがレ
シーバ自体をしてひずみを発生させる虞れがあ
る。以上の理由から出力段信号電圧と出力段電流
を共に検知してこれら検知された信号を出力
AGC系に出力信号を低ひずみを維持するに丁度
十分なだけこれら飽和レベルを下回る値に制限す
るように結合する出力AGC系を備えることが有
利である。発明の要約本発明は補聴器の改良に関するものであり、以
下の構成を有することを特徴としている。すなわち本発明による補聴器は、入力信号を受
取りマイクロホン信号を供給するためのマイクロ
ホンと入力自動利得制御回路とを備えている。こ
の入力自動利得制御回路は、前記マイクロホン信
号を受取りこのマイクロホン信号に応答して１次
増幅信号を供給するための１次制御信号により制
御される可変利得を有する１次増幅器と、前記マ
イクロホン信号を受取りこのマイクロホン信号に
応答して２次増幅信号を供給するための２次制御
信号によつて制御される可変利得を有する２次増
幅器を有している。さらに、前記２次増幅信号が
所定レベルを越えたことを検出しそれに応じて検
出信号を出力するための閾値検出器と、前記検出
信号を受取りそれに応じてこの検出信号の一部を
前記１次制御信号として１次増幅器へ供給するた
めの可変圧縮比制御部と、閾値制御信号を供給す
るための可変圧縮閾値制御部とを有している。上
記の閾値制御信号と検出信号が共働して前記２次
増幅器のための２次制御信号を形成することによ
つて前記１次増幅器の圧縮閾値と圧縮比が独立に
制御できるように構成されている。さらに本発明
による補聴器には、前記１次増幅信号を受取りそ
れに応じて音響信号を供給するためのレシーバが
設けられている。目的本発明の目的は改良補聴器を提供することであ
る。もう一つの目的はその周波数応答に対して広
範な制御範囲をもつた補聴器を提供することであ
る。更に別の目的はその出力レベル対入力レベル
の特性に対する広範な制御範囲を有する補聴器を
提供することである。本発明の目的は、更に、広範なダイナミツクレ
ンジと、低ひずみとより一貫した動作を有し、低
い供給電圧のもとで有効に動作し、コンパクトで
信頼性があり使用上経済的で製作費が安くつく補
聴器を提供することである。本発明の以上の目的は以下の実施例に関する詳
細な説明を参照することによつてより十分に理解
されるはずである。実施例の詳細な説明系の概説第１図〜第３０図についてのべると、全体を参
照番号20として示した本発明の改良補聴器の実施
例が示されている。重要な点は、ここに図示され
た回路の多くは種々のことなる用途に使用できる
という点である。しかしながら、本発明の最も望
ましい実施例は補聴器に関するものである。その
ため、本発明は補聴器について記述したもので
る。第１図により明瞭に図示されているように、補
聴器（図示せず）は信号源もしくはマイクロホン
２２と、「圧伸器」２４、フイルタ即ち「音質調
節回路」２６ならびにそれと関連した外部制御部
２８と、入力自動利得制御（AGC）系２７なら
びにそれと関連した外部制御部３５と、主電流制
御増幅器３２（以下CCAと云う）ならびにそれ
と関連した外部制御部３４、出力信号プロセツサ
３６ならびに外部制御部３８と、レシーバもしく
は出力トランスジユーサ４０とを備えている。いくつかの図において、選択された回路部品の
まわりに破線が引かれている。かかる回路部品の
区分けは幾分恣意的にかつ本発明を理解する上で
役立つように行つたものである。第１図と第２図に示すように、マイクロホン２
２は空気中の音信号を受信してそれに応じて第１
図と第２図に太線として示した信号路４２に沿つ
て電気信号を伝達する。或る回路部品は回路部品
の動作に制御することによつて現実の信号それ自
体よりむしろ電気信号に間接に制御する。かかる
回路部品からの信号は第１図と第２図に示した細
線４４によつて示された制御路を介して送られ
る。マイクロホン２２により発生させられた電気信
号は比較的小さな振幅をもち、圧伸器２４により
受信される。圧伸器２４は入力電流制御増幅器４
６と、「圧伸」検出器４８と、「圧伸」フイルタ５
０と、入力電流制御増幅器制御部５２を備え、電
流制御増幅器４６の利得を変化させる。電流制御増幅器４６は単に所定の方法でマイク
ロホン信号の振幅を大きくするだけで、以後は補
聴器回路２０の残部によつて処理される。「圧伸」
検出器４８は、電流制御増幅器４６の出力がフイ
ルタ２６のダイナミツクレンジ外に所定レベルを
超えたときにそれを検出する。「圧伸」検出器４８が電流制御増幅器４６から
のかかる大きな信号を検出したとき、それは信号
を「圧伸」フイルタ５０に送る。「圧伸」フイル
タ５０は平滑化された圧伸検出信号を発し、該信
号は電流制御増幅器制御部５２と、主電流制御増
幅器制御部６８（以下CCA制御部６８と称する）
と、２次CCA制御部７０６の双方によつて受信
される。その後、入力電流制御増幅器制御部５２
は、それが入力電流制御増幅器４６に供給する制
御電流を少なくし増幅器４６によつて実行される
増幅度を小さくする。入力電流制御増幅器制御部５２からの制御電流
は、「圧伸」フイルタ５０から受ける信号の振幅
に対して指数関数的な関係を有する。主CCA部
６６が受けとる制御電流は入力CCA４６に対す
る制御電流に対して逆比例している。主CCA６
６の利得はそのため入力CCA４６の利得に逆比
例する。このようにして系全体の利得は一定であ
るが音質制御回路２６内のフイルタはより狭いダ
イナミツクレンジの信号レベルに対して動作す
る。電流制御増幅器４６の出力は音質制御回路２６
に供給される。音質制御回路２６は、４極高域フ
イルタ５６に信号を供給する４極低域フイルタ５
４を備える。二つのフイルタ５４，５６はそれぞ
れポテンシヨメータ、もしくは制御部５８，６０
によつて制御される。ポテンシヨメータ、５８，
６０の設定調整が低域フイルタ５４と高域フイル
タ５６が受信信号に実質的な影響を与えはじめる
ときの周波数を決定する。低域フイルタと高域フイルタ５４，５６からの
信号は可変スロープフイルタ６２に供給され、該
フイルタ６２は更に信号の周波数スペクトルを成
形する。可変スロープフイルタ６２は高周波信
号、低周波信号を更に減衰するか、あるいは全周
波数を等しく通過させるように調節することの可
能な可変スロープ制御部６４に２つの信号を供給
する。可変スロープ制御部６４は入力AGC回路２７
と主増幅器３２に対して信号を供給する。主増幅
器３２は主電流制御増幅器６６と主電流制御増幅
器制御部６８を備える。２つの外部調整部すなわ
ち使用者の操作によるボリユーム制御部７０と、
フル・オン利得制御部７２は主電流制御増幅器制
御部６８に相互接続される。制御部６８はまた主
電流制御増幅器６６の利得を制御するために使用
される圧伸器２４と、出力信号プロセツサ３６
と、入力AGC系２７から入力を受取る。かくして、圧伸器２４が動作している時、それ
は主電流制御増幅器制御部６８に一つの信号を送
り、主増幅器３２に対する入力がそれが入力電流
制御増幅器４６により圧縮されたのと同じ程度に
伸張されるようにする。主電流制御増幅器６６が示す利得レベルは、使
用者の操作によるボリユーム制御部７０の設定調
整を含めて制御部６８に対する入力によつて部分
的に決定される。使用者の操作式ボリユーム制御
部７０をフル・オンにしたとき得られる最大利得
はフル・オン利得制御部７２の設定調整によつて
部分的に確定される。入力AGC系２７は２次
CCA７００と、AGC検出器７０２と、AGCフイ
ルタ７０４と、２次CCA制御部７０６と、AGC
閾値制御部７１０とAGC CR（圧縮比制御部）７
１２とを含むそれに関連する外部制御部３５を備
えている。更に、主CCA６６と、主CCA制御部
６８の一部を含む主増幅器３２の諸部分が使用さ
れている。入力AGC系は帰還系を使用して制御信号を形
成し、この制御信号は主CCA６６に順方向に送
られる。２次CCA７００は可変スロープ制御部
６４からの信号を増幅し、この増幅された信号を
AGC検出器７０２に送る。AGC検出器７０２
は、２次CCA７００の出力がAGC検出閾値レベ
ルと呼ばれる所定レベルを超えたときにそれを検
出する。 AGC検出器７０２が閾値レベルに達する、も
しくはそれを超える入力によつてトリガされる
と、それはAGCフイルタ７０４に一つの信号を
送り、そのフイルタは２次CCA制御部７０６に
供給される平滑化されたAGC検出信号（Vclと呼
ぶ）を発する。２次CCA制御部７０６は２次
CCA７００に対して制御電流を供給し、その利
得を制御する。この制御電流は平滑検出信号
（Vcl）と、外部制御部と、AGC閾値制御部７１
０によつて制御される。検出信号（Vcl）は制御
電流を小さくし、そのことによつて２次CCA７
００の利得が小さくなつてその出力信号の振幅が
AGC検出閾値レベルを実質的に超えないように
する。 AGC検出器７０２をトリガするのに必要なマ
イクロホンからの信号レベルは入力AGC閾値と
呼ばれる。同様に、AGC閾値制御部７１０は入
力AGC閾値を変化させるように２次CCA７００
の利得を変化させる。２次CCA制御部７０６もまた、圧伸フイルタ
５０から反転制御信号を受取り、可変スロープ制
御部６４の出力側の存在するあらかじめ圧縮され
た信号を伸張する。このようにすると、圧伸作用
は検出信号Vclに影響を及ぼすことはなく、圧伸
器は入力AGC系によつては「見」られることは
ないであろう。もしこの平滑検出信号（Vcl）が主CCA制御部
６８に加えられると、その結果、AGC系はAGC
閾値を上廻る非常に高い不変圧縮比を有すること
になろう。可変スロープ圧縮を可能にするため
に、AGCフイルタ７０４からの検出信号（Vcl）
は可変制御部すなわちAGC CR制御部７１２を
通過する。AGC CR制御部７１２は調節可能な
検出信号部分を主CCA制御部６８に供給し、該
制御部６８は主CCA６６の利得を制御する。こ
のように、AGC閾値を超える入力レベルのばあ
い、入力AGC系が主CCA６６に対して実行する
利得低下値はAGC CR制御部７１２によつて変
化するため、閾値を上廻る入出力曲線のスロープ
を変化させることになる。主電流制御増幅器６６の出力は、出力信号プロ
セツサ３６に供給される。出力信号プロセツサ３
６はクリツパ７４と、出力増幅器７６と、出力電
流検出器７８と、出力電圧検出器８０と、AGC
検出器８６と、内部自動利得制御スイツチ８２
と、AGCフイルタ８４とを備えている。外部
AGCスイツチ８８とパワーレベル制御部９０と
は出力信号プロセツサ３６に相互接続されてい
る。クリツパ７４は主電流制御増幅器６６から受取
つた信号がパワーレベル制御部９０により設定さ
れた所定の出力レベルを上廻るのを防止する。ク
リツパ７４の出力は出力増幅器７６に送られ、２
次出力は自動利得制御検出器８６によつて検出さ
れる。出力増幅器７６は、それがレシーバ４０に送ら
れる前にクリツパ７４から受取つた信号を更に増
幅する。電流ならびに電圧の検出器７８，８０は
出力電流と電圧を検出して、出力電流もしくは出
力電圧の何れか一方がそれぞれの所定レベルを超
えたときの出力信号をAGCスイツチ８２に供給
する。自動利得制御スイツチ８２は外部AGCスイツ
チ８８と共にスイツチオンすることができる。電
流および（または）電圧検出器７８，８０からの
信号、もしくは自動利得制御検出器８６からの信
号は回路２０の出力が大きすぎることを意味す
る。かくして、かかる信号は自動利得制御フイル
タ８４に伝送され、該フイルタ８４はこれらの信
号を平滑化し結合しそれらを主電流制御増幅器制
御部６８にフイードバツクさせ、主電流増幅器６
６がその時作動中の利得値を小さくする。出力増幅器７６からの信号はレシーバ４０に加
えられ、該レシーバ４０は電気信号を音に変換す
る。この音はその後補聴器着用者によつて聞きと
られることになる。系構成本発明の系の利点の多くは、種々の部品の構成
もしくは配置から生ずるものである。特に、電圧
制御フイルタの対向側に圧縮回路と伸張回路が配
置されて系のダイナミツクレンジを大きくする。
更に、固定利得出力段もしくは出力増幅器７６前
には調節可能なピーククリツピング回路もしくは
クリツパ７４が配置される。その結果、非対称形
のクリツピングや出力段バイアス電流に対する感
度の如き、出力段の出力で調節可能なクリツピン
グを可能にするという先に述べた設計問題は回避
することができる。更に、調節可能な出力自動利得制御回路が固定
利得出力段の前に配置される。その結果、出力自
動利得制御部をクリツパ７４に接続しパワーレベ
ル制御部９０にAGCと非AGC方式の両方におけ
る出力制限レベルを決定させることができる。更
に、補助的自動利得制御部は出力段で出力電圧検
出系と出力電流検出系８０，７８の双方を使用す
る。出力段の出力に固定振幅検出系を追加すること
によつて、出力自動利得制御部を使用中出力段か
らの大きな歪んでいない最大出力レベルを安全に
得られるようにすることができる。これは出力段
利得と共に出力段の入力に生ずる検出レベルの許
容差のために出力レベル制御部が最大値に設定さ
れたときに出力段中に生ずるクリツピングを防止
するために検出レベルを低く設定する必要がない
からである。その代わり、検出レベルは出力増幅
器の振幅の安全な利用を実質的に保証するに十分
な高さに設定できい、出力段の出力側における固
定振幅の検出は出力レベル制御部が最大値に設定
されたとき出力段の入力側での検出を不要にす
る。出力電圧検出は出力段トランジスタのコレクタ
−エミツタ間電圧が飽和状態に近づくと出力自動
利得制御部を単にトリガすることによつてクリツ
ピングとその結果生ずるひずみを防止する。出力電力検出は受信機に分配される電流を監視
すると同時に、所定の電流制限値を超えたばあい
に出力自動利得制御部をトリガする。このことは
ハイパワーの補聴器である実施例において大きな
利益を有する。受信機の設計技術の現在の状況は
ある周波数のもとで平均インピーダンス値に比較
して非常に低く低下する広く変動するインピーダ
ンス対周波数を有する受信機を生産している。受
信機が公称インピーダンスを示す最大レベルに受
信機を駆動することのできる増幅器によつて駆動
されたとき、受信機は、受信機インピーダンスが
ずつと低い周波数帯域で低ひずみ動作のための受
信機自身の電流制限値を超過するかあるいは、同
様にひずみを大きくするおそれのある増幅器の線
形動作の何れかを超過するような過大電流を増幅
器から引受ける。このため、電流と電圧の検出部
を両方有するばあいには系の周波数領域全体にわ
たつて増幅器−受信機系の最大出力性能を使用す
ることになる。更に、入力自動利得制御回路は圧縮閾値を圧縮
比を独立に調節する方法を使用しており両調節間
の相互作用なしにこれらの要素のそれぞれを正確
に調節することができる。更に、入力自動利得制御回路のためのレベル検
出部は音質（もしくは周波数成形）制御部２６の
後でしかも利得制御前部に配置される。出願人は
かかる構成はAGC系が最終的に受信機に供給さ
れる信号によつて動作し補聴器２０の着用者によ
つて「聴取する」ためにより望ましい信号を与え
るということを発見した。他の構成のばあい、
AGC系はフイルタもしくは音質制御部によつて
まだ成形されていない信号によつて動作する。通常のばあい、フイルタを通過しない、従つて
補聴器によつて増幅されるように意図されていな
い音信号の選択され周波数は補聴器の動作に影響
を及ぼさないことが望ましい。本発明のAGC系
はかかる信号によつて動作しないため、それらが
フイルタによつては有効に減衰されないため、か
かる外生ノイズはAGC系の動作に重要な影響を
及ぼすことはないであろう。そのため、例えば、重機械により発せられた低
周波音の如き周波数信号がフイルタによつて実質
的に減衰されるようにフイルタを調節することが
できる。もしAGCレベルの検出がフイルタ前において
行われるならば、これらの信号はAGC系をして
応答させ高い周波数の所望信号のための利得を小
さくするおそれがあろう。しかしながら、本発明
のAGCはフイルタ通過域外にあるときこれら低
周波信号に対して応答させることはないであろ
う。更に、主電流制御増幅器は諸信号の複合である
制御信号を使用している。複合信号は補聴器の異
なる部分からの複数の入力に由来するものであ
る。信号は圧伸器２４と、入力AGC系２７と、
出力信号プロセツサ３６と、使用者操作によるボ
リユーム制御部７０と、フル・オン利得制御部７
２からの信号から構成される。かかる複合信号を
使用することによつて、一連の増幅器でなく、単
一の電流制御増幅器６６を使用することができ
る。このことによつて回路をより割安に作ること
ができるとともに、発生するノイズと回路の複雑
さを減ずることができる。補聴器回路２０は異なる複数の小回路から構成
される。全体の補聴器回路２０のためのこれら小
回路のうちの幾つかは以下に個別的に詳しく論ず
ることにする。調節可能な状態変数フイルタ第３図ないし第１４図についてみると全体を参
照番号410で示した改良された調節可能な２極状
態変数フイルタに関するものである。第３図にし
めしたフイルタは単位利得和差増幅器４１１と、
それぞれがそれぞれコンデンサ４２４，４２６を
負荷したコンデンサ負荷相互コンダクタンス演算
増幅器（OTA）４１６，４１８を備えた第１と
第２の可変積分器４１３，４１５と、第１と第２
の帰還線４２０，４２２と、入力端子４２８と、
アース線４２９と、高域フイルタ帯域通過フイル
タおよび低域フイルタ出力端子４３０，４３２，
４３４を備えている。入力端子からの入力信号は和差増幅器４１１に
対する正入力である。第１の帰還線４２０は第２
の正入力であり、第２の帰還線４２２は負入力で
ある。和差増幅器４１１の出力は回路４１０の残
余と相俟つて和差増幅器４１１の出力側に高域通
過信号を生じさせる。増幅器４１１の出力は高域フイルタ出力端子４
３０に相互接続される。該出力側は同時に第１積
分器４１３の負入力側にも相互接続される。第１
積分器４１３は高域フイルタ信号を受取り、それ
に応じてその出力に、帯域通過信号に対応し帯域
フイルタ出力端子４３２に相互接続された第１積
分信号を供給する。それはまた、この信号を第１
の帰還線４２０に供給し、正入力の一つを和差増
幅器に供給する。第１積分器４１３の出力は同様にして第２積分
器４１５に入力として供給される。それに応じて
第２積分器４１５は出力低域フイルタ端子４３４
と第２帰還線４２２に供給される出力を供給す
る。第２帰還線４２２が和差増幅器４１１に対し
て負入力を供給するとはいうまでもない。理想OTAの動作は次の式によつて与えられる。 gm＝ｈ（Ix）但し、gmはOTAの相互コンダクタンス（ある
いは利得）、ｈは特定のOTAの定数、IxはOTA
に供給される制御電流。OTAの出力電流は次の
式により与えられる。 i_putput ＝gm［（V⁺）−（V^-）］但しi_putputは出力電流、V⁺とV^-とはそれぞれ
OTAの差動入力側に印加される正負電圧値であ
る。第２２図にはバイポーラトランジスタを使用
した簡単なOTAが示されている。電流ミラー負
荷と差動対用のエミツタ電流を供給する電流源Ix
を備えた差動トランジスタ対を含むこの構成のば
あい、gm＝Ix／2V_Tである。但し、V_Tは温度＝
KT／qeの等価ボルトである。例えばR.グレイ＆
R.マイヤー著「アナログ集積回路の解析と設計」
（ジヨンウイリー＆サンズ社、1977年）を参照
されたい。フイルタの出力信号がフイルタに加えられる任
意の入力信号に対していかなる関係を有するかを
示すためのフイルタのための等式が与えられるこ
とが多い。かかる等式は「伝達関数」として知ら
れている。一般にいつてコーナ周波数を越える信
号の減衰対周波数曲線の勾配が急であればある
程、フイルタに対する伝達関数の「極数」は多く
なる。極は理論的伝達関数の分母が与えられた入
力信号周波数のばあいに実質的に零に達する位置
を規定するものである。第３図に示した回路の出力を示す等式を以下に
列挙する。単位利得和差増幅器：V₂＝V₁＋V₃−V₄ 可変積分器：V₃＝−（gm₁／jwC₁）V₂ V₄＝（gm₂／jwC₂）V₃ 但しｊ＝−１，ｗ＝信号周波数の２倍高域フイルタ：V₂／V₁＝
−W₂／Wo²−W²＋（jW）（Wo）／Ｑ帯域フイルタ：V₃／V₁＝
−（jW）（Wo）／Wo²−W²＋（jW）（Wo）Ｑ低域フイルタ：V₄／V₁＝
Wo₂／Wo²−W²＋（jW）（Wo）／Ｑ但し、

【式】 Woは特定周波数として知られており、Ｑはキ
ユー（もしくは減衰率の逆数）として知られてい
る。 gm₁＝hIx₁ ；およびgm₂＝hIx₂ 但し、ｈは特定の相互コンダクタンス増幅器の
定数である。もしC₁＝C₂＝Ｃとすると、Wo＝（ｈ／Ｃ）√
Ix₁Ix₂またＱ＝√₂ ₁となる。本発明は抵抗器を用いずに最小限の数の部品を
使用して実施することが可能である。更に、フイ
ルタの特性周波数とキユーは、第１と第２の
OTA、416，418の相互コンダクタンスを設定す
るIx₁とIx₂の大きさとその間の比を変えることに
よつて変化させることができる。本発明は第３図に示した実施例以外のものによ
つて実施できることはいうまでもない。そのため
他の実施例を第４図と第５図に示してある。同様にして、第３図に示した和差増幅器４１１
と、積分器４１３，４１５、および制御回路は
種々の実施例のものを示すことができる。単位利
得和差増幅器の３つの相異なる、しかし等価的な
図が第６図、第７図および第８図に示されてい
る。第６図は２つの正入力端子と１つの負入力端
子を有する和差機能の記号図である。出力電圧
Vdは入力と以下の如き関係を有する。Vd＝Va
−Vb＋Vcこの図は第３図において４１１の番号
を付けてある。第７図は制御電流IxaとIxbが相互コンダクタ
ンス値gmaとgmbを設定する演算相互コンダクタ
ンス増幅器４１２，４１４を用いてこの機能を実
現したものでる。もしIxa＝Ixbならばgma＝
gmb＝gmとなる。もし増幅器４１４の出力側に対する負荷が無視
できる（すなわち、出力電流が非常に小さい）な
らばi_pa＝−i_pbとなり、gm（Va−Vb）＝−gm（Vc
−Vd）となり、Vd＝Va−Vb＋Vcとなる。第８図は第２２図に示した２つのOTAが簡単
な形に組合わされた第７図のトランジスタ回路で
ある。第８図において、トランジスタ４７２，４
７４のコレクタ電流の差（ia−ib）とトランジス
タ４８０，４７８のコレクタ電流間の差（ic−
id）はそれぞれの差は第７図の電流ioaとiobに対
応する。これらの差は第２２図に構成したような
差動NPN対の標準的なPNP電流ミラー負荷によ
つてつくりだすことができる。しかしながら、第
７図においてioaとiobとは合算される、それ故、
ioa＋iob＝（ia−ib）＋（ic−id）となり、それは
ioa＋iob＝（ia＋ic）−（ib＋id）となるように再構
成することが可能であり、それはトランジスタ４
７４と４７８のコレクタ電流が最初に（並列接続
することによつて）合算され、その入力がトラン
ジスタ４７２と４８０のコレクタ電流の（並列接
続による和である単一のPNP電流ミラーの出力
電流と結合されるということを示す。かくして唯
一つのPNPミラー（２コレクタトランジスタ４
９６）だけしか必要でない。同様にして、３種の異なる、しかし等価的な可
変積分器が第９図と、第１０図および第１１図に
示されている。例えば第９図に示した差動可変積
分器の記号図のばあい、出力は次式で与えられ
る。時間領域のばあい Vc＝KIx〓（Va−Vb）dt 但し、Ixは制御電流でＫは比例数である。周波数領域のばあい Vc＝（KIx／iw）（Va−Vb）第１０図に示した積分器はコンデンサ負荷を有
するOTAである。OTAの出力電流は次の式で与
えられる。 io＝gm（Va−Vb）；但しgm＝hIxコンデンサ
の電圧はコンデンサを流れる電流の時間積分に等
しい。すなわち周波数領域のばあいVc＝jo／
jWcとなる。それ故他に負荷を有しないコンデン
サを有するOTAを負荷すると Vc＝gm／jWC（Va−Vb）＝hIx／jWC（Va−Vb）となる。第１１図に示した積分器のばあい、第２２図に
示した等価トランジスタを有するOTAが実現さ
れた。式を以下に示す。 gm＝Ix／2V_T 外部負荷が存在しないと電流ioはすべてコンデ
ンサ内に流れる。 Vc＝（Ix／2V_T）（１／jWC）（Va−Vb）最後に、第１２図と第１２ａ図には制御回路の
第１と第２の実施例５０１，５０３が示されてい
る。第１２図に示した制御回路５０１の実施例は
Iwで示した周波数制御電流を受取り、それぞれ
それに関連した制御電流Ix₁とIx₂を供給する。制
御回路５０１は相互に接続されたベースとコレク
タを有するトランジスタ５０５を備える。トラン
ジスタ５０５はトランジスタ５０５のベースとコ
レクタに加えられる周波数制御電流に関連したベ
ースエミツタ間電圧をつくりだす。制御回路５０１はまた、第１と第２の制御トラ
ンジスタ５０７，５０９を備える。トランジスタ
５０７，５０９はそれぞれトランジスタ５０５に
よつてつくりだされたベース・エミツタ間電圧を
受取り、それぞれIx₁とIx₂で示したコレクタ電流
を供給する。第１２図に示すように、トランジスタ５０７〜
５０９はそれぞれ単一の素子となつている。第
１，第２の制御トランジスタ５０７，５０９のコ
レクタ電流は、それぞれ、制御電流Iwにほぼ等
しいトランジスタ５０５のコレクタ電流のn₁倍と
n₂倍である。このことはセミカスタム集積回路上
に得られるほぼ同一のトランジスタだけを用いて
第１制御トランジスタ５０７の代わりにn₁個の素
子を並列に接続し、第２制御トランジスタ５０９
の代わりにn₂個の素子を並列に接続することによ
つて達成することができる。その代わりに、トラ
ンジスタ５０５と第１，第２の制御トランジスタ
のエミツタ領域は互いに、それぞれ１：n₁：n₂の
関係をとることができる。従つて、もしトランジスタ５０５，５０７，５
０９がそれぞれ高電流増幅特性（“ベータ”）を有
するならばIx₁＝n₁Iw，Ix₂＝n₂Iwとなる。電流
Ix₁とIx₂はそのときフイルタのコーナ周波数が周
波数制御電流Iwに線形の関係をもち周波数制御
電流がそれぞれ変化するときにＱが一定にとどま
るようにフイルタの動作を制御する。第１２ａ図に示した制御回路５０３の実施例は
Vwで表わした周波数制御電圧を受取り、それぞ
れに関連した制御電流Ix₁とIx₂を供給する。制御
回路５０３は第１と第２のトランジスタ５１１，
５１３を備える。各トランジスタは周波数制御電
圧をうけとるためのベースを備える。その後トラ
ンジスタ５１１，５１３はそれぞれコレクタ電流
Ix₁とIx₂を供給する。更に、二つのトランジスタ５１１，５１３のコ
レクタ電流は基準電流の倍数とすることができ
る。第１２ａ図にn₁とn₂で表わしたかかる倍数は
同様のトランジスタを並列に使用するか、あるい
はトランジスタ５１１，５１３のエミツタ・べー
ス接合領域を制御することによつて実現すること
ができることはいうまでもない。コレクタ電流Ix₁とIx₂は先に述べたようにフイ
ルタを制御する。これらの電流は以下の等式によ
り実質上記述することができる。 Ix₁＝n₁Is exp（Vw／V_T） Ix₂＝n₂Is exp（Vw／V_T）但し、V_Tは先に定義したように再びトランジ
スタの熱電圧であり、IsはIC工程と温度に依存す
る定義である。しかしながら、単一の集積回路上
に形成されたトランジスタどうしが良く整合する
点に注意されたい。そのためIx₂のIx₁に対する比
はn₂／n₁となる。 Ixを十分に制御するために、Vwは同一チツプ
上の調節器から得るべきである。例えば、第２４
図に示した可変基準出力を有する調節器を参照さ
れたい。その時、電流Ix₁とIx₂はフイルタのコーナ周波
数が周波数制御電圧Vwと指数関数的な関係を有
し、周波数制御電圧が変化する時にキユーが一定
にとどまるようにフイルタの動作を制御する。２
極バツタワースフイルタのばあい、Ｑ＝1/2とな
るC₁＝C₂＝ＣのばあいＱ＝√₂ ₁となる。
Ix₁＝2Ix₂のとき定義によりＱ＝1/2で、フイルタ
典型的なバツタワース応答を与える。この条件の
下では Wo＝（ｈ／Ｃ）Ix₂√２となる。第１３図と第１４図により詳しく示されている
ように、本発明は２極フイルタ４１０を備える。
第１３図にフイルタ４１０、すなわち高次フイル
タの基本的構成ブロツクがより詳細な形で示され
ている。この図では第７図に示した単位利得和差
増幅器の表示が第３図に示した単位利得和差増幅
器具４１のより一般的な表示にて示されている。第１４図にはフイルタ４１０のより詳細な形が
示されている。この図では、第８図に示した単位
利得和差増幅器４１１の表示と、第１１図に示し
たコンデンサを負荷した相互コンダクタンス演算
増幅器４１３，４１５の表示が第３図に示したよ
り一般的な表示に示されている。各コンデンサの一方側が交流アース線に相互接
続されている点に注意されたい。全コンデンサの
一端は共通の接続点に接続されている。その結
果、パツド接続の数は少なくなつている。２極フイルタ４１０は、もちろん、第１５図と
第１６図に示されるようにタンデム形に相互接続
して、それぞれ４極高域フイルタもしくは４極低
域フイルタを実現するようにすることができる。
第１７図と第１８図にはかかるフイルタと共に使
用することのできるフイルタ制御回路が示されて
いるが、それらは第１２図と第１２ａ図の２極制
御回路と同じで制御電流Ix₃とIx₄を第２の２極フ
イルタ部分に供給するためにxn₃とxn₄で表わし
たトランジスタを追加している。そのため、第１
６図の４極低域フイルタのばあい、低域フイルタ
端子４３４は第３図に示したフイルタと構造的に
類似したもう一つのフイルタの入力線に相互接続
されている。この第２の２極フイルタの低域フイ
ルタ出力端子は、その時、４極の低域フイルタ応
答を供給する。同様に、フイルタ４１０の高域出力端子４３６
は第２フイルタの入力端子に相互接続することが
できる。（第２フイルタが第３図に示したフイル
タと構造的に類似していることはいうまでもな
い）そのとき、第２フイルタの高域フイルタ出力
端子は４極の高域応答を与える。第３図に示した
ような２個のフイルタもまた、同様にして相互接
続して４極の帯域応答を供給するようにすること
ができるのはいうまでもない。２個の縦続接続した２極フイルタから構成され
た４極のバツタワースフイルタのばあい、 W₁＝W_p Q₁＝0.5411 W₂＝W_p Q₂＝1.306 縦続接続の順序は周波数応答には影響を及ぼさ
ない。もしC₁＝C₂＝C₃＝C₄≡Ｃとすると、電流値は
Ix₂／Ix₁＝Q₁ ²＝0.2928、 Ix₄／Ix₃＝Q₂ ²＝1.706 W₁＝W₂＝（ｈ／Ｃ）√₁ ₂＝（ｈ／Ｃ）√₃
Ix₄ Ix₁（0.5411）＝Ix₃（1.306） Ix₁／Ix₃＝2.414 となるように設定できるが、それは電流Ix₁，
Ix₂，Ix₂、およびIx₄との間の正確な整数比を与
えることはできない。これらの比は、カスタム集
積回路設計において、トランジスタXn₁ないし
Xn₄のエミツタ・ベース接合領域が非整数比でつ
くれないばあい、得ることができる。４極バツタワースフイルタを整数比に近づける
ために Ix₁＝3Ix₂ Q₁＝√１３＝0.577 2Ix₃＝Ix₄ Q₂＝√２１＝1.414 Ix₂＝Ix₃ w₁＝w₂＝（ｈ／Ｃ）Ix₂√３／（ｈ／Ｃ）I
x₃√２＝1.225 とする。多くのばあい、これはバツタワース応答に対す
る許容可能な近似値である。それは整数のトランジスタを並列に接続するこ
とによつて標準的な集積回路上に実現できる整数
倍の選択電流によつて得ることができる。近似値
として、Iwを単一の制御回路トランジスタによ
つて供給される制御電流としよう。そのばあいに
は、 Ix₁＝(7)（Iw），Ix₂＝(2)（Iw）， Q₁＝√２７＝0.5345 Ix₃＝(3)（Iw），Ix₄＝(5)（Iw）， Q₂＝√５３＝1.291 w₁／w₂＝（ｈ／Ｃ）Iw√14／（ｈ／Ｃ）Iw√15＝0.9661 低域フイルタと高域フイルタ５４，５６の出力
は可変スロープフイルタ６２に供給される。フイ
ルタ５４，５６，６２は回路２０の周波数応答を
修正するから全体として音質制御部を呼ぶことに
する。可変スロープフイルタ６２補聴器回路２０は、更に低素子カウントと、全
体的に可変スロープフイルタ６２として述べられ
る連続的に変化するスロープ応答成形器を備えて
いる。入力信号に対するフイルタ６２の応答は高
域フイルタから平坦応答を経て低域フイルタへと
連続的に変化する。第２５図に示すように、フイ
ルタ６２は入力端子１７８と、アース線１８０
と、第１，第２，第３の相互コンダクタンス増幅
器１８２，１８４，１８６と、低域フイルタ、可
変スロープならびに高域フイルタ出力端子１８
８，１９０，１９２と、ポテンシヨメータ１９４
と、コンデンサ１９６を備える。ポテンシヨメー
タ１９４は第２図に示した可変スロープ制御部６
４である。フイルタ６２は入力端子１７８で入力信号を受
けとる。第１相互コンダクタンス増幅器１８２は
第１もしくは正入力側と第２もしくは負入力側１
９８，２００と出力側２０２を備える。増幅器１
８２の正入力側は入力端子１７８に相互接続さ
れ、入力信号を受けとる。それに応じて増幅器１
８２はその出力側２０２で第１相互コンダクタン
ス信号を供給する。第１相互コンダクタンス増幅器１８２の出力側
とアース線１８０との間にはコンデンサ１９６が
接続されている。第１相互コンダクタンス増幅器
１８２に対する第２のすなわち負入力２００はそ
の出力側２０２に接続されている。高周波入力信
号はコンデンサ１９６を経てアースに分路され
る。そのため、増幅器１８２とコンデンサ１９６
は単極低域フイルタを形成する。第２相互コンダクタンス増幅器１８４もまた、
第１（すなわち正）入力側２０４と第２（すなわち
負）入力側２０６と出力側２０８を備える。第１
入力側もまた入力端子１７８に接続される。第２
入力側２０６は第１相互コンダクタンス増幅器２
０２の出力側２０２に接続されている。第２相互
コンダクタンス増幅器の出力側２０８は高域フイ
ルタ端子１９２に接続されている。第３相互コンダクタンス増幅器１８６は第１
（すなわち正）入力側２１０と第２（すなわち負）
入力側２１２と共に出力側２１４を備える。第１
入力側２１０は基準電圧に接続される。出力側２
１４と第２入力側２１２は第２相互コンダクタン
ス増幅器１８４の出力側２０８と高域フイルタ端
子１９２とは相互接続されている。第３増幅器１８６は増幅器１８４の電圧利得が
Av₂＝gm₂／gm₃となるようにほぼ１／gm₃の負
荷インピーダンスを第２増幅器１８４に与える。
もしgm₂とgm₃が等しく設定されると、Av₂＝１
となる。この能動負荷法はその非線形特性が負荷
される増幅器の非線形特性をほぼ補完する負荷を
増幅器に設けることによつて高信号振幅に対して
より良い線形特性をつくりだす。ポテンシヨメータ１９４は摺動子２１６を備え
る。ポテンシヨメータ１９４の端部端子はそれぞ
れ高域フイルタと低域フイルタ端子１８８，１９
２に相互接続され、可変スロープ端子１９０はポ
テンシヨメータ１９４の摺動子２１６に相互接続
される。ポテンシヨメータ１９４の一端から他端
に摺動子２１６を動かすことによつてフイルタ６
２の出力は低域フイルタのそれから高域フイルタ
のそれへ次第に変化する。中央部にあるとき、端
子１９０は程良く平坦な応答出力を供給する。低
域フイルタ端子１８８と入力端子１７８の電圧の
比は以下の式によつて与えられる。 V_OUT／V_io＝１／１＋（jw）ｃ／gm1 但し、ｊ＝−１、Ｗは信号周波数の２倍、Ｃは
コンデンサ１９６の値、gm₁は第１相互コンダク
タンス増幅器１８２の相互コンダクタンスであ
る。低域フイルタは次式に示すコーナ周波数cを有
する。 c＝gm₁／2πC 但し、gm₁は第１相互コンダクタンス（もしく
は増幅器）１８２の利得で、Ｃはコンデンサ１９
６の値である。もし第２，第３の相互コンダクタ
ンス増幅器１８４，１８６の利得がほぼ等しけれ
ば、高域フイルタ端子電圧は入力端子電圧から低
域フイルタ端子電圧を差し引いたものに等しくな
る。入力電圧で割つた高域フイルタ端子電圧の比は
次の式で与えられる。 V_OUT／V_io＝（jw）ｃ／gm1／１＋（jw）ｃ／gm1 このフイルタのコーナ周波数もそのときc＝
gm₂／2πCの周波数値である。ポテンシヨメータ１９４は回路上の抵抗器の負
荷を小さくするために低域フイルタと高域フイル
タの出力端子１８８，１９２において見られる出
力インピーダンスと比較して比較的大きな値を有
する。かかる負荷が理想的な高域フイルタと低域
フイルタ応答からの偏差を生じさせることはいう
までもない。摺動子２１６における出力は高域フ
イルタ端子電圧と低域フイルタ端子電圧との可変
加重和である。フイルタ１７６はコンデンサ１９６とポテンシ
ヨメータ１９４の２個のデイスクリート部品だけ
を使用するのが望ましい。そのようにして本願発
明の実施例は所要素子と回路の大きさを小さくす
るものである。更に、フイルタ６２は高域フイルタ出力と低域
フイルタ出力の両方を同時に考慮している。更
に、ポテンシヨメータ１９４を変化させると、中
央点の「平坦な」設定部における全周波数に若干
の減衰が存在するために定ボリユームに近づく。
中央点から制御部を回転していくと同時に周波数
スペクトルの一端における出力が小さくなる一
方、周波数スペクトルの反対端における出力が大
きくなる。差動電圧閾値検出器（例えば「圧伸」検出器４
８；AGC検出器７０２；AGC検出器８６）「圧伸」検出器４８は入力電流制御増幅器４６
により送出された電圧が「圧伸」回路が動作する
に十分に増大したことを判定する必要がある。
「圧伸」検出器４８は適切な動作のために数十ミ
リボルトの範囲の非常に小さな電圧を正確に検出
する必要がある。そのため、感度の高い電圧閾値
検出回路が必要となる。従来の電圧閾値検出回路は回路が測定電圧を標
準的な基準電圧と比較する方式を用いることが多
かつた。例えば0.6もしくは0.7Vのダイオード電
圧降下が基準電圧値として多く用いられた。しか
しながら数10ｍＶオーダの感度を実現するため
に、従来方式は検出に先立つて測定信号を前置増
幅する必要があることが多かつた。この前置増幅
のために系の複雑さと規模が増加することになつ
た。更に、閾値の検出に先立つて検出すべき信号の
差動全波整流は系の複雑さを著しく増すことにな
る。そのため、第１９図に示すように、本発明は
第１と第２の端子９４，９６間の電圧差を検出
し、電圧差が所定レベルを越えたときに出力端子
９７で出力信号を供給するために差動電圧閾値検
出器９２を使用している。第１９図と第２０図に示す如く、検出器９２は
１つの差動相互コンダクタンス段９０と、第１，
第２の２個の「頂部」電流ミラー１０２，１０４
と、第１，第２の「底部」電流ミラー１０６，１
０８と、検出器１１０と、基準電流源１１５とを
備えている。差動入力側を有する差動相互コンダ
クタンス段は、それぞれベース１１２，１１４
と、コレクタ１１６，１１８と、エミツタ１２
０，１２２を有する一対の差動NPNトランジス
タ１１１，１１３の形をとることができる。エミ
ツタ１２０，１２２は（第２０図に示されるよう
なトランジスタ１１７の如き）単一の基準電流源
１１５に接続される。ベース１１２，１１４はそ
の間の電圧差が検出されるべき２つの入力端子９
４，９６に相互接続される。トランジスタ１１１はそのコレクタ１１６とエ
ミツタ１２０を経て第１電流（Iaで示す）を流
す。トランジスタ１１３はそのコレクタ１１８と
エミツタ１２２を経て第２電流（Ibで示す）を流
す。２個のトランジスタ１１１，１１３は差動対
として相互接続される。そのため、入力端子９
４，９６、従つてトランジスタ１１１，１１３の
ベース１１２，１１４の間の電圧差が電流IaとIb
の比を決定する。第１の頂部ミラー１０２は第１のトランジスタ
１１１のコレクタ１１６に接続される。第１の１
次ミラー１０２は電流Iaを検出して電流Iaの倍数
である２つの電流を送出する。第１９図におい
て、これらの電流はそれぞれXIaとYIaとして示
されている。第２の頂部電流ミラー１０４は同様に第２のト
ランジスタ１１３のコレクタ１１８に接続されて
いる。第２の１次ミラー１０４は電流Ibを検出し
て電流Ibの倍数である電流を送出する。かかる電
流はそれぞれXIbとYIbとして示されている。閾値検出器９２は第１と第２の底部電流ミラー
１０６，１０８を備える。第１の底部電流ミラー
１０６は、電流YIbを受取るように、第１９図に
示すような頂部電流ミラー１０２，１０４に接続
されている。同様にして、第２の底部電流ミラー
１０８は電流YIaを受取るように、第１９図に示
したような第１，第２の頂部電流ミラー１０２，
１０４に接続されている。電流ミラーYIbの供給に応答して第１底部電流
ミラー１０６は第２図にZYIbとして示した電流
YIbの倍数の電流を流す。電流XIaとZYIbを供給
するリードは第１接続点１２４で接続されてい
る。同様にして、電流YIaが供給される第２の底部
電流ミラー１０８は第２図にZYIaとして示した
電流YIaの倍数の電流を流す。電流XIbとZYIaを
供給するリードは第２接続点１２６で接続されて
いる。第１と第２の接続点１２４，１２６は検出
器１１０に接続されている。同様にして、検出器
１１０は論理NORゲートと類似の作用をする。
ただし、出力のタイプもしくは出力インピーダン
スが論理NORゲートのそれと異なつていても差
し支えないことはいうまでもない。その結果、電流XIaが電流ZYIbよりも大きい
かそれと等しいときに、電圧は接続点１２４と検
出器１１０の入力側で大きく変化する。同様にし
て、電圧はXIbが電流ZYIaよりも大きいかそれ
と等しいばあいには接続点１２６と、検出器１１
０の他方の入力側で大きく変化する。そのため、差動トランジスタ１１１，１１３の
ベース１１２，１１４に加えられる電圧の差が大
きな値を超えると、電圧は接続点１２４，１２６
の１つで大きく変化し、閾値検出器９２はそのた
めにその出力端子９７で電流をシンクさせること
が可能になる。かかる信号は２つの入力端子間の
電圧の差が所定レベルを超えたということを意味
する。検出器９２のトランジスタ回路構成を示すより
詳細な回路図が第２０図に示されている。第２０
図において、電流ミラー１０２，１０４，１０
６，１０８はトランジスタで形成され、電流ミラ
ー比ｘ，ｙ，ｚはそれぞれ、１，２，１に設定さ
れる。頂部ミラー１０２，１０４はそのコレクタ
にほぼ等しい電流が供給される２コレクタPNP
素子（セミカスタムIcで一般的に利用できる）に
よつて構成され、１つのPNP素子に対して必要
とされるスペース内でベースとエミツタと共に２
個のPNP素子の働きをする。上記ミラー比のば
あい、検出はIa ２IbもしくはIb ２Ibのときお
こなわれる。閾値検出器９２内の電流IaとIbの比は次の式に
よつて近似的に求めることができる。 Ia／Ib＝exp（ΔVbe／V_T）あるいはVbe＝（V_T）1n（Ia／Ib）但し、Vbeはトランジスタ１１１，１１３のベ
ース１１２，１１４間の電圧差である。検出に対
してΔVbeV_T1n(2)あるいはΔVbeV_T1n（1/2）
である。それ故、室温の下で検出はベース・エミ
ツタ電圧間の差がほぼ18ｍＶを超えたとき行われ
ることになる。かくして閾値検出器９２内の検出器１１０は、
２個の端子９４，９６に加えられる電圧の差がほ
ぼ18ｍＶを超えたときに出力信号を供給する。かくして、本発明の閾値検出器９２は差動対の
コレクタ電流の比を比較する動作をする。この構
成は他に回路を必要とせず、固有差動／全波動作
を行う。更に、ほぼ1V程の電圧源を検出器９２
を動作させるために使用することができる。圧伸系（圧伸器２４と主増幅器３２の一部を含
む）第２１図と第２２図を参照されたい。圧伸系５
１はフイルタ２６に対する入力信号振幅を制限す
るための圧縮回路１２８と、フイルタ後方の伸張
回路とを備えている。伸張回路は線形の入出力振
幅関係を回復し、過負荷とそれに続くフイルタ２
６の歪を防止することによつてフイルタのダイナ
ミツクレンジを大きくする。第２１図に示す如く、圧縮回路１２８は相互コ
ンダクタンス演算増幅器（OTA）１３２と、閾
値検出器１３４と、負荷抵抗器１３６と、帰還バ
イパスコンデンサ１３８と、検出器フイルタコン
デンサ１４０と、入力リード１４１と、利得制御
端子１５２と、アース線１４２を備えている。本
発明に使用される典型的なOTAのトランジスタ
回路構成の詳細な回路図が第２２図に示されてい
る。「伸張」回路は第２のOTA増幅器１４４と、
負荷抵抗器１４６と、反転増幅器１４８と、帰還
バイパスコンデンサ１５０と、利得制御端子１５
４を備えている。補聴器回路においては第１，第
２の増幅器１３２，１４４はそれぞれ入力電流制
御増幅器４６と主増幅器３２内に内蔵されること
が望ましい。電圧閾値検出器は上記の差動電圧検
出器９２により構成される。本発明の説明をわかりやすくするために、入力
電流制御増幅器４６と主増幅器３２は第２１図の
第１と第２の増幅器１３２，１４４に相当する。
同様にして、コンデンサ１３８，１５０は実際に
はそれぞれ第２図に示した入力CCA４６と主
CCA６６の一部を成している。また、圧伸フイ
ルタ５０は検出器フイルタコンデンサ１４０から
構成される。更に、２つの負荷抵抗１３６，１４
６が第２１図にデイスクリートな負荷抵抗として
象徴的に示されているが、第２図に示した増幅器
４６，３２はこれらの抵抗を備えている。更に、
トランジスタ１４５，１４７は電圧制御指数関数
電流源に相当する。かくして、トランジスタ１４
５は入力CCA制御部５２の機能を実行しトラン
ジスタ１４７は、反転増幅器１４８と共に、主
CCA制御部６８の働きの一部を実行する。指数
関数電流源は更に以下の節において説明する。例
えば第２３図を参照されたい。入力リード１４１に対して入力信号が加えられ
る。その後、信号は第１増幅器１３２によつて増
幅され、電圧制御フイルタ１３１に供給される。
第１増幅器１３２によつて供給される信号が電圧
制御フイルタ１３１の適当なダイナミツクレンジ
を超える程大きければ閾値検出器１３４がそれを
検出する。もし事態がその通りであれば、閾値検
出器１３４が第１増幅器１３２の利得制御端子１
５２と伸張回路１３０の双方に対して利得制御信
号を送出する。利得制御端子１５２を介して供給された信号は
第１増幅器１３２の利得を小さくする。かくし
て、例えば第１増幅器１３２の出力が18ｍＶの如
き所定振幅を超えたことを検出すると、閾値検出
器１３４はトランジスタ１４５のベース１４９に
対して信号を送出する。今度は、トランジスタ１
４５が（ベース１４９に加えられる制御電圧に対
して指数関数的関係を有する）Ix₁を第１増幅器
１３２の利得リード１５２に対して供給する。従
つて、第１増幅器１３２の出力は所定振幅を大幅
に上まわらないレベルにまで小さくされる。第１増幅器１３２は利得制御電流（Ix₁）に比
例する利得を供給する可変相互コンダクタンス増
幅器（第２２図を参照されたい）であることが望
ましい。第１増幅器の利得はgm₁と呼ぶことにす
る。検出器１３４がトリガされないばあい、gm₁
はVcがV_REFとほぼ等しくなるように、抵抗器１
４１′を介してベース１４９に加えられる利得基
準電圧（V_REF）１４３によつて決定される。第１増幅器１３２の出力は音質制御フイルタ２
６に供給され修正された後、伸張回路１３０に供
給される。第２増幅器１４４は、第１増幅器１３
２と同様に、その利得（gm₂）がトランジスタ１
４７によつて供給されるIx₂によつて制御される
利得制御リード１５４を有する相互コンダクタン
ス増幅器であることが望ましい。反転増幅器１４８はトランジスタ１４５のベー
ス１４９に加えられると同じ信号を受けとり、こ
の電圧（Vc）とV_REFとの間の差を反転しV_EX＝
V_REF＋（V_REF−Vc）となるようにトランジスタ１
４７のベースリード１５１に信号V_EXを供給す
る。その後、第２増幅器１４４は第１増幅器１３
２に供給される利得制御信号の反転信号を受けと
る。従つて、第２増幅器１４４（gm₂）の信号に
よつて与えられる利得制御「機能」は第１増幅器
によつて与えられる機能に逆になる。かくして、
利得gm₂と、利得gm₁とを乗じた積は実質上定数
に等しくなる。２つの利得のこの積は反転増幅器
１４８によつて一定に保たれる。第２増幅器１４４の出力は出力端子１４６′に
アース線１４２間に加えられる。コンデンサ１３
８，１５０はそれぞれ負荷抵抗器１３６，１４６
から取出された帰還信号を交流バイパスさせ、増
幅器１３２，１４４のためにほぼ開ループのAC
特性をもつた直流帰還を形成する。圧縮回路１２８の検出器フイルタコンデンサ１
４０は、制御電圧（Vc）、従つて利得がなめらか
に変化して増幅される信号の過度のひずみを防止
するように閾値検出器１３４の出力中の鋭いスパ
イクを平滑化する。同時にこのコンデンサは作用
開始時定数を決定し、抵抗器１４１′と共に利得
変化の復旧時定数を決定する。単一の閾値検出器４８と検出器フイルタコンデ
ンサ１４０を使用すると、入力増幅器１３２と出
力増幅器１４４の利得がほぼ同時に変化するた
め、復旧時間中にすこぶる良好な入出力過渡特性
を得ることができる。系５１は更に良好な立上り
過渡特性を提供する。差動電圧制御指数関数電流源（例えば入力電流制
御増幅器制御部５２、主CCA制御部６８、およ
びクリツパ７４の内部）第２３図に示した指数関数電流源１４８は電圧
を差動時に結合し指数関数的な関係をもつた出力
電流を発生するための手段を備えている。この電
流は同時に入力電流に対して線形の関係を有す
る。電流源１４８は複雑な制御機能を果たすため
の構成ブロツクとして使用することができる。例えば、電流制御主増幅器の制御部６８は種々
の制御機能を結合して、単一の利得制御電流を、
制御電圧の組合せに対して指数関数的な関係を有
する電流制御主増幅器６６に対して供給する。電流源１４８は第１トランジスタ１６１と、出
力トランジスタ１６３と、帰還トランジスタ１５
６を備えている。コレクタ１５８とベース１６０とエミツタ１６
２を有する第1NPNトランジスタ１６１は、第２
３図に示すような入力電流Iinを受けとり、該電
流はその後帰還トランジスタ１５６に供給され
る。入力電流を受けとることによつて、第１トラ
ンジスタ１６１は以下の式によつて与えられるベ
ース・エミツタ間電圧が加わる。 V_BE1＝V_T1n（Iin／Is）但し、Isはトランジスタの飽和電流である。出力トランジスタ１６３もまた、コレクタ１６
４と、ベース１６６と、エミツタ１６８を有する
NPNトランジスタである。第１トランジスタ１
６１と出力トランジスタ１６３のエミツタ１６
２，１６８は相互に接続されている。従つて、第
１トランジスタ１６１と出力トランジスタ１６３
とは差動対を形成することになる。帰還トランジスタ１５６はコレクタ１７２とベ
ース１７４とエミツタ１７６を有するNPNトラ
ンジスタである。帰還トランジスタのベースは第
１トランジスタ１６１のコレクタ１５８に接続さ
れている。帰還トランジスタ１５６のコレクタ１
７２は、第１トランジスタ１６１と出力トランジ
スタ１６３のエミツタ１６２，１６８に接続され
ている。第１トランジスタ１６１と出力トランジ
スタ１６３とのベース１６０，１６６間には制御
電圧（Vin）が加えられる。第１トランジスタ１６１のコレクタ１５８を流
れる入力電流（Iin）（帰還トランジスタ１５６の
負の小さなベース電流）は必然的に帰還トランジ
スタ１５６のコレクタ１７２に流れる。帰還トラ
ンジスタ１５６は第１トランジスタのコレクタ電
流が入力電流とほぼ等しくなるように第１トラン
ジスタ１６１のベース・エミツタ間電圧を制御す
る。第１と第２のベース１６０，１６６間の電圧
差の線形変化は出力トランジスタ１６３のコレク
タ１６４（I_OUT）とエミツタ１６８を流れる電流
が指数関数的に変化しなければならないというこ
とを必然的に意味する。帰還トランジスタのコレ
クタ１７２はまた出力トランジスタ１６３のエミ
ツタ１６８からの電流を受取る。Ｘは出力トランジスタ１６３のエミツタ１６８
の面積を第１トランジスタ１６１のエミツタ１６
２の面積によつて割つた比である。電流源１４８は単一の集積回路上に形成される
ことが望ましい。従つて、第１トランジスタ１６
１と出力トランジスタ１６３は所定比のエミツタ
領域を有することができる。かくして、出力電流
は次の式によつて与えることができる。 I_OUT＝Iin〔exp（V_BE2−V_BE1／V_T）〕Ｘ但し、V_BE2は出力トランジスタ１６３のベース
１６６とエミツタ１６８間の電圧、V_BE1は第１ト
ランジスタ１６１のベース１６０とエミツタ１６
２間の電圧、Ｘは出力トランジスタ１６３のエミ
ツタ１６８の面積を第１トランジスタ１６１のエ
ミツタ面積によつて割つた比である。電流源１４８は出力トランジスタ１６３のベー
ス１６６と第１トランジスタ１６１のベース１６
０との間の線形に変化する電圧に対して出力電流
を指数関数的変化を供給するものである。電流源
１４８は電流源１４８の如き付加的な電流源に対
して入力電流を供給して２つ以上の電圧の組合わ
せに出力電流を指数関数的に制御することを可能
ならしめるために使用される。それ故、かかる構
成は、電流制御主増幅器６６の利得を制御するた
めに使用することができる。同様にして、電流源
１４８は「知覚される」「音の大きさ」の線形的
な増大が音の振幅においてほぼ指数関数的増加を
必要とするために多くの他の補聴器用途において
も使用することができる。そのため、本発明のば
あい、線形ポテンシヨメータを回転することによ
つて補聴器の使用者は明白なボリユームの線形的
変化（および振幅の指数関数的変化）を実現する
ことができる。更に、本実施例はわずかの数の部品しか含まな
いため、回路をよりコンパクトにすることができ
る。更に電流源１４８は1V程度のすこぶる低い
供給電圧によつて動作することが可能である。可変基準電圧出力を有する調整器（例えば高域フ
イルタならびに低域フイルタコーナ制御部５８，
６０内部の）第２４図に示す調整器２１８は第１と第２の出
力端子２８２，２８４で一対の基準定電圧を供給
する。調整器２１８はまた上述の一対の基準電圧
間の所定範囲にわたるベース・エミツタ電圧を電
流源として使用される一連のトランジスタに供給
するために使用される可変V_Bput電圧基準出力端
子２８０を備えている。かかる調整器２１８は例
えば第１８図に示された高域フイルタならびに低
域フイルタコーナ制御回路によつて高域フイルタ
ならびに低域フイルタ５４，５６に供給された電
流をIx₁，Ix₂，Ix₃，Ix₄を正確に制御するために
使用される。特に、集積回路上では各トランジスタのコレク
タ電流が所望の大きさとなるように一つもしくは
一連のトランジスタ・ベースにバイアスをかける
ことがしばしば重要である。このことを実現する
ために所定の電流を流す基準トランジスタが設け
られる。そのとき、この基準トランジスタを駆動
するために必要な同じベース・エミツタ間電圧を
用いて適当なベース・エミツタ間電圧を供給する
ことによつて同様な電流が他の同様なトランジス
タを流れるようにする。第２４図に示すように、調整器２１８は第１と
第２の頂部トランジスタ２２０，２２２と、第１
と第２の非反転増幅器２２４，２２６と、第１と
第２の底部トランジスタ２２８，２３０と、
（Rset）２３２の最大抵抗を有するポテンシヨメ
ータと、電流基準トランジスタ２３４を備える。
PNP形の第１と第２の頂部トランジスタ２２０，
２２２は第２４図に示すように相互接続されてい
る。トランジスタ２２０，２２２はコレクタ２３
６，２３８と、相互に接続されたベース２４０，
２４２と、相互に接続されたエミツタ２４４，２
４６を備えている。第１増幅器２２４は正負の入
力側２４８，２５０と、出力側２５２を有する。
出力側２５２は２個のトランジスタ２２０，２２
２のベース２４０，２４２に相互に接続され、そ
れらを同じように駆動する。第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２
は単一のチツプ上に形成されることが最も望まし
い。かくして、それらは緊密に制御される幾何学
的形を有し、第２頂部トランジスタ２２２のエミ
ツタ２４６の面積は第１頂部トランジスタ２２０
のエミツタ２４４の面積よりもＸ倍大きい。出願
人が用いた実施例においてはＸは３である。第１頂部トランジスタ２２０をコレクタ２３６
を流れる電流をIpで示す。第２４図に示すよう
に、第２頂部トランジスタ２２２のコレクタ２３
８を流れる電流は（Ｘ）（Ip）に等しい。第１と第２の底部トランジスタ２２８，２３０
はそれぞれコレクタ２６０，２６２と、ベース２
６４，２６６と、相互に接続されたエミツタ２６
８，２７０を備える。第２底部トランジスタ２３
０のエミツタ２７０の面積は第１底部トランジス
タ２２８のエミツタ２６８の面積よりＹ倍大き
い。出願人が使用した実施例ではＹは２に等し
い。第１と第２の底部トランジスタ２２８，２３
０のコレクタ２６０，２６２はそれぞれ第２と第
１の頂部トランジスタのコレクタ２３８，２３６
に相互に接続されている。第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２３６
における電圧は第１増幅器２２４の正入力側２４
８に相互に接続され、基準電圧が第１増幅器２２
４の負入力側２５０をバイアスする。かくして第
１増幅器２２４はトランジスタ２２０のコレクタ
２３６とベース２４０間の帰還ループを形成し、
第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２３６を
流れる電流（Ipで表わす）が第２の底部トランジ
スタ２３０（I_N2で表わす）を流れる電流とほぼ
等しくなるようにする。第２増幅器２２６は正負入力側２５４，２５６
と、第１出力端子２８２を駆動する出力側２５８
を備えている。第１底部トランジスタ２２８のコ
レクタ２６０は正入力側２５４に接続され、基準
電圧が第２増幅器２２６に対する負入力側にバイ
アスをかけている。出力側２５８は、双方とも
V_BE1のベース・エミツタ間電圧を有する第１底部
トランジスタ２２８と基準トランジスタ２３４の
ベース２６４，２７４を駆動するように接続され
ている。かくして、第２増幅器はトランジスタ２
２８のコレクタ２６０とベース２６４間に帰還ル
ープを形成し、トランジスタ２２８のコレクタ電
流（I_N1）が第２頂部トランジスタ２２２のコレ
クタ電流（XIp）とほぼ等しくなるようにする。
それ故、I_N1／I_N2＝XIp／Ip＝Ｘとなる。電流基準トランジスタ２３４はコレクタ２７２
と、ベース２７４と、エミツタ２７６を備えてい
る。エミツタ２７６の面積の第１底部トランジス
タ２２８のエミツタ２６８の面積に対する比はＺ
である。（すでに示した望ましい実施例のばあい
Ｚ＝２である。）それ故、基準トランジスタ２３
４のコレクタ電流はほぼZI_N1＝2I_N1等しい。ポテ
ンシヨメータ２３２のための種々の最大抵抗値を
とれるようにＺを選ぶことができるのはいうまで
もない。端部を第１と第２の出力端子２８２，２８４間
に接続したポテンシヨメータ２３２は端子２８０
（V_Bput）に接続された摺動子アーム２７８を有す
る。電流源トランジスタ２３４のコレクタ２７２と
エミツタ２７６間の電圧（V_BE2）が第２底部トラ
ンジスタ２３０のベース２６６を駆動するために
設けられ、第２出力端子２８４において得られ
る。 I_N1／I_N2＝ＸはV_BE1−V_BE2＝V_T1n（XY）のばあい
にのみ成立可能である。但し、V_BE1とV_BE2はそれ
ぞれ第１と第２の底部トランジスタ２２８，２３
０のベース・エミツタ間電圧である。ポテンシヨ
メータ２３２の端部はベース２６４とベース２７
０との間に接続されているから、 V_BE1−V_BE2＝Rset（ZI_N1）となり、従つて、Rset（I_N1）＝V_T1n（XY）／Ｚとなる。従つて、ポテンシヨメータ２３２の摺動子上の
出力端子２８０における電圧（V_Bput）は一定範
囲の値に調節できる。頂部の最大値は第１出力端
子２８２における出力電圧に等しく、また第１底
部トランジスタ２２８全体に電流I_N1を有するよ
うにそれを駆動するに十分なV_BE1に等しい。この
同じ出力電圧はまた、それ故、補聴器回路２０内
の何処の他の同様な（「スレイブ」と称する）ト
ランジスタ（すなわち、同じエミツタ面積を有す
る）にこの電流を流す上でも十分である。ポテンシヨメータ２３２の摺動子が下部方向に
電流基準トランジスタ２３４の方向にその最低値
まで移動すると、摺動子の電圧は第２底部トラン
ジスタ２３０のベース２６６に供給される、上記
スレイブトランジスタにI_N1／（Ｘ）（Ｙ）の電流を流
すのに十分な第２出力端子２８４の電圧（V_BE2）に
等しくなる。Ｘ＝３，Ｙ＝２の有利な実施例においてポテン
シヨメータ２３２の摺動子を変化させることによ
つてベース・エミツタ間電圧をスレイブトランジ
スタI_N1とI_N1／６の間の電流を有するようにそれ
を駆動するのに十分なものとすることが望まし
い。かくして、出力リード（V_Bput）２８０の電圧
に対する制御によつてそのベースが出力リード２
８０に接続されそのエミツタがアース線２８６に
接続された他の任意の同種トランジスタに流れる
電流をほぼ厳格に制御することが可能になる。電
流調整器２１８は基準電流（I_N1）をポテンシヨ
メータ２３２の最大抵抗のみによつて設定し、使
用する必要のあるかさばつたスペースをとる抵抗
器の数を最小限にすることを可能にする。更に、単にトランジスタの構成のみによつて決
定できる正確に規定された調整範囲が存在する。
付加的なトランジスタは付加的な電流源を駆動す
るためにそのベース・エミツタ接合部をスレイブ
トランジスターのそれと並列に配置することもで
きることはいうまでもない。スレイブトランジス
タはまた、ＹのＸ倍に等しい比にわたる範囲にわ
たつて全て調整可能な種々の相異なる電流を提供
するために独立に予め決定されたエミツタ面積比
を有することができる。付加的なポテンシヨメー
タはポテンシヨメータ２３２と並列に配置し（そ
れらの並列抵抗値はRsetに等しい）先の同じ電
圧範囲にわたつて同時的な、独立に調整可能な出
力を供給することができる。第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２
を駆動する第１増幅器２２４を設けることによつ
て基準電流２１８を第１と第２の頂部トランジス
タ２２０，２２２の電流利得特性（“ベータ”）に
対して殆んど影響を受けないようにする。このこ
とは通常の集積回路におけるPNPトランジスタ
の典型的に低く許容偏差の大きなベータに対して
有益である。更に、電流Ipも制御されるから、「スレイブ」
PNPトランジスタは第１頂部トランジスタ２２
０のエミツタ２４４に対してベース２４０からと
りだされた電圧によつてバイアスされ、トランジ
スタ２２０とスレイブPNPトランジスタとの間
のエミツタ面積比によつてIpと関連した電流を供
給する。第１と第２の増幅器２２４，２２６の詳細な実
施例をそれぞれ第２４ａ図と第２４ｂ図に示す。
第２４図に示したような差動入力増幅器は適当な
動作にとつて本質的なものではなく（このばあ
い、V_REFは「アース」と考えることができる。）、
詳述した増幅器は非常に低い供給電圧（ほぼ1V）
で動作することができる点に注目すべきである。電流制御クリツパ７４第２図と第２６図に示したように、クリツパ７
４は入力信号を受けとり、所定の最大振幅の出力
信号を供給する。従つて、補聴器はその着用者に
とつて不快な騒音信号を発生することがない。クリツパ７４は第１と第２の相互コンダクタン
ス差動演算増幅器２８２，２８４と、入力端子２
８８と、電圧基準線２９０（図示された実施例の
ばあい、ほぼ0.8V）と、出力端子２９２と、負
荷抵抗２９３と、補助出力端子２９５と、調整可
能な電流源２９７を備えている。第１と第２の相互コンダクタンス増幅器２８
２，２８４はそれぞれ第１の正入力側２９４，２
９６と、第２の負入力側３００，３０２と、出力
側３０６，３０８を備えている。第１相互コンダ
クタンス増幅器２８２の正入力側２９４は入力端
子２８８に接続され、電流制御主増幅器６６から
入力信号を受けとる。負入力側３００は出力端子
２９２と第２相互コンダクタンス増幅器２８４の
出力側３０８に接続されている。第１相互コンダ
クタンス増幅器２８２の出力側３０６は第２相互
コンダクタンス増幅器２８４の正入力側２９６に
接続されている。負入力側３０２は基準線２９０
に接続されている。第２相互コンダクタンス増幅器２８４は第２２
図に示すように標準的は相互コンダクタンス演算
増幅器であつて、調整可能な電流源２９７が接続
されていて相互コンダクタンス（gm₂）を制御す
るようになつている。電流源２９７によつて供給
される電流の大きさが、第２相互コンダクタンス
増幅器２８４が負荷抵抗器２９３に供給できる電
流（I_L）のピーク値を設定する。従つてクリツパ
７４の出力側２９２の電圧クリツピングレベルを
設定する。電流源２９７は第１図に示した出力制
御部９０の一部として含まれている。ループ利得
が相当高いと、（すなわち帰還値が大きいと）、ク
リツパ７４の電圧利得の全体の変化は電流制御部
が変化するにつれ相当小さくなる。第２増幅器２８４の実施例は一対のバイポーラ
差動トランジスタを備えている。回路の開ループ
利得は第２増幅器２８４の利得端子に供給される
制御電流が変化するときにかなり一定にとどまる
傾向がある。このことが生ずるのは第２増幅器２
８４の入力インピーダンスが制御電流とほぼ逆に
変化するためである。このインピーダンスは第１増幅器２８２で最も
優勢な負荷であるから、第１増幅器の電圧利得は
このインピーダンスにほぼ比例して、かつ第２増
幅器２８４の電圧利得と逆に変化することにな
る。その結果、回路７４はかなり一定の開ループ
電圧利得を与えることになる。かくして、本回路
は対称的で調節可能な電圧制限（クリツピング）
を可能にする一方、（供給電圧からほぼ独立した）
ほぼ一定の電圧利得を維持する。装置により設定されたクリツピングレベルはク
リツパ７４内のトランジスタの飽和電圧降下もし
くは電源電圧にはほぼ関係がないかほとんど影響
を受けることはない。更に、クツリツパ７４は
1V程度の低供給電圧レベルで動作する。第２増幅器２８４の入力端子２９６，３０２の
電圧は本節においては以下V_BEと称することにす
る。所定のV_BEは第２増幅器２８４のために選択
した増幅器（gm₂）から独立な一対のバイポーラ
差動トランジスタ内の２つのコレクタ電流間に常
に一定の比を形成する。従つて、負荷抵抗器２９
３を流れる電流のピーク有効負荷電流（あるいは
クリツピングレベル）に対する比はほぼV_BEに依
存する。この電圧（V_BE）はまた他の用途において有益
であつて補助出力端子２９５において得ることが
できる。負荷抵抗器２９３に流れる電流（I_L）の
ピーク有効負荷電流（I_PEAK）に対する比はV_BEに
関して次の通りである。 I_L／I_PEAK＝tan ｈ（ΔV_BE／2V_T）本発明のばあい、V_BEは出力圧縮系のAGC検出
器８６を駆動するために用いられる。検出器８６
は第２０図に示した閾値検出器の形をしており、
ほぼ18ｍＶの電圧検出閾値を有する。それ故、出
力AGC系は次の条件のばあいに作動する。 I_L／I_PEAKtan ｈ（18ｍＶ／２（26ｍＶ））＝0.3
33 以上の値は（デシベルで表現したとき）ほぼ−
9.6dBとなる。このことはクリツピングが開始さ
れる信号レベルに対して約−9.6dBである信号レ
ベルは、外部AGCスイツチ８８がオンになつた
ときに出力圧縮作用を開始させるということを意
味する。（第２図を参照されたい。）かかる用途において出力圧縮レベルは一定比に
よつて上述の電圧クリツピングレベル以下をと
る。このようにして自動利得制御動作開始中の
「オーバーシユート」は圧縮中の定常状態出力に
対して一定比に制限され、出力制御部９０も出力
AGC動作が選択されるときに動作する。（例えば出力増幅器７６内の）電圧クランプ集積回路上のトランジスタのコレクタの電圧が
最低チツプポテンシヤル（基板の電化）以下の接
合部降下（0.6V）に近い値だけでも降下すると、
周囲のチツプ構成部品に対する絶縁性が失なわれ
て不確定な動作条件をつくりだすことになるため
にチツプ全体にとつて好ましくない動作結果を来
たす虞れがある。電圧クランプ３１４は集積回路
内の接続点の電圧変化が基板に対して実質的に負
となつて不都合な動作を生じさせる事態を防止す
る。第２７図を参照されたい。かくして、例えば本発明のレシーバ４０は磁界
を加えてダイヤフラムを動かして補聴器使用者に
音響出力を発生するセンタタツプインダクタ３１
６を備える。かくしてレシーバ４０はそれを駆動
する出力増幅器７６に対して誘導負荷となる。センタタツプインダクタ３１６の両半分間の相
互インダクタンスはレシーバ４０を駆動する出力
トランジスタ３１８，３２０の一方もしくは他方
に対して相互に負のコレクタ・エミツタ間電圧ス
パイクを生じさせる。そして今度は、これはコレ
クタを基板３２２に対して順方向にバイアスして
周囲素子に対して寄生ラテラルトランジスタ作用
をひきおこすおそれがある。周囲素子においてかかる予期しえない動作が生
ずるのを避けるために、本発明の補聴器回路２０
は出力増幅器３６内にクランプ３１４を備える。
クランプ３１４はNPN形の第１と第２の電圧検
出器トランジスタ３２４，３２６と、バイアスダ
イオード接続のNPNトランジスタ３２９を含む
基準電圧源３２８と、増幅電流ミラー３３０とを
備えている。第２７図に示した実施例にはセンタタツプ３１
６がそれぞれコレクタ３３６，３３８を有する第
１と第２の出力トランジスタ３１８，３２０に接
続されたレシーバ４０が示されている。コレクタ
３３６，３３８はそれぞれの接続点３４０，３４
２でインダクタ３１６に接続されている。クラン
プ３１４は接続点３４０，３４２の電圧が0V以
下に大きく降下することを妨げる。第１と第２の出力トランジスタ３１８，３２０
はチツプの基板３２２に直接接続されたエミツタ
を有する。基準電圧源３２８はコレクタ３４４と
エミツタ３４６に接続されたベース３４５を有す
るNPNダイオード接続のトランジスタ３２９を
備えている。エミツタ３４６は基板３２２に接続
されている。コレクタ３４４は第１と第２の電圧
検出トランジスタ３２４，３２６のベースに接続
されている。第１と第２の出力トランジスタ３１８，３２０
のコレクタ３３６，３３８はそれぞれトランジス
タ３２４，３２６のエミツタ３２５，３２７に接
続されている。両方のコレクタ３３６，３３８が
ほぼ0V以上の電圧を有するばあいには、トラン
ジスタ３２４，３２６のベース・エミツタ接合は
逆バイアスされるか、あるいは、せいぜいごく僅
かに順方向にバイアスされることになる。従つ
て、基準電圧源３２８は第１と第２の電圧検出ト
ランジスタ３２４，３２６をほぼ電流を流さな
い、非導通状態に保持することになる。接続点３４０，３４２の一つにおける電圧が
0V付近に降下すると、第１もしくは第２トラン
ジスタ３２４，３２６のベース・エミツタ間電圧
（V_BE1，V_BE2）はそれぞれ約0.6Vに増大し、その
第１もしくは第２トランジスタ３２４，３２６を
導通状態に変化させることによつてトランジスタ
３２４もしくは３２６の（相互接続された）コレ
クタ３３１もしくは３３３に電流（I_SENSE）を流
すことになる。I_SENSEは以下の式で与えられる。 I_SENSE＝Io exp（V_BE1／V_T）＋exp（V_BE1／V_T）増幅電流ミラーはトランジスタ３４８，３５
０，３５２から成る。２コレクタPNPトランジ
スタ３４８は従来の電流ミラーを同様に接続され
I_SENSEを受取り、この電流をI_SENSEを増幅すること
ができる第１と第２の高電流トランジスタ３５
０，３５２の相互接続されたベースへ供給する。第１もしくは第２の電圧検出トランジスタ３２
４，３２６におけるコレクタ・エミツタ間電圧が
0V付近に降下したことを検出するや否や、２コ
レクタPNPトランジスタ３４８はオンとなり２
つの高電流トランジスタ３５０，３５２のベース
に電流を供給する。その後、高電流トランジスタ
３５０，３５２は接続点３４０，３４２に直接、
電流（I_CLAMP1とI_CLAMP2）を供給する。クランプ３１４内には２つの負帰還ループが形
成される。第１のループはトランジスタ３２４，
３４８，３５０によつて形成され、エミツタ３２
５が入力側となり、高電流トランジスタ３５０の
エミツタが出力側となつている。第２のループは
トランジスタ３２６，３４８，３５２によつて形
成され、エミツタ３２７が入力側となり、高電流
トランジスタ３５２のエミツタが出力側となつて
いる。両接続点が0V付近に下がる場合でも両ル
ープがPNPトランジスタ３４８を共有しており、
たとい両ループが同時に動作することがあつて
も、本実施例の用途では、出力トランジスタの導
通状態が交互に切換わるために一度に唯一つの接
続点をクランプすることしか必要でない。トラン
ジスタ３５０，３５２のベースは相互に接続され
ている。従つて、これらトランジスタのエミツタ
によつて接続点３４０，３４２に流れる電流の比
は次のようにこれら２つの接続点（V_DIFF）間の
電圧差に依存することになる。 I_CLAMP1／I_CLAMP2＝exp（V_DIFF／V_T） V_DIFFは、１つの接続点がクランプされている
時、2Vより大きいのが普通であるから、他の接
続点に接続された高電流トランジスタ３５０もし
くは３５２は効果的にオフ状態になる。クランプされる接続点は接続点が基板に対して
ほぼ負となるのを妨げるために要するほどの大き
さの電流（以下に述べる限界Imaxまでの値）を
受けとる。電流源トランジスタ３５０，３５２の
電流定格を超えない限り、接続点３４０，３４２
に供給される最大電流（Imax）は（β）²（I_REF）
にほぼ等しい。但し、β（ベータ）はトランジス
タ３２４，３５０，３５２の電流利得で、I_REFは
（クランプ３１４のスタンバイ電流でもある）抵
抗器３５４を流れる電流である。典型的なβ値は100もしくはそれより大きいは
ずだから、上述のクランプ３１４はクランプ３１
４の最大電流発生能力に対して非常に低いスタン
バイ電流ドレーンを使用する。更に、クランプ作
用は回路に供給される最も低いポテンシヤルに非
常に接近したところで生ずる。その他に、クラン
プ３１４は1V程度の低い供給電圧で動作するこ
とができる。クランプ３１４は、増幅電流ミラー３３０と共
にあるいはそれなしでも単にI_SENSEが検出信号と
なるような最も低い（もしくは回路極性が反転し
たばあいには最高の）供給ポテンシヤルに近接し
た電圧レベルを検出するためにも使用することが
できる。かかる用途の１つにおいては、増幅電流
ミラー３３０は回路から除去され、基準電圧源３
２８は0.9Vの電圧源に変化する。かくして変形
された回路は出力電圧を検出して第２図の「出力
増幅器、クリツパおよび出力AGC」内に内蔵さ
れた出力自動利得制御回路のための第２図に示し
た“Vout検出器”８０の機能を実行するために
使用することができる。（例えば入力電流制御増幅器４６と電流制御主増
幅器６６内の）ベースバイアス電流補償回路トランジスタのベースバイアス電流がトランジ
スタのベースを駆動する回路に対して有する負荷
効果を小さくする必要があることが多い。第２８
図に示したように、ベースバイアス電流補償器３
５８はさもなくば基準トランジスタのベースと関
連した他の回路によつて供給されなければならな
い基準トランジスタ３６２の基準ベースバイアス
電流をほぼ供給する。基準トランジスタはそのコ
レクタを経てほぼ既知の基準電流（Ic）を流し、
もう１つのトランジスタと良く整合することがで
きるベータ（もしくは電流ゲイン）を有する。こ
れは普通、与えられた集積回路のばあいにあては
まる。第２８図に示すように、補償器３５８は、サン
プリングトランジスタ３６４、第１，第２のミラ
ートランジスタ３６８，３６６、帰還トランジス
タ３７０と共に電流源３６０と基準トランジスタ
３６２を備える。この実施例ではダイオード接続
トランジスタ３７２と、付加的なミラートランジ
スタ３７４と、付加の基準トランジスタ３７６を
備えている。トランジスタを全て同一の集積回路チツプ上に
集積することが望ましい。そのため、NPNトラ
ンジスタのエミツタ面積と、電流利得特性と、相
互コンダクタンス特性とはそれらが互いに所定の
関係を有するように制御することができる。同じ
ことはPNPトランジスタについてもあてはまる。基準トランジスタ３６２は第２８図にIcとして
表示したほぼ公知のコレクタ・エミツタ間基準電
流を処理する。Ic／B_REFに等しいベース電流I_B
（但し、B_REFはトランジスタ３６２の電流利得で
ある）は、さもなくばトランジスタ３６２のベー
スと共働する他の回路によつて供給されるバイア
ス電流をほぼ打消すように基準トランジスタ３６
２に供給する必要がある。電流源３６０は基準電流に対してほぼ既知の比
でXIcとして示した電流を供給する。電流源３６
０はその電流の大半を（ほぼB_REFに等しいベータ
を有する）サンプリングトランジスタ３６４へ供
給する。サンプリングトランジスタ３６４のベー
スに供給された電流は（トランジスタ３６２，３
６４がほぼ等しい電流利得を有するものと仮定す
る）ほぼXI_Bに等しい。サンプリングトランジス
タ３６４のベースに供給される電流は第１トラン
ジスタ３６８のコレクタから供給される。（第２８図に示すように相互接続された）帰還
トランジスタ３７０はサンプリングトランジスタ
３６４と共に一対の差動トランジスタを形成し
て、サンプリングトランジスタ３６４のコレクタ
電流がXIcから帰還トランジスタ３７０のコレク
タ電流（I_FB）を差し引いたものにほぼ等しくな
るように第１ミラートランジスタ３６８のコレク
タ電流を調節する働きをする。トランジスタ３７
０のベースは第２８図に示すように基準電圧V_REF
によつてバイアスを加えられる。第１ミラートランジスタ３６８のベース・エミ
ツタ接合と並列なダイオード接続トランジスタ３
７２を組込んでPNPベータ（電流利得）がI_FBに
対して及ぼす影響を小さくすることが望ましい。
以上示した実施例のばあい、I_FBはほぼXI_Bに等し
い。それ故、XI_C／XI_Bはほぼサンプリングトラ
ンジスタ３６４の電流利得に等しいから、電流源
３６０はXI_C＝XI_C／ＢもしくはXI_C（１−１／Ｂ）をサンプリングトランジスタ３６４に供給すること
になる。典型的なベータのばあい、（１−１／Ｂ）
は１に非常に近くなる。第２のミラートランジスタ３６６はそれぞれ第
１のミラートランジスタ３６８のベースとエミツ
タに相互接続されたベースとエミツタを有する。
第１と第２のミラートランジスタ３６８，３６６
のエミツタ面積を決めることによつて、第２ミラ
ートランジスタ３６６を流れる電流は第１ミラー
トランジスタ３６８のコレクタを流れる電流に対
して所定の比をとるように設定することができ
る。第１ミラートランジスタ３６８のコレクタを
流れる電流はほぼXI_Bに等しいから、第２ミラー
トランジスタ３６６のコレクタを流れる電流は基
準トランジスタ３６２にとつて望ましいほぼベー
ス電流であるＸもしくはI_Bによつて割つた（Ｘ）
（I_B）にほぼ等しい。１つもしくはそれ以上のミラートランジスタ
（トランジスタ３７４のような）は第１と第２の
ミラートランジスタ３６８，３６６のベース・エ
ミツタ接合と並列に配置されたベース・エミツタ
接合を有する。そのため、トランジスタ３７６の
ような付加の基準トランジスタも同様に供給され
たそれらのベース電流を必要とする。比Ｘとミラートランジスタのエミツタ面積の比
を変化させることによつて任意の比をもつたベー
ス補償電流が可能となる。この実施例はベース電
流をほぼ打消したりあるいはそれを補償すること
が必要なばあいの如く非常に広範な種類の用途を
提供するものである。更に、補償器は1V程度の
非常に低い供給電圧で動作する。入力自動利得制御系６００第２９図にはより詳細な入力自動利得制御
（AGC）系６００が示されている。理解しやすい
ように第２図の一定の回路素子は第２９図におい
ても同一番号が付けてある。１次信号路は１次電流制御増幅器（CCA）６
０２を通る。１次CCA６０２は抵抗器R_LP６３０
で負荷されており、R_LP６３０とコンデンサ６３
４との接続点から取出されたDC帰還を有する。
コンデンサ６３４は効果的にAC帰還をバイパス
し、ほぼ開ループのAC動作を提供する。第２図の主CCA６６として素子６０２，６３
０，６３４が含まれている。破線６０４で示した
回路のバランスは１次CCA６０２のための１次
制御電流（Ipc）をつくりだす。第２３図には第
２９図にExpとして示した差動電圧制御指数関数
形電流源６１２，６２４，６２６が示されてお
り、先に述べたように次の式に従つて入力電流
（Iin）と制御電圧（Vc）に関係する出力電流
（Iout）を供給する。 I_OUT＝Iin〔exp（ΔVc／V_T）〕Ｘ但し、Ｘは先に述べたエミツタ面積比であり、
Vc＝V_BE2−V_BE1である。第２２図に示されているように、電流制御増幅
器６０２，６０６は相互コンダクタンス演算増幅
器（OTA）である。２次CCA６０６は抵抗器R_LS６３２によつて負
荷され、R_LS６３２とコンデンサ６３６との接続
点から取出されたDC帰還を有する。コンデンサ
６３６はAC帰還を効果的にバイパスし、ほぼ開
ループAC動作をさせる。素子６０６，６３２，
６３６が第２図に２次CCA７００として示され
ている。（第２図において可変スロープ制御部６４から
到来する）入力信号（Vin）は、２次CCA６０６
によつて増幅される。この２次CCA６０６のR_LS
６３２間で取出された出力電圧は第２０図に示す
検出回路から成る閾値検出器７０２に加えられ
る。検出器７０２の出力はAGCフイルタコンデ
ンサ７０４によつて平滑化され制御信号Vc₁をつ
くりだす。測定された制御信号は基準電圧Vrefに関連し
て２次CCA６０６のための２次制御電流（Isc）
として、指数関数形電流源６１２を介して帰還す
る。もし、入力信号レベルが非常に低ければ、た
とい２次CCA６０６によつて増幅されてもその
信号レベルは閾値検出器６０８の閾値以下で、制
御信号ΔVc₁は零となる。この状況の下では、AGCフイルタコンデンサ
７０４間の電圧は検出器７０２の出力側とV_REFと
の間に接続されたR_LIMIT６２２と圧縮比制御部
（CR）６２０から構成される一連の抵抗器によつ
てほぼV_REFに保たれることになる。２次CCA６０６の利得Asはその利得制御入力
側６４２に加えられる電流（Isc）によつて決定
される。ΔVc₁＝０のときの利得AsはAsoと規定
される。（Exp₂に対する入力電流である）Exp₁６２４
（I_TH）の電流出力は次の通りである。 I_TH＝〔Is REF X₁〕〔esp（K₂ΔVc₂／V_T）〕但し、K₂ΔVc₂はその端子がV_REFとI_THRESH値を
有する固定電流源６１８に接続された抵抗R_THRESH
を有するポテンシヨメータ６１６の摺動子６３８
における電圧である。それ故、 K₂ΔVc₂はポテンシヨメータ６１６によつて0Vか
らVc₂＝R_THRESH・I_THRESH（K₂は０から１まで変化す
るから）まで変化することができる。X₁は電流
源Exp₁６２４のエミツタ面積比定数であり、
I_SREFは固定電流源６２８によつて供給される。（２次CCA６０６の制御電流である）Exp₂６
１２（Isc）からの電流は次のとおりである。 Isc＝〔I_TH〕〔X₂〕exp（ΔVc₁／V_T）但し、X₂は電流源Exp₂６１２のエミツタ面積
比である。それ故、 Isc−Is REF（X₁）（X₂）〔exp
（ΔVc₁＋K₂ΔVc₂／V_T）〕かくしてΔVc₁が0V（AGC閾値以下の信号レベ
ル）のばあい、 Isc＝〔Is REF（X₁）（X₂）〕〔expΔVc₂／V_T）〕また、閾値制御部６１６の設定値を変化させる
と２次CCAの利得Asoが変化し、従つて閾値検出
器をトリガするのに必要なVinの振幅が変化す
る。閾値検出器７０２の閾値T_THはAsoVin＝V_THの
ときに達せられる。このことは以下の条件のばあ
いに生ずる。 Vin＝〔V_TH／Aso〕〔１／exp（K2ΔVc2／V_T）〕従つて、閾値はK₂、即ち閾値制御部６１６の
設定値によつて指数関数的に調節される。閾値を超えると、閾値検出器７０２はフイルタ
コンデンサ７０４を放電し、Vc₁はゼロから減少
して２次CCA６０６の利得（As）を小さくする。
このことによつて帰還系が形成され、ループ利得
が高いと、系は２次CCA６０６の出力は検出閾
値V_THに非常に近いところに維持することにな
る。そのとき、閾値点を上廻る入力レベルのばあ
い、 As（Vin）＝〔Aso（Vin）〕〔exp（ΔVc₁／V_T）〕 V_TH となる。圧縮比制御部（ポテンシヨメータ）６２０の摺
動子アーム６４０から取つた制御信号ΔVc₁の調
節可能な部分（K₁ΔVc₁）はフイードフオワード
信号として使用され１次CCA６０２の利得を調
節する。K₁は制御部６０を調節することによつ
て０から１まで（あるいはR_LIMIT６２２によつて
決定された１より小さな他の予め選択された限界
値まで）変化する。K₁ΔVc₁は電流源Exp₃６２６
の電圧入力側へ加えられ、固定電流源６１４から
のIprefはExp₃への電力入力である。（１次CCA
６０２の利得制御端子６４４に付与される）Ipc
で表わしたExp₃からの出力電流は次の式で与え
られる。 Ipc＝〔Ipref（X₃）〕〔exp（K₁ΔVc₁／V_T）〕但し、X₃は電流源Exp₃６２６のエミツタ面積
比定数である。１次CCA６０２の利得Apは次の式によつて与
えられる。 Ap＝〔（Apo）〕〔exp（K₁ΔVc₁／V_T）〕閾値以下ではVc₁＝０となり、CCA６０２は固
定利得Apoを有する。閾値以上では利得は次の式
によつて与えられる。 Ap＝Apo〔exp（ΔVc₁／V_T）〕^K1＝（Apo）〔V_TH／（VinAso）〕^K1 出力信号はV_OUT＝（Apo）（Vin）である。デシベ
ル単位であらわすとＬが振幅（dB表示）、Ｇが利
得（dB表示）のばあい、Lin＝20log（Vin）
L_OUT＝20log（V_OUT）、およびGpo＝20log（Apo）
となる。閾値以下だとL_OUT＝Lin＋Gpoとなる。
閾値以上だと L_OUT＝Gpo＋Linth＋（１−K₁）（Lin−Linth）但し、Linthは閾値に対応する入力レベルであり、
次の式によつて与えられる。 Linth＝20log（V_TH／Aso）＝ 20log｛Vin〔exp（K₂ΔVc₂／V_T）〕｝これらの特性は第２０図に示した入出力関係に示
されている。同様にして、第２８図の先に論じたベースバイ
アス補償回路は１次と２次のCCA６０２，６０
６の正負入力側に相互に接続され、ほぼそれらの
基準入力スペース電流を供給することが望まし
い。このためCCAの信号路内への利得制御電流
Ipc，Iscのフイードスルー（feed thru）が減少
する。かかるフイードスルーはAGC動作の動作
開始と減衰時中に過渡的な信号の振幅の変調をひ
きおこすと共に、信号中に不都合なクリツプとサ
ンプを生じさせる。更に、V_REFの代わりにExp₂６１２の負入力側
には圧伸制御電圧（第２１図においてはVc）が
印加され圧伸系を形成しマイクロホン出力側２２
と検出器７０２の入力側との間に直線的な入出力
関係を与えることが望ましい。本文中において本発明の実施例を説明したが、
特許請求の範囲の精神を逸脱することなく種々変
形実施できるのはいうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の補聴器の実施例のブロツク線
図、第２図は第１図の補聴器のより詳細なブロツ
ク線図、第３図は第１図に示した実施例のための
調整可能な状態変数フイルタのブロツク線図、第
４図は第３図のフイルタの別の実施例の調節可能
な状態変数フイルタのブロツク線図、第５図は第
３図のフイルタのもう一つの別の実施例の調節可
能な状態変数フイルタのブロツク線図、第６図は
第３図のフイルタの実施例に使用される単位利得
和差増幅器の記号図、第７図は第３図の実施例に
使用される単位利得和差増幅器の略線図、第８図
は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器のより詳細な略線図、第９図は第３図の実施例
に使用される積分器の記号図、第１０図は第３図
の実施例に使用される積分器の略線図、第１１図
は第３図の実施例に使用される積分器のより詳細
な略線図、第１２図は第３図の実施例に使用され
る制御回路の略線図、第１２ａ図は第１２図の制
御回路の変形実施例の略線図、第１３図は第３図
のフイルタの略線図、第１４図は第３図のフイル
タのより詳細な略線図、第１５図は第３図の実施
例の２極フイルタをどのようにして４極の高域フ
イルタを作るために使用するかを示すブロツク線
図、第１６図は第３図の２極フイルタをいかにし
て４極低域フイルタを作るために使用するかを示
すブロツク線図、第１７図は第１５図の実施例に
使用される制御回路の略線図、第１８図は第１７
図の回路の別の実施例を示す制御回路の略線図、
第１９図は第１図の実施例用の差動閾値検知器の
略線図、第２０図は第１９図の差動閾値検出器の
より詳細な略線図、第２１図は第１図の実施例の
ためのダイナミツクレンジを大きくするための系
の略線図、第２２図は第１図の実施例にて使用さ
れる相互コンダクタンス演算増幅器の略線図、第
２３図は第１図の実施例に使用される制御電流源
の略線図、第２４図は第１図の実施例用の調整器
の略線図、第２４ａ図は第２４図の調整器に使用
される第１増幅器の略線図、第２４ｂ図は第２４
図の調整器に使用される第２増幅器の略線図、第
２５図は第１図の実施例の可変スロープフイルタ
の略線図、第２６図は第１図の実施例用のクリツ
パ回路の略線図、第２７図は第１図の実施例用の
電圧クランプの略線図、第２８図は第１図の実施
例用のバイアス電流補償回路の略線図、第２９図
は第１図の実施例用の入力自動利得制御系のブロ
ツク線図、第３０図は第２９図の自動利得制御系
の効果を示す線図。２２……マイクロホン、２４……圧伸器、２６
……音質制御回路、２７……入力自動利得制御
系、３６……出力信号プロセツサ、４０……レシ
ーバ、４６……入力電流制御増幅器、５２……入
力電流制御増幅器制御部、５４，５６……フイル
タ、６２……可変スロープフイルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

１入力信号を受取りマイクロホン信号を供給す
るためのマイクロホンと、入力自動利得制御回路
とを備え、該制御回路は、該マイクロホン信号を
受取り該マイクロホン信号に応答して１次増幅信
号を供給するための１次制御信号により制御され
る可変利得を有する１次増幅器と、該マイクロホ
ン信号を受取り、該マイクロホン信号に応答して
２次増幅信号を供給するための２次制御信号によ
つて制御される可変利得を有する２次増幅器と、
該２次増幅信号が所定レベルを越えたことを検出
しそれに応じて検出信号を出力するための閾値検
出器と、該検出信号を受取り、それに応じて該検
出信号の一部を該１次制御信号として該１次増幅
器へ供給するための可変圧縮比制御部と、閾値制
御信号を供給するための可変圧縮閾値制御部とを
有しており、該閾値制御信号と該検出信号が共働
して前記２次増幅器のための２次制御信号を形成
することによつて前記１次増幅器の圧縮閾値と圧
縮比が独立に制御できるようになつており、前記
１次増幅信号を受取りそれに応じて音響信号を供
給するためのレシーバとを備えることを特徴とす
る補聴器。