JPH0242900A - 圧伸系を有する補聴器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は補聴器において、補聴器使用者に修正され増幅
された音をよりコンパクトに経済的にしかも効果的に提
供する回路のうち、信号振幅に依存する回路素子のダイ
ナミックレンジを大きくするための圧伸系に関する。そ
の最も基本的な形では、補聴器は音響信号を受信し℃補
聴器の使用者に修正されたｆ　ＩＩ　ｉ＋！号を供給す
ることによつ℃補聴器使用者がよく聴き収ることができ
るようにする装置である。

聴覚が損なわｎた人々に七の自寛償失の程度とパターン
において相当異なっている。このことは彼らＯオーディ
オダラムに反映されている。

オーディオダラムは聴力損失（ＨＴＬ）対周波数の図表
でるる。ＨＴＬ＆よ対数（ｆ′ジベル）目盛によって測
定され一１１１！１人の皆検知閾値を正常な聴覚をもっ
た人皮ちのそれと比較するものでめる。

オーディオダラムのレベルは正常に近いもの（（］　ａ
Ｂ■’ｒＩ、）から深刻な損失（１００４ＢＨＴＬ以上
）に至るまでまちまちでるる。それらのパターンは平坦
なオーディオダラム（関連する周波数範囲にわたってほ
ぼ等しいＨＴＩＪ）から鋭く下降するオーディオダラム
（周波数が１オクターデ増加するにつ＠　３０　（１３
以上で大きくなるＨＴＬ）あるいは上昇するオーディオ
ダラム（鵬波数と共に減少するＨＴＬ）に至るまでまち
まちでろる。鋭く下降するオーディオ−グラムの範ちゅ
う内ではオーディオダラムが下降し始める時の周波数は
個々へ九ついて大きく異なっている。

聴力損失のパターンもま九主貌的に経験されるラウドネ
スと人力音圧レベル間の関係において相当異なる。耳が
知覚できる最低レベル（ＨＴＬ）には広範な差異が存在
するだけでなく耳がｔｆ’ｄすることのできる最高レベ
ル（う９Ｐネス不快ＶベルめるいはＬＤＬ）とこれら両
４燗値間のラウドネスの増加率にもまた広範な差異が存
在する。りる場合には正常な）ＩＴＬよりもずっと高い
ＨＴＬが正常なＬＤＬよりも低いＬｌ）Ｌと組合わされ
てずつと低いダイナミックレンジの使用可能音のレベル
を与えることがおる。

聴力損失の程度とパターンの相異が太さいため、聴覚を
損なわれた人たちを最適に補助するために必要とされる
補聴器特性も同様にして広い範囲が存在することになる
。補聴器の周波数応募はｄ々入の聴覚損失につい′Ｃ選
択しなげればならず、周波数帯域＠円の一般的な形と共
にその周波数伶城幅ケ選択する高次のは波を必要とする
ことがおる。補聴器の利得は聴覚損失の程度に従つ℃選
択する必要がある。

補＠器の制限レベルはＩｔＤＬに従って選択する必要か
める。出力制限形式の選択はピーククリップもしくは出
力自動利得制御Ｓ（″ムＧＯ”）閲で行う必要かある。

出カムＧＯはその動作が袖＠器の出力レベルに関遅つけ
られる自動利得＋！ｒ制御系である。この関係は使用者
によつ℃操作される音量制御の設定からはほぼ無関係で
ある。

もし耳がずっと小さなダイナミックレンツを有する准ら
ば、人力ＡＧＯ系が必要とされるかもしれない。入力Ａ
ＧＯはその動作が補聴器に対する人力レベルに関連づけ
られた自動利得制御系でめる。人力ＡＧＯの吻作と入力
Ｖベルとの間の関係も、使用者が操作する音量制御の設
定とはほげ独立している。人力ＡＧＯのばめいには圧縮
閾値（ＡＧＯ動作が開始さｒ−Ｌる人力レベル）と圧縮
比（人力におけるデフベル変化の出力レベルにおけるデ
フベル？ご化に対する比）についての選択を行わなけれ
ばならない。

一つの補聴器がこれら種々の特性Ｏ０４節可能範囲を有
していることが望ましい。このらとが嵐要なのはそれが
単一の補聴器モデルを異なった聴力損失をもつ九多数の
人たちについて使用することを可能にするだけでなく、
最初に選択した補ＩＩＬＩ！Ｉ器特性がたとい不正確で
ろってもめるいは使用者の聴力損失が時と共に変化して
も補聴器を再調節することができるからでめる。

補聴器は通常は頭部につけるものであるから、それらは
小さくて通常は小さな１個の電池によって長期間動作す
るものでなければならない。

また優れ丸性能をもち、閤いイ！！穎注な備え、低コス
トでｆｋければならない。補聴器の種々の機能を提供す
るために使用される電子回路もまたこれらの特性を備え
℃いなければならない。もちろん、かかる回路は補ＩＩ
ＩＩ器以外の分野で同様な必要性を備えている分野にお
いても有益でろろう。

従来の補聴器は上記の必要を満たすうえで橿櫓の１ｔｉ
Ｉｊ約をもっていた。それらは周波数シルな制御するｌ
ζめに提供される濾波の程ｌｔが限られ℃い九。入力Ａ
ＧＯ系を・備え℃もそれらは良好に形成された圧ａ１４
値と圧縮比を与えることはなかった。同様にしてそれら
はその周波数工６答特性にお贋℃もその出力レベル対人
力レベルおよびＡＧＯ符隠においても必要とされるｆＡ
軽度を与えることもなかつ九。

従来の′電子回路もまた上記必要な溝たす上で饋々の制
約？もっていた。規模が小さく約１゜６Ｖの低共給電圧
で動作でき供給゛電流をほとんど流さない回路は優ｎた
性能を示さず所望の調整特注？与えることがなかった。

上記性能を満たす従来の電子回路は高い供給直圧と電流
を必要とし畝多くの素子品な必要とし規模が大きいか、
必るいはそｎらが単一の１＃動作によって調整できるよ
うな形をしていなかった。

補聴器の一般的目的を達成するのに役立つ特殊回路はそ
れ自身の特定の目標をもっている。

かかる特定の目標は以下に詳しく論することにする。

特殊回路 フィルタ 補聴器の如睡多くの電子回路においては入力１８＋＋が
与えらｎる。その後、人力１６号ゼ適尚なフィルタによ
って修正しなければならない。こｎらの修正は入力信号
の種々な周波数成分を画なる程度に減衰させることかり
なる。

そのため、例えば補聴器使用者は低周波数を有する音に
対してよりも高周波数を有する音如対してより深刻な聴
覚の損失を経験するおそれがある。従って補聴器は低周
波数信号よりも強力に高周波数信号を増鳴しなければ々
らない。

その後、適当なフィルタを用い′Ｃ高周波信号を＃１ぼ
不変の状態で通過させ低周波信号を減摂させる。

上記例のばあい、高周波数信号をほぼそのまま通過させ
ることができるため、そのフィルタは高域フィルタと呼
ばれている。更に低域フィルタは低周波信号のみをほぼ
七のま一通過させることができる。帯域フィルタとして
知られるその他のフィルタは特定の範囲内の周波数を有
する信号なほぼその゛ま一フィルタを通過させることが
できる。

補聴器を設計するぼろいにはより効果的でしかもコンパ
クトな周波数応答フィルタを使用することが望ましい。

従来技ＷＫおいＣは周波数応答フィルタが一般に使用さ
れている。高域フィルタもしくは低域フィルタのばろい
、該フイルタのコーナ周波数もしくは特性周波数として
知られる所定周波数がフィルタを通過することを許され
る信号と減衰される信号とをほぼ分割する。種々の用途
に使用される周波数フィルタの種類の一つはバッタワー
スフィルタと呼ばれるものでろる。例えば低域バッタワ
ースフィルタのばおい、コーナー周波数よりも少ない周
波数をもつ良信号は該フィルタをほぼ損表われることな
く通過することが許される。然しなから、コーナーの周
波数をもった周波数はほぼ５　（ＬＢだけ１１表される
。コーナ周波数以上の周波数をもった信号は更に６１ｉ
Ｂ以上に減衰される。

フィルタの性能は更にその極数によって％徴づけること
ができる。極は伝達関数の分母の複素周波数機である。

極数が大きければ大きいほど、コーナ周波数を超えるバ
ッタワースフィルタの減衰比はそれだけ大きくなろう。

例えば、２極の高域もしくは低域フィルタは１オクター
ブろた９１２ｄＢの威拭比をもっことＫなり、また４極
フイルタは１オクターデあたり２４１Ｂの比をもつこと
になろう。多くの用途においては４極フイルタを有する
ことが望ましい。

多くの用途ではフィルタをできる限りコンパクトで効率
的にすることが必要でおる。例えば補聴器は使用者の耳
の背後もしくは内部に設けるばあいが多い。そのためス
ペースが制限されるために周波数フィルタを含む補聴器
内の回路はすべて小さくする必要がある。従って、各回
路内の素子の数は小さくしなければｉらない。

同様にして、多くの用途でフィルタのコーナ周波数を調
整可能にすることが要求さｔしる。例えば、補Ｔｌａ器
のばあい、異なる周ｔ！ｊＬ数を増幅する必要のある使
用者は単にフィルタのコーナ周波数を調整するだけで同
じ補聴器を使用することができる。５００　Ｈ２以上の
周波数で信号を増幅しなければならない使用者と、１０
００Ｈａ以上に信号を増幅しなげｎばならないもう一人
の使用者とは共に補聴器の周波畝応谷な決定するフィル
タのコーナ周波数’ｖａｎｓすることによって同じ補聴
器を使用することができるわけである。にもかかわらず
、かかる調整可能なフィルタは更にできるだけコンパク
トなものでなければならない。

更に、フィルタのコーナ周波数を変化させるには、でき
るだけ唯一の制御装置を使用すべきである。そのことに
よって周波数の調整をより容易に行うことができるだけ
でなく補Ｓ器の製作費を低く、またより信傾度の高い補
＠器を提供することが可能てなる。

更に、手動調整式の、１１′ＩＪ御素子はフィルタ回路
から雌ルた位置に収付けられることが多いから、人力１
に号がこの制御素子を通過せずにむしろその制御素子が
フィルタのコーナ局ｔＩＬ数に間接的Ｉｃ形番を及はす
制＃信号を変化させるようにすれば有利でｂる。かかる
構成は実際の信号に形番を及ぼすことになる帰還、谷型
結合、ろる＾は不都合；を雑峰のビックアラ！の際に遭
遇する困難を少なくする。更に、制御信号は手動ｒＡｓ
式のポテンショメータによって供給するか、補聴４自本
内の他の処理系統のもとで発生する信号であってもよい
。制御信号はコーナ周波数制御の調節範囲を正確に設定
する基準信号をつくりだす調整器から発生されなければ
ならない。

支圧、回路の大きさを更に小さくするために回路の大き
な部分は集積回路上に形成すべきである。多くのばあい
、必要に応じて相互接続できる多数のｔ′よは同一の回
路素子を内蔵するセミカスタム集積回路を使用すること
が望ましい。

従って、回路の設計においてはかかる同一のトランジス
タをその整数倍だけ多数用いた集積回路を使用すること
が有利である。同様に、かかる整数倍のほぼ同一トラン
ジスタを使用して所期の回路動作の精度を大きくするこ
とができる。

補聴器内に使用される多くの回路部品は同一の集積回路
チップの上に形成される。かかるチップ上にトランジス
タと増幅回路を容易に利用することができ、しかも不相
応なスペース量をとらないのが普通である。しかしなが
ら、抵抗素子はチップ上に大きなスペースをとることに
なる。更に、チップ上に形成される抵抗器の杷対値は狭
い許容偏差内に維持するのは困難でめるのが普通である
。かかる広い許容偏差のために回路動作の精度はおちる
ことＫなろう。チ・ツノと接続される外部ディスクリー
ト抵抗器も使用することができるが、かかるディスクリ
ート素子もまた補聴器内部に利用可能なスペースの多く
を占め、またチップに対する接続点数を更に必要とする
ことになる。

コンデンサの如き回路内に使用される他の素子は同一チ
ップ上に製作することは困難でるる。

もちろん、ディスクリートなコンデンサが使用されるぼ
ろいＫは、それらはディスクリートな抵抗器と（ｊ様に
補聴器内にスペースをとるからそれらの数と大きさは最
小限にしなければならない。同様にしてチップに対する
接続１所の数は最小にしなければならない。

使用されるコンデンサがほぼ等しい値をもっていれば同
じく有益である。こうして、メーカは在庫に少数の品目
を維持していればよい。同様にして、メーカは（１４な
った種類のコンデンサを小量購入するよりも）単一種の
コンデンサを大量購入した方かコンデンサを低価で得る
ことができる。従って、メーカと消費者の両方にとって
のコストを小さくすることができる。更Ｋ１ｌｌｍ−り
の４類のコン２ンｔを使用すると不適当なコンデンサが
補ｍ器の製作に誤使用される危険を小さくすることがで
きる。

その他、各コンデンサの一方側に共用のム０接地配線を
有することが望ましいことが多い。

かかる構成は回路の雑！感度を小さくする傾向がめる。

更に、そのばあいには回路はコンデンサと集積回路との
間に接続されるパッドを少なくすることができるから回
路のコストを少なく信頼性を大きくすることができる。

もちろん、フィルタは典型的にはほんの１ｖオーダの補
聴器バッテリにより供給される延圧レベルによって適当
に動作しなけｎばならない。

その他、フィルタは六ツテリの動作寿命を大量くするよ
うに小さなｔ流によって動作しなければならない。

一般に利用可能な多くのフィルタは特定の入力信号に対
して高域出力、低域出力、帯域出力を同時に与えずに高
域か低域か帯域かの伝達機能だけを与えるものである。

同時出力は例えば同一入力信号を高域フィルタと低域フ
ィルタの伝送路に分割する丸めに有効である。

入力ＡＧＯ ｉ聴器の如き多くの用途では信号増幅もしくは信号伝達
系は高レベルの入力信号に対して低レベルの入カイぎ号
に対してよりも低利得を与えることが望ましい。かかる
構成のばめい、大きな範囲の入力１５号レベルはもつと
小さな範囲の出力信号レベルに変換できるからでめる。

かかる自動利得制御系は理想的には圧Ｓ閾値と圧縮比に
よつ℃記述することができる。圧縮Ａ値以下の入力１１
！号のばあい信号利得は一定で利得の低下は見られない
。圧ｍ閾値において利得の低下が開始され圧縮１ｍ値を
超えて信号レベルが大きくなると利得は累進的に小さく
なる。

その結果、出力レベルの変化率は入力レベルの変化率エ
リも小さい。圧縮比ｔよ圧ａｔｈｌ値を超える信号レベ
ル＃に関し出力レベルのデシベル変化に対する比である
。異なった種類の人力４６号や出力１ざ号に関する使用
者の異なる要求を光たす工うに圧縮ｌ１１４値と圧縮比
を独立に調節することかできることが望ましいはめいが
多い。

自動利得制御系においては偽応答なしに利得がなめらか
に変化することがム要でるることが多い。かかる偽応答
は、たとえば増幅利得？：、ｉｎ節するために使用され
る制御信号が増幅利得が変化されている間に同時に増幅
出力動作直流もしくは電圧のシフトもしくは一時的オフ
セットをつくりだすばあいく生ずる。この檜の偽応答は
利得が大きく変化する間に生ずる「サン！」として聞え
るもので一般に回避すべきものである。

同様に自動利得制御系において信号レベルを検知するた
めに使用される検波回路は信号の正負の部分の双方に対
して応答することが望ましい。このことによって信号レ
ベルンより正確に判定できることになり信号のひずみは
少ｔくなる。

補聴器のば）い、かかるムＧｏ系はマイクロフォンから
Ｖシーパヘ至る信号路中に配置するこトカできる。レベ
ル検波器はこの信号路内の使用者操作による廿を制御装
亭の面の点に適当に配置される。この位置で禮系は「人
カムＧｏ　Ｊと呼ばれる。というのはムＧｏ　（１）動
作は音量制御の設定とは独立に入力信号レベルに依存し
ているからである。

もし補聴器が広艷囲のトーンコントロールもしくは調整
可能なフィルタも備えているならば、ＡＧＯレベル検波
器′ｌｔ信号帖内のフィルタ後の一点に目己直すること
も望ましい。この工うにするとＡＧＯは現実に使用中の
周波数範囲に対し℃のみ作用することになる。セフりは
濾波によって聴こえｉくされた’＋Ｍ号に対しＣは作用
することはないでろろう。他方、もし例えばムＧＯ＋ｌ
ｉ、改器が４極尚域フイルタ前で信号レベルを検知し九
ならば、ＡＧＯ系はそうでない場合には聞こえない入力
信号の低周波数成分に対して応答することになろう。そ
の結果、系は利得の変化を生じさせ、そのことによって
同時に生じている入力信号の高周波数成分に不必要かつ
不都合な影４を及ぼすことに２よろう。

かかるＡＧＯ糸の多数の用途において、それはできる限
りコンパクトで効率的でなければならない。それはモノ
リンツク集積回路上に裏作するのに適した形なし℃いな
ければならず、またクリップ集積回路外部の部品が殆ん
どなく相互接続部が殆んどないことが安水される。七ｎ
は低供給′１圧で動作し供給電流を殆んど不要とするも
のでなければならない。

圧伸系 多くの′成子装置において高ダイナミツクレンジを有す
る信号を制限されたダイナミックレンジを有する１つの
回路もしくは１つの回路素子を経て伝送することか必要
でりる。ダイナミックレンジとは通常ノイズレベルによ
つ℃決定される最低の有効毎号レベルから１！ｒ号自体
の特性もしくは回路もしくは回路素子の′制限レベルも
しくはひずみ時性の何れかくよって決定される最高有効
信号レベルに至る信号レベルの範囲で、りも。

１９１１えｄ、補＠器のばあい、１ｉｉ４整可能なコー
ナ周波数化有する能動フィルタには普通小さなダイナミ
ックレンジを有する能動回路素子を使用することが必要
である。先に述べた入カムＧＯ系のばδい、能動フィル
タは信号路内の使用者操作によるｆ量コントロールの前
の点く配置される。それ故、能動フィルタに対する入力
信号レベルは使用者が調節することは不可能である。

もし入力倶号がフィルタを通過するとその結果ダイナミ
ックレンツは著しく低下することになろう。

この問題は例えば磁気テープの記録再生におけるぼろい
のように信号を小さなダイナミックレンジの伝法媒体を
経て伝送する問題に類似している。かかる場合には、ド
ルビーシステムの如く記録前に信号を成る種の自動利得
ｌ１１１＃系によって圧縮して再生後に別のＡＧＯ系に
よって信号を伸長するものが開発されている。しかしな
がら、かかるシステムのばめい、上記二つのＡＧＯ系は
互いに独立に動作する結果、動作開始と復旧時の過渡准
圧は消去されないことになる。

米国特許第４−６７７＃７９２号を参照さｌしたい。

心安とさルるに）は小さなダイナミックレンジの回路に
印加さｊＬる信号を圧縮し当該回路がら出る信号を伸張
器の出力でＨｊｄ１作開始と復旧時の過渡電圧？出現さ
せずにｔｌぼ正確な補足的方法で伸張させるような圧縮
−伸張（圧伸）系でるる。この圧伸系の大きさはコンパ
クトでしかも効率的でなければならない。

人力ＡＧＯ系ｌｋ：廟する補聴器の如き電子装置はすで
に制御信号によって利得を変化させることのできる増幅
器を内蔵しているかもしれｉい。

このばめいには情態を強化することが有利でろる。各々
がそれ自身の制御信号によって制御される二１１−のＩ
ｊＴ変利得増幅器を備える代りに複合制御信号によって
制御される単一の可変利得増増ｒｐｉＡを使用する方が
よい。このためには複数の制御信号を通尚な方法で結合
するためのコンパクトで効率的な回路が必要になる。

出力制限 補聴器の如き多くの電子装置においては出力信号レベル
は無限に増大せず・になんらかの方法で制限する必要が
ある。この目的のためにピーククリップと出力ＡＧＯ制
限という２つの方法が使用されている。何れのぼろいに
も調節可能な’！ＩＪ限レベルを有することが有益でる
ることが多い。

多くのぼろい、ピーククリッパが最大出力信号レベルを
出力レベルコントロールな調節することによって選択さ
れる制限レベルに制限する必要がある。同時に、ピーク
クリッパは制限レベルを下回る信号レベルの出力レベル
コントロールが調節される時にほぼ一定の利得を維持し
なければならない。

クリッパは波形の正負の部分を対称的にクリップする必
要がめる。それはまた容易にｖ１４節可能なりリッピン
グＶベルを有すべ含である。また、クリッピングレベル
を調節してもクリッピングレベルを下回るもしくはそれ
を十分上回る入力信号レベルに対する周波数応答を変化
させないことが望ましい。

シングルエントム級出力段を有する多くの補聴器のぼろ
い、クリッピングレベルはレシーバと直列な可変抵抗器
によって調整される。この構成は対称的なりリッピング
なしない。同時に、それはクリッピングレベルと共に変
化する補聴器利得とクリッピングレベルと共に変化する
周波数応答を形成する。

プッシュノルム３級出力段を有する多（の補聴器のばあ
い、クリッピングレベルはレシーバのセンタータップと
直列な可変抵抗器によって調節される。このことによっ
て対称的なりリッピングが得られるが高入力信号レベル
のばろいには依然としてクリッピングレベルと共に変化
する周波数応答を形成する。この構成のもう一つの問題
点は高可変抵抗器をセットしたぼりいのクリッピングレ
ベルは出力段のバイアス′電流に対して非常に敏感でる
るという点でめる。このことが起こるのはバイアス’ａ
ｍに二り℃形成される抵抗器内の電圧降下がバイアス電
流に応じ″Ｃ変化する全出力電圧範囲の相当部分を減す
るからである。

マグネチックレシーバを駆動する補聴器の出力段の如く
誘導負荷を飽和させる出力段のぼろい、出力の電圧は最
低供給電圧以下に変動することがある。コンパクトなサ
イズのばあい、モノリシック集積回路内には出力段が１
１れていることが多い。かかる集積回路においては基板
は最低供給電圧に接続され、集積回路上の回路素子はこ
れら回路素子と基板との間の逆バイアスダイナ−げによ
って互いに隔離され℃いる。

もし一つの回路素子にかかる電圧が基板電圧以下に変動
すると、通常状態で逆バイアスをうけた絶縁部は順方向
にバイアスされ、回路素子どうし間のｙｅｆｌｌ性を危
くすることになる。必要とされるのは電圧が基板電圧を
相当下回って変化することを防止するコンパクトで効率
的な回路である。

多くのはめい、出カムＧＯ糸を使用して電子装置の出力
信号レベルを制限することが有益である。もしＡＧＯ系
が出力レベルｔクリッピングレベル以下に保持すると、
制限するさいに信号ひずみはずっと小さくなる。多くの
ばおい、出力ＡＧＯ系が出力信号レベルを出力レベルコ
ントロールを調整することによって選択したｒ６１Ｊ限
レベルに制限する一方で制限レベルを下回る信号レベル
について出カッベルコントロールが１ｓｔ１１！Ｉされ
るとき一定の利得を維持することが望−ましい。

同様に、堆−つのスイッチを動作させることＫよってピ
ーククリッピング動作もしくは出力へＧＯ動作の何れか
を選択することができることが有利である。更にピーク
クリッピングと出カム（）Ｏの双方の匍１限Ｖベルが鴫
−つの出カッベルコントロールによりてｌｌ１４ＪＩＩ
され、出カムＧＯ市１ｊ限レベルがピーククリッピング
レベルが低歪みを維持するのに丁度十分なだけピークク
リツビンブレベルを下回っていることが望ましいことが
多い。

出力段がそのインピーダンスが補聴器のレシーバのよう
な周波数と共に相当変化する負荷な電動することになる
ばあいには、出力段の飽和が利用可能な出力電圧によっ
て急白起こされる周波数・碩」威と、出力段の飽和か利
用可能な出力電流によってｆＸき起こされるその他の周
波数領域が存在するかもしれない。同様にして、補聴器
レシーバの如き負荷を駆動するばあいには、高電流レベ
ルがレシーバ自体をし℃ひずみを発生させる纏れがある
。以上の理由から出力段信号電圧と出力段ｉｓを共に検
知し℃こｎら検知された信号ケ出力ＡＧＯ系に出力信号
な低ひずみを維持するに丁度十分なだけこれら飽和レベ
ル？下回る値に制限するように結合する出カムＧＯ系を
備えることが有利でるる。

発明の要約 本発明は、わずかなダイナミックレンジを有する回路素
子のダイナミックレンジを大きくするための圧伸系に関
する。この圧伸系はＷＪｌの＋ｆｆ１Ｊ御増１ｌＩＩｉ
器と、第２の制御増幅器と、閾値検出器と、反転増幅器
とから構成される。

第１増ｍ器は人カイざ号リードと制御ＩＪ　　ｐを備え
る。第１の＋ｔｆｌＪ御増幅器は入力信号を受取り、制
御リードに加えられる信号に応じて１１号Ｙ増幅する。

この第１増幅器の出力と「回路素子」の入力側には閾値
検出器が接続される。検出器は増幅器の出力側が所、定
レベルを超えたため回路素子のダイナミックレンジを超
えたときに検出する。こうし九手態が生ずると、閾１直
検出器は第１増幅器の制御リードに＋ｄＯ御信号を供給
することによって第１増輸器の利得を小さくしその出力
における信号レベルのレンジを圧縮する。

第２の制御増幅器は回路系子の出力側に接続される。第
２増１１１！器は入カリ−Ｐと共にｊ１御す−１も備え
ている。第２増１−４はその制御１７−ドに供給される
ｍｌＪ御信号に従ってその利得乞変化させる。

反転Ｊｊ１１幅器は閾イ直検出器の出力リードに接続さ
れ、第１増幅器の利得制御ＩＪ　−ｙによって受けとら
れる制御信号を受けとる。しかしながら、その時、反転
増幅器は信号を反転して、それを第２の制御増幅器の制
御リードに加え、第二の制御増幅器の利得の増加が第１
の制御増幅器の利得の低下とほぼ等しくなるようにする
。かくして＾；２の制御増幅器はその出力において信号
レベルのレンジを拡大し、第１の制御増幅器によるレン
ジの圧ａをほぼ補償することＫなる。

目　　　的 本発明の目的ｒよ、他の回路素子のダイナミックレンジ
をより有効に大きくシ、単一の１１４値検出器（もしく
はレベル検出器）ならびに検出フィルタをエリ有効に使
用し、動作開始と復旧中の優れた過渡特性を与え、低供
給゛電圧と低供給社九を使用し、よりコンパクトな改良
された圧伸系を提供することである。

系の概説 第１図〜第６０図についてのべると、全体を参照番号２
０として示した本改良補聴器の実施例が示されている。

１要な点は、ここに図示された回路の多くは種々の異な
る用途に使用できるという点でめる。しかしながら、本
発明の最も望まし噂実凡例は補＠器に関するものでβる
。

そのため、本発明に補聴器について記述したものでのる
。

第１図にエリ明瞭に図示されている↓うに、補聴器（図
示せず）は信号源もしくはマイクロホン２２と、「圧伸
姦Ｊ２４、フィルタ即ち「ｆ／Ｊｔ調節回路」２６なら
びにそれと関連した外Ｓ制御部２８と、人力自動利得制
御（ＡＧＯ）系２Ｔならびにそれと関連した外部＋’ｔ
ｉｌｊ　１卸郁３５と、王′シ流制御増幅器３２（以下
００ムと云つ）ならびにそれと関連した外部１１′！Ｉ
御部３４、出力信号！ロセツサ３６ならびに外部′１ｔ
Ｉｌｊ御部３８と、レシーバもしくは出力トランスジュ
ーサ４０とを備えている。

いくつかの図に２いて、選択された回路一部品の１わり
に破線が引かれている。かかる回路部品の区分けは幾分
恣意的にかつ本発明な埋屏ｒる上で役立つように行った
ものである。

第１図と第２図に示すように、マイクロホン２２は空気
中のｔ信号を受信しそれに応じて第１図と第２図に太線
として示した信号路４２に沿って電気信号を伝達する。

成る回路部品は回路部品の動作に制御することＫよって
現実の信号それ自体よりもむしろ電気信号に間接に制御
する。かかる回路部品からの信号は第１図と第２図に示
し九ａ１１４４によって示された制御路を介して送られ
る。

マイクロホン２２により発生させられた電気信号は比較
的小さな振＋１１！’にもち、圧伸器２４により受信さ
れる。圧伸器２４は入力端子制御増幅器４６と、「圧伸
」検出器４８と、「圧伸」フィルタ５０と、入力′電流
制御増幅器制御部５２を備え、Ｋａ制御増幅器４６の利
得を変化させる。

′ＴｊＬ流？ｔｔｌＪ＃増幅器４６は単に所定の方法で
マイクロホン信号の振幅を大きくするだけで、以後は補
＠器回路２０の残部により℃処理される。

「圧伸」検出器４８は、電流？１ｔｌＪ＠増幅器４６の
出力がフィルタ２６のダイナミックレンジ外に所定レベ
ルを超えたときにそれを検出する。

「圧伸」検出器４８が電流制御増幅器４６からのかかる
大きな信号を検出したとき、それは信号を「圧伸」フィ
ルタ５０に送る。「圧伸」フィルタ５０は平滑化された
圧伸検出信号を発し、該信号はｔ光制御増幅？ＩｔｌＪ
ｌｌｆＨＳ５２と、主電流制御増幅器制御部６８（以下
００ム制御部６８ト称ｆ；Ｅｓ　）　ト、２次ｏｏム′
ＩＩＩｌｊｉ１ｍ７０６ノ双方に工っで受信される。そ
の後、入力′１４　ｆｉ　ｉｌｔ制御増鳴器制御部５２
は、それが入力’ｉｔ流制御増幅器４６に供給する制御
電流を少なくし増幅５４６によって実行される増幅度を
小さくする。

人力ｋＭｆ、ｌｔ制御増＠器？ｔｌＪ　４部５２からの
制御電流は、「圧伸」フィルタ５０から受ける信号の振
幅に対して指数関数的な関係を有する。主００Ａ部６６
が受けとる制御電流は入力００ム４６に対する１ｔ１１
制御成流に対して逆比例している。主００Ａ　６６の利
得はそのため人力Ｏｏム４６の利得に逆比例する。この
ようにして系全体の利得は一定であるが音質制御回ＩＮ
１．２６内のフィルタはより狭いダイナミックレンジの
信号Ｖベルに対して動作する。

電流制御増幅器４６の出力はｉ質制御回路２６に供給さ
れる。音質制御回路２６は、４極高域フイルタ５６に信
号を供給する４極低域フイルタ５４を備える。二つのフ
ィルタ５４゜５６はそれぞれポテンショメータ、もＬｌ
、Ｉｌｉ御部５８．６０によって制御される。ボテン７
ヨメータ５８、−６０の設定調整が低域フィルタ５４と
高域フィルタ５６が受信信号に実物的な影響を与えはじ
めるときの周波数を決定する。

低域フィルタと高域フィルタ５４．５６からの信号は可
変スロープフィルタ６２に供給され、該フィルタ６２は
更に信号の周波数スペクトルな成形する。可変スロープ
フィルタ６２は、高周波信号、低周波信号を更に減衰す
るか、るるいは全周波数を等しく通過させるように調節
することの可能な可変スロープ制御部６４に２つの信号
を供給する。

可変スロープ制御部６４は入カムＧＯ回路２Ｔと主増幅
器３２に対して信号を供給する。主増幅器３２は主電流
制御増幅器６６と主電流制御増幅制御部６８を備える。

２つの外部調節部すなわち使用者の操作によるボリュー
ム制御部７０と、フル・オン利得−」両部１２は主電流
制御増ｔｉｌｌ！ｄｆｌＪ両部６８に相互接続される。

制御部６８はまた主を流１ｌｔｌＪ′４４増幅器６６の
利得を制御するために使用される圧伸６２４と、出力信
号ゾロセッサ３６と、入力ＡＧＯ糸２Ｔから入力を受取
る。

かくし℃、圧伸器２４が動作している時、それは主１！
流制御増幅器制御部６８に一つの信号を送り、主増幅！
ａ３２に対する入力がそれが入力電流制御増幅器４６に
より圧縮されたのと同じ程度に伸張されるようにする。

主電流制御増幅器６６が示す利得レベルは、使用者の操
作によるボリューム制＃部ＴＯの設定調整を含めて制御
部６８に対する入力によって部分的に決定さｎる。使用
者の操作式ボリューム制脚部ＴＯをフル・オンにしたと
きに得られる最大利得は部分的にフル・オン利得゛削両
部７２の設定調整によって部分的に確定される。

入力ＡＧＯ系２１は２次００ム７００と、ＡＧＯ検出器
７０２と、ムＧＯフィルタ１０４と、２次００Ａ　ｍ１
１１部７　Ｑ　６　ト、ＡＧＯｗ４値Ｉ制御８１７１（
１゜ムＧｏ　ＯＲ（圧縮比制御部）１１２とを含むそれ
に関連する外部制御部３５を備えている。更に、主ｏｏ
ムロ６と、主ＣｏＡ割御Ｍ６８の一部を含む主増幅器３
２の諸部分が使用されている。

入力ＡＧＯ系は帰還系を使用して制御信号を形成し、こ
の制御信号は主００ムロ６に順方向に送りれる。２次０
０Ａ　７００は可変スロープ制御部６４からの信号を増
幅し、この増幅された４ｇ号）ｌ　ＡＧＯ検出器７０２
　Ｋ　ａ　ルＯＡＧＯ検出器７Ｌ）２は、２次ＱＯム７
００の出力がＡＧＯ検出＋ｍ値レベルと呼ばれる所定レ
ベルを超えたときにそれを検出する。

ＡＧＯ検出器７０２が閾値レベルに達する、もしくはそ
れを超える入力によってトリガされると、それはムＧｏ
フィルタ１０４に一つの信号を送り、七のフィルタは２
次ＣＯム制御部７０６に供給される平滑化されたＡＧＯ
検出信号（Ｍｏｌと呼ぶ）を発する。２次ＣＯム制ｍ部
７０６は２次００Ａ　７００に対して制御電流を供給し
、その利得を制御する。この制御電流は平滑検出信号（
Ｔｅｌ　）と、外部制御部と、Ａａａ　Ｉｇ値１ｔｉｌ
ｊ御部１１０によって制御される。検出毎号（Ｖａｎ　
）は制御電流を小さくし、そのことによって２次００Ａ
　７００の利得が小さくなって、その出力信号の像幅が
ＡＧＯ検出検出閾値レベル質実質的えないようにする。

ムＧｏ検出器７０２ｆｊ！：）！Ｊがするのに必要なマ
イクロホンからの信号レベルは人力ＡＧＯ閾値と呼ばれ
る。同様に、ＡＧＯＩ−値制両部１１０は入カムＧｏ、
−値を変化させるように２次００Ａ７００の利得を変化
させる。

２次００ム制御５７０６もまた、圧伸フィルタ５０から
反転制御信号を受けとり、可変スロープｉ制御部６４の
出力側に存在するあらかじめ圧縮された信号を伸張する
。このようＫすると、圧伸作用は検出信号Ｖａ１に影４
Ｉヲ及ぼすことはなく、圧伸器は入力ＡＧＯ系によって
は「見」られることはないでろろう。

もしこの平滑検出信号（Ｍａｌ　）が主ＯＯム制御部６
８に加えられると、その結果、ムＧＯ系はＡＧＯＡ値を
上娼る非常に高い不変圧縮比を有することになろう。可
変スロープ圧縮を可能にするために、ＡＧＯフィルタ７
０４からの検出信号（Ｖａｌ）は可変制御部すなわちム
Ｇｏ　ＯＲ制御部７１２’に通過する。ＡＧＯｏｕｌＪ
ｍＭｔｓ　７１２は調節可能な検出信号部分を主００ム
制御部６８に供給し、該制御部６８は主Ｏｏムロ６の利
得を制御する。このように、ムＧ０１ｊ４値を超える人
力レベルのばめい、人カムＧＯ系が主００ムロ６に対し
て実行する利得低下値はムＧＯＯＲｍｊ両部７１２によ
って変化するため、−億を上端る入出力曲線のスロープ
を変化させることになる。

主電Ｒ，匍ｊ御増幅器６６の出力は、出力信号プロセッ
サ３６に供給される。出力１６号プロセッサ３６はクリ
ッパＴ４と、出力増幅器Ｔ６と、出力電流検出器Ｔ８と
、出力電圧検出器８０と、ＡＧＯ検出器８６と、内部自
動利得制御スイッチ８２と、ムＧｏフィルタ８４とを備
えている。外部人Ｇｏスイッチ８８とパワーレベル？ｌ
ｌ１１＃部９０とは出力信号プロセッサ３６に相互接続
さｎでいる。

クリッパＴ４は主電流制御増幅器６６から受取った信号
がパワーＶベル制御ｓ９０により設定された所定の出力
レベルゲ上層るのを防止する。クリッパ１４の出力は出
力増幅器１６に送られ、２次出力は自動利得制御検出器
８６によって検出される。

出力増幅器７６は、それがレシーバ４０に送られる前に
クリッパ１４から受は収った信号を更に増幅する。電流
ならびに電圧の検出器７８゜８０は出力電流と電圧を検
出して、出力゛電流もしくは出力電圧の何れか一方かそ
れぞれの所定レベルを超え乏ときに出力信号なＡＧＯス
イッチ８２に供給する。

自動利得制御スイッチ８２は外部ムＧＯスイッチ８８と
共にスイッチオンすることができる。

電流および（または）電圧検出器７８．１１０からの信
号、もしくは自動利得制御検出器８６からの信号は回路
２０の出力が大きすぎることを意味する。かくして、か
かる信号は自動利得制御フィルタ８４に伝送され、該フ
ィルタ８４はこれらの信号を平滑化し結合しそれらを主
電流制御増幅器制御部６８にフィードバックさせ、主電
流制御増幅器６６がその時作動中の利得値を小さくする
。

出力増ｍ器７６からの信号はレシーバ４０に加えられ、
該レシーバ４０は域気倍号を音に変懐する。このｆｔｖ
工その後？Ｉｌ］嘘器層用者によって聞きとられること
Ｋなる。

系構成 この系の利点の多くは、種々の部品の構成もしくは配置
から生ずるものである。符に、電圧制御フィルタの対向
側に圧縮回路と伸張回路が配置されて系のダイナミック
レンジを大きくする。更に、固定利得出力段もしくは出
力増幅器Ｔ６前にはａｍ＠可能なピーククリッピング回
路もしくはクリッパ７４か配置される。その結果、非対
称形のクリッピングや出力段バイアスＫｇに対する感度
の如き、出力段の出力で調節可能なりリッピングを可能
にするという先に述べた設計問題は回避することができ
る。

更に、ａＩＩＮ可能な出力自動利８１制御回路か固定利
得出力段の前に配置される。その結果、出力自動利得Ｉ
Ｂ１」両部なりリッパＴ４に接続しパワーレベル制御部
９ｕにムＧＯと非ムＧＯ方式の両方における出力制限レ
ベルを決定させることができる。更に、補助的自動利得
１ｔＩＩＪ御部は出力段で出力電流検出系と出力電流検
出系ａｏ、ｙａの双方を使用する。

出力段の出力に固定ｕｉ幅検出系を追加することによっ
て、出力自動−」得利＠部を使用中出力段からの大きな
歪んでいない最大出力レベルな完全に得られるようにす
ることができる。これは出力段利得と共に出力段の入力
に生ずる検出レベルのｆｆ荏差のために出力レベル制＃
部が最大値に設定されたときに出力段中に生ずるクリッ
ピングを防止するために検出レベルを低く設定する必要
がないからである。その代わり、検出ノベルは出力増幅
器の振幅の完全な利用を実買的に保証する・に十分な高
さに設定でき、出力段の出力側における固定壁１嶋の検
出は出力レベル制＃部か最大値に設定されたとき出力段
の入力側での検出を不要圧する。

出力電流検出は出力段トランジスタのコレクターエミッ
タ間電圧が飽和状態に近づくと出力自動利得制御部を単
にトリがすることによってクリソぎングとその結果化ず
るひずみを防止する。

出力電流検出は受信機に分配される電流を監視すると四
〇に、所定の電流制限値を超えたば必いに出力自動利得
１１ｔｌＪ　４部をトリがする。このことはハイパワー
の補聴器でるる実施例におい℃大急な利益を有する。受
信機の役！を技術の現在の状況は［Ｆ］る周波数のもと
て平均インピーダンス値に比較して非常に低く低下する
広く変動するインピーダンス対周波数を有する受信機を
生産している。受信機が公称インピーダンスを示す最大
レベルに受１！！を磯を駆動することのできる増幅器に
よって駆動されたとき、受信機は、受信機インピーダン
スがずっと低い周波数帯域で低ひずみ動作のための受信
機自身の電流制限値を超過するかあるいは、同様にひず
みを大金くするおそれのある増幅器の一形動作の何Ｊ’
Ｌかを超過するような過大電流を増幅器から引受ける。

このため、′電流と電圧の検出部を両方有するばろいに
は系の周波数禎域全体にυ九って増幅器−受信機系の最
大出力性能を使用することになる。

更に、入力自動利得？ｌｆＩ制御回路は圧縮−値を圧縮
比を独立に調節する方法を使用しており両調節間の相互
作用なしにこれらの要素のそれぞれを正確にａＳＳする
ことができる。

更に、入力自動利得制御回路のためのレベル検出部は音
質（もしくは周波数成形）澗＠部２６の後でしかも利得
制御部前に配置される。

出願人はかかる構成はＡＧＯ系が最終的に受信機に供給
される信号に工って動作し補＠器２０の着用者によって
「聴取する」ためにより望ましい信号な与えるというこ
とを発見した。他の構成のばめい、ＡＧＯ系はフィルタ
もしくは音質制御部によってまだ成形されていない信号
によって動作する。

通常のばあい、フィルタを通過しない、従って補聴器に
よって淘幅されるように意図されていないｆ信号の選択
された周波数は補聴器の動作に影＃馨及はさないことが
望ましい。本発明のＡＧｏ系はかかる信号によって動作
しないため、それらがフィルタによっては有効に減衰さ
れないため、かかる外生ノイズはＡＧＯ系の動作に重要
な影響を及はすことはないであろう。

そのため、例えば、真機械により発せられた低周波音の
７口き低周波数信号がフィルタに二りて実質的に減衰さ
れる工うにフィルタを調節することができる。

４（、ムＧＯレベルの検出がフィルタ前において行わｎ
るならば、これらの信号はＡＧＯ系をして応答させ高い
周波数の所望４Ｍ号のための利得を小さくするおそれか
わろう。しかしながら、本発明のムＧｏはフィルタ通過
域外に６るときこれら低周波信号に対し℃応答させるこ
とはないであろう。

更に、主’ｃｖ１．制御増幅器は精信号の複合でろる市
り御信号を使用している。複合信号は補聴器の異なる部
分からの複数の人力に由来するものである。信号は圧伸
器２４と、人カムＧＯ糸２Ｔと、出力４４号！ロセツサ
３６と、使用者操作によるボリウム市１」＠第１０と、
フルーオン利得ｔｈ！制御部１２からの１百号かｂｍ成
される。かかる複合１ｇ号を使用することによって、一
連の増幅器でなく、単一の電流澗御増ｌ１ｌＩ器６６を
使用することかで自る。このことによって回路をより割
安に作ることができるとともに１発生するノイズと回路
の複雑さ１に：減することができる。

補聴器回路２０は異なる複数の小回路から構成される。

全体の補聴器回路２０のためのこれら小回路のうちの幾
つかは以下に個別的に詳しく論することにする。

第６図ないし第１４図についてみると、全体７に参ＩＪ
＠査号４１０で示した改良された請節可能次２極状Ｍｆ
＆フィルタに関するものである。

第６図に示したフィルタは単位利得相差増幅器４４１と
、それぞれがそれぞれコンデンサ４２４゜４２６を負荷
したコンデンサ負荷相互コンダクタンス演算増ｍ器（Ｏ
Ｔム）４１６．４１８を備えた第１と第２の可変積分器
４１３．４１５と、第１と第２の帰ｉｉ綴４２Ｌ１．４
２２と、入力端子４２８と、アース線４２９と、篩域フ
ィルタ蛍域通過フィルタおよび低域フィルタ出カ趨子４
３０．４３２．４３４を備え℃いる。

入力端子からの入力信号は和差増幅器４１１に対する正
人力で必る。第１の＃還＃５４２０は第２の、正入力で
あり、第２のｊ借遣線４２２は負人力である。和差増幅
器４１１の出力は回路４１０の残余と相俟って和差増幅
器４１１の出力側に高域通過信号を生じさせる。

増幅器４１１の出力は高域フィルタ出力端子４３０に相
互接続される。該出力側は同時に第１積分器４１３の負
入力端にも相互接続さ几る。

２ｇ　１積分器４１３は高域フィルタ１ｄ号を受けとり
、それに応じてその出力に、帯域通過信号に対応し帯域
フィルタ出力端子４３２に相塩接続された第１積分信号
を供給する。そｎはま九、この信号を第１の帰還ｍ　４
２０に供給し、正入力の一つを和差増幅器に供給する。

第１積分器４１３の出力は同様にし′ｃｌ＠２槓分器４
１５に入力として供給される。それに応じて第２積分器
４１５は出力低域フィルｊ１４子４３４と第２帰還１１
ｄ１４２２に供給される出力を供給する。第２帰Ｒ線４
２２が和差増幅器４１１に対して負入力を供給するとは
いうまでもない。

理想ＯＴムの動作は次の式に↓つ℃与えられる。

ｇｍ　＝ｈ（工Ｘ） 但し、Ｆ＆ｍはＯＴＡの相互コンダクタンス（６るいは
利得）、ｈはノ特定のＯＴＡの定数、工ｘはＯＴＡに供
給される制御′ｌｔ流。ＯＴＡの出力電流は次の式によ
り与えられる。

１゜ｕｔｐｕｔ　”軸（（Ｖ＋）−（Ｖ−）］但し、１
　　　は出力電流、Ｖ＋とＶ−とはそれｃｔｐｕｔ ぞれＯＴＡの差動入力端に印加される正負電圧値である
。第２２図にはバイポーラトランジスタを使用した量率
なＯＴＡが示されている。電流ミラー負荷と差動対用の
エミッタ亀薦を供給する１１ｔ流源工ｘを備えた差動ト
ランジスタ対を含むこの構成のば必い、ｇ！ＥＬ−工Ｘ
／２ｖＴで）る。但し、ＶＴは温度＝　ＫＴ／ｑｅ　（
Ｄ尋価ボルトでめる。例えばＲ０７′ンイ＆Ｒ，マイヤ
ー者「アナログ集積回路の解析と設ル士」（ノヨン　ワ
イリー４サンズ社、１９７７年）を参照されたい。

フィルタの出力信号がフィルタに加えられる任意の人力
１！号に対していかなる関係を有するかを示すためのフ
ィルタのための等式が与えられることが多１０かかる等
式は「伝達関数」として知られている。一般的にいって
コーナ周波数を越える信号の減衰対周波数曲線の勾配が
急であればある程、フィルタに対する伝達関数の「極数
」は多くなる。極は理論的伝達関数の分母が与えられた
入力信号周波数のばあいに実質的に零に達する位置を規
定するものでるる。

第６図に示した回路の出力を示す等式を以下に列挙する
。

単位利得 和差増幅器：　ｖ２＝ｖ工＋Ｙ、−Ｖ。

可変積分器！　Ｖ３＝−（ｇｍｌ／ｊｗｏｘ）Ｖ２Ｖ４
＝（ｇｍｇ／ｊｗｏｚ）Ｖ３ 但しｊ＝−１、Ｗ＝信号周波数の２倍 ｗｏ”−ｗ“＋（ｊＷ）（ＷＯ）／Ｑ Ｗｏｌｆ：、特定周波数として知られており、ｑはキュ
ー（もしくは減衰率の逆数）として知られている。

８ｍ１＝ｈエエ１　；およびｇｍｌ−ｋｌ工ｘ１但し、
ｈは特定の相互コンダクタンス増幅器の定数でおる。

もしｏｌ＝ａｇ＝ｏとすると、Ｗｏ＝（ｈ／ａ　）ｖ’
了ｉ了ｚｍ　、−またｃｃ−ＪＴ：π河ｉとなる。

本発明は抵抗器を用いずに鐘小限の数の部品を使用して
実施することが可能である。更に、フィルタの特性周波
数とキューは、第１と第２ノＯＴム、４１６゜４１８の
相互コンダクタンスを設定する工ｘｌと工Ｘ２の大匙さ
とその間の比を変えることにより″Ｃ変化させることが
できる。

本発明は第６図に示し九実施例以外のものによって実施
で龜ることはφう鷹でもない。そのため他の実施例を＠
４図と第５図に示しＣろる。

同様にしく、第６図に示した和差増幅器４１１と、積分
器４１３，４１５、および制御回路は種々の実施例のも
のを示すことができる。単位利得和差増幅器の６つの相
異なる、しかし等価的な図が第６図、第７図および第８
図に示され℃いる。第６図は２つの正入力端子と１つの
負入力端子ｆｔ有する和差機能の記号図である。出力電
圧Ｖこは人力と以下の如き関詠を有する。

Ｖ６−Ｖａ−４ｂ＋Ｖｏ　コの図は巣６図におい”（４
１１の番号を付け′Ｃ６る。

第７図は制御電流ＩＸＬと工ｘｂが相互フンダクタンス
値ｇｍａとｇｍｂを設定する演算相互コンダクタンス増
幅１４１２．４１４を用いてこの機能を実現したもので
ある。もし工ｘｈ　＝　Ｘｘｂならばｌａｍａ″ｇｍｂ
　＝　ｇｍとなる。

もし増幅器４１４の出力側に対する負荷が無視できる（
すなわち、出力′電流が非常に小さい）ならば、１ｏａ
”　−１ｏｂとなり、ｇｍ（Ｖａ−Ｖｂ）　＝−ｇｍ（
ｖａ−ｖａ）となり、ｖｄ　−ｖａ−ｖｂ＋ｖａ　トｆ
ｋ　ル。

ｉ８図は第２２図に示した２つのＯＴＡが量率な形に組
合わされた第７図のトランジスタ回路でめる。第８図に
おいて、トランジスタ４１２゜４１４のコレクタ電流の
差（ｉａ−１ｂ）とトランジスタ４８０．４７８のコレ
クタ電流間の差（１０−１）はそれぞれ第７図の電流ｉ
ｏａと１ｏｌ）に対応する。これらの差は第２２図に構
成したような差動ＮＰＭ対の保革的なＰＮＰ　’４流ミ
ラー負荷によってつくりだすことかできる。しかしなが
ら、第７図において１ｏ、、と１ｏｔ）とは合算される
、それ故、ｉｏａ”ｉｏｂ　＝　（ｉａ−１ｂ）＋（ｉ
ｏ−１ａ）となり、それはｉｏ、＋　ｉｏｂ　＝　（ｉ
ａ＋１ｃ）−（ｉｔ＋＋ｉｄ）となるように再構成する
ことがｉ】能であり、それはトランジスタ４７４と４７
８のコレクタ電流が最初に（並列接続することによつＣ
）１１され、その入力がトランジスタ４１２と４８０の
コレクタを底流の（並列接続による）和である単一のＰ
ＮＰｌ［流ミラーの出力電流と結合されるということを
示す。か＜Ｌｔ唯一つのＰＩＰミラー（２コＶクタトラ
ンノスタ４９６）だけしか必要でない。

同様にしく、６橿の異なる、しかし等側内な可変積分器
が第９図と、弔１０図および第１１図に示されている。

例えば第９図に示した差動可変積分器の記号図のばろい
、出力は次式で与えられる。

時間頂域のばあい Ｖｏ＝　ｘｘＸＪ（ｖａ−Ｖｂ）　ｄｔ但し、エエはｉ
ｔｉ制御電流でＫは比例定数でるる。

周波数領域のばめい ｖａ　”　（ｘｘ、／ｊＷ）（ｖａ−ｖｂ）第１０図に
示した積分器はコンデンサ負荷を有するＯＴＡである。

ＯＴＡの出力電流は次の式で与えられる。

ｉｏ　＝　ｇｍ（Ｖ＆−ｖｂ）　；但しｇｍ　＝　ｈ５
コンデンサの電圧はコンデンサを流れる電流の時間積分
に等しい。すなわち周波数領域のばあいＶＵ＝１０／ｊ
Ｗａとなる。それ故、他に負荷を有しないコンデンサを
有するＯＴＡ　’に負荷すると第１１図に示した積分器
のばろい、第２２図に示したＱ４倫トランジスタを有す
るＯＴＡが実現された。式を以下に示す。

外部負荷が存在しないと電流１０はすべてコンデンサ内
に流ｎる。

最後に、第１２図と第１２ａ図には制御回路の第１と第
２の実施例５０１．５０３が示されている。第１２図に
示したｄｊ御開回路５０１実施例は工、で示し次局波数
制御電流を受けとり、それぞれそれに関連した１ｔｔｌ
ｌ電流エエ１と工Ｘｊｌを供給する。制御回路５０１は
相互に接続されたベースとコレクタを有するトランジス
タ５０５を備える。トランジスタ５Ｌ１５はトランジス
タ５０５のペースとコレクタに加えられる周波数制御電
流に関連したペースエンツタ間電圧をつくりだす。

制御回ｗｌｒ５０１はまた、第１と第２の′１ｔ１１制
御トランジスタ５０７．５０９を備える。トランジスタ
５０７．５０９はそれぞれトランジスタ５０５によつ℃
つくりださｎ九ベース・エミッタ間電圧を受けとり、そ
れぞれ工ｘ１と工ｘ２で示したコレクタ電流を供給する
。

第１２図に示すように、トランジスタ５０１〜５０９は
それぞれ単一の素子となっている。

第１、第２の制御トランジスタ５０７．５０９のコレク
タ電流は、それぞれ、１１１１１１　ｍ　’［ａ　Ｉｗ
にほぼ等しいトランジスタ５０５のコレクタ電流のｎ１
倍とｎ１１１倍である。このことはセミカスタム集積回
路上に得られるほぼ同一のトランジスタだけを用いて、
第１制御トランジスタ５０Ｔの代わりにｎ１個の素子を
並列に接続し、第２制御トランジスタ５０９の代わりＫ
Ｈ２個の素子を並列に接続することによって達成するこ
とができる。その代わプに、トランジスタ５０５と第１
、第２の制御トランジスタのエイツタ領域は互いに、そ
れぞれ１　：　ｎｘ　！　ｍｓの関係をとることがで自
る。

従り℃、もしトランジスタ５０５．５０Ｔ。

５０９がそれぞれ高電流増幅特性（＠ベータ”）を有す
るならば工Ｘｉ”ｎ１ＩＩＦ　、”Ｘ２　＝　ｎｌＩｇ
となる。

′１を流Ｉｘ１と工ｉｓはそのときフィルタのコーナ周
波数が周波数？１ＩＩＪ御電流１ｗＫ−形の関係をもち
周波数制御電流が変化するときにｑが一定にとどまるよ
うにフィルタの動作を制御する。

第１２ａ図に示したＩＩＩＪ１１回路５０３の実施例は
ｖＷで表わし次局波数制御電圧を受けとり、それぞれそ
れに関連し九制御電流ＸＸＩとエエ２を供給する。制御
回路５０３は第１と第２のトランジスタ５１１．５１３
を備える。各トランジスタは周波数？ｌ１ｌＩＪ＃電圧
を受けとるためのペースを備える。その後、トランジス
タ５１１　、５１３はそれぞれコレクタ電流ＩＸＩと工
ｘ２を供給する。

更に、二つのトランジスタ５１１．５１３のコレクタ電
流は基準電流の倍数とすることができる。第１２Ｌ図に
ｎｌとｎ２で嵌わしたがかる倍数は同様のトランジスタ
を並列に使用するか、あるいはトランジスタ５１１．５
１３のエイツタ・ベース接合領域をｍＪ１４すること罠
よって実現することができることはいうまでもない。

コレクタ電流工Ｘ１と工ｘ８は先に述べたようにフィル
タを制御する。これらの電流は以下の等式により実質上
記述することができる。

Ｉｚｌ　＝　ｎｌ工８・ＸＰ　（Ｖｗ／ＶＴ）工ｘｊＩ
＝　ｎａ工ａ　ｅＸｐ　ＣＶｖ／’ｉｔ）但し、ｖＴは
先に定義したように再びトランジスタの熱電圧でわり、
工ａは工０工程と温度に依存する定数である。しかしな
がら、単一の集積回路上に形成されたトランジスタどう
しが曳く整合する点に注意されたい。そのため工ｘ２の
ＩＸＩに対する比はｎ　黛／ｎ　ｚとなる。

Ｉｘを十分に制御するために、ｖＷは同一チップ上のａ
４節器から得るべきでるる。例えば、第２４図に示した
可変基準出力を有する調節器を参照されたい。

その時、電流ＸＸＬと工Ｘ２はフィルタのコーナ周波数
が周波数制御電圧Ｖ、と指数関数的な関係を有し、周波
数制御電圧が変化する時にキューが一定にとどまるよう
にフィルタの動作を制御する。２極バツタワースフイル
タのばあい、Ｑ＝１／２となるＯ１２　Ｏｇ　＝　Ｏの
ばあい、ｑ−Ｉｚａ／Ｉｘｘとなる。工Ｘｉ　＝　２Ｘ
工どのとき、定義によりＱ＝１／２で、フィルタは典凰
的なバッタワース応答を与える。この条件の下ではＷｏ
　＝　（ｈｌｏ）エエ２ｆＹ となる。

第１６図と第１４図により詳しく示され℃いるように、
本発明は２極フイルタ４１０を備える。第１３図にはフ
ィルタ４１０、すなわち高次フィルタの基本的構成ブロ
ックがより詳細な形で示されてめる。この図では第７図
に示した単位利得和差増幅器の表示が第６図に示した単
位利得和差増幅器４１のより一般的な表示にて示されて
いる。

第１４図にはフィルタ４１Ｇのより詳細な形が示されて
いる。この図では、＠８図に示した単位利得和差増幅器
４１１の表示と、第１１図に示したコンデンサを負荷し
九相互コンダクタンス演算増幅器４１３．４１５の表示
が第６図に示したより一般的な表示に示されている。

各コンデンサの一方側が交流アース線に相互接続されて
いる点に注意されたい。全コンデンサの一４μ共通の接
続点に接続されている。その結果、パッド接続の数は少
なくなっている。

２甑フイルタ４１０は、もちろん、第１５図と第１６図
に示すようにタンデム形に相互接続して、それぞれ４極
高域フイルタもしくは４極低域フイルタを実現するよう
にすることができる。第１７図と第１８図には、かかる
フィルタと共に使用することのできるフィルタ制御回路
が示されているが、それらは第１２図とｉｆ第１２ａ図
の２種制御回路と同じで制御電流工ｘ５と工Ｘ４を第２
の２極フイルタ部分に供給するためにＸｎ３とＸｎ４で
表わしたトランジスタを追加して、いる。そのため、第
１６図の４億低域フイルタのばめい、低域フィルタ端子
４３４は第６図に示したフィルタと構造的に類似したも
う一つのフィルタの入力線に相互接続されている。この
第２の２極フイルタの低域フィルタ出力端子は、その時
、４極の低域フィルタ応答を供給する。

同様に、フィルタ４１０の高域出力端子４３６は０！２
フイルタの人力１子に相互接続することができる。（第
２フイルタが第６図に示したフィルタと構造的に類似し
℃いることはいうまでもない）そのとき、第２フイルタ
の誦域フィルタ出力端子は４極の高域応答を与える。第
６図に示したよりな２叫のフィルタもまた、同様にし℃
相互接続し２て４極の帯域応答を供給するようにするこ
とができるのはい５までもない。

２個の縦続接続した２極フイルタから構成された４極の
バンタワースフイルタのばあい、ｗ１＝　＃ＯＱ、ｌ　
−＝　０．５４１　ｉＷｇ＝Ｗｏ　　　Ｑｇ＝１．３０
６ 縦続接続の順序は周波数応答には影ｊを及ぼさない。

もしＯ１′−Ｏｇ＝０３＝Ｏ，ヨＯとすると、ｉｔ流値
は工ｌ／工Ｘｉ　”Ｑ　ｌに＝Ｌ］、２９２８、Ｘｘ４
／工Ｘ３＝　１−Ｌ２λ＝１．７［］６Ｗ・＝Ｗ・（ｈ
ｌｏ）ハπＩＸ２　＝　（ｈ／。）２π７エｘｘ　（０
，５４１１）＝ＸＸ３　（１，５０６）工ｘ１／Ｘｘｓ
　＝　２．４１４ となるように設定できるが、それは電流エア１エエ２　
’　工ＸＮ　＋および工ｘ４との間の正確な整数比を与
えることはで色ない。これらの比は、カスタム集積回路
設計において、トランジスタｘｎ工ないしＸｎ　４のエ
ミッタ・ベース接合領域が非整数比でつくれないばめい
、得ることができる。

４極バツタワースフイルタを整数比に近づけるために 工Ｘ１＝６ＸＸ２　　　ｆ；Ｌ１＝　Ｊテ石＝　０．５
７７２工Ｘ３＝工Ｘ４　　　Ｑｚ−ｎ〒＝１．４１４と
する。

多くのばめい、これはバッタワース応答に対する粁谷可
能な近似値でるる。

それは整数のトランジスタを並列に接続することによっ
て標準的な集積回路上に実現でさる整数倍の選択電流に
よって得ることができる。

近似値として、工、を単一の制御回路トランジスタによ
って供給される制御ｔａとしよう。七のば６いには、 エエＬ＝（７）　（工Ｗ）＋工Ｘ１１＝（２Ｘ工Ｗ）Ｑ
１４万＝０．５３４５ ■！３＝（５）（工Ｗ）　　、　　工Ｘ４二（５）（工
Ｗ）Ｑｖ　＝４万＝１．２９１ 低域フィルタと高域フィルタ５４．５６の出力は可変ス
ロープフィルタ６２に供給される。

フィルタ５４．５６．６２は回路２０の周波数応答を修
正するから全体とし′Ｃｆ質゛制御部と呼ぶことにする
。

補聴器回路２０は、更に低素子カウントと、全体的に可
変スｐ−ノフィルタ６２とし℃述ぺられる連続的に変化
するスロープ応答成形器を備えている。入力信号に対す
るフィルタ６２の応答は縄域フィルタから平坦応答を経
て低域フィルタへと連続的に変化する。第２５図に示す
ように、フィルタ６２は入力端子１１８と、アース−１
８０と、第１、第２、第６の相互コンダクタンス増幅器
１８２．１８４．１８６と、低域フィルタ、ｈｒ賀スロ
ーグならびに高域フィルタ出力端子１８８，１９０．１
９２と、ポテンショメータ１９４と、コンデンサ１９６
を備える。ポテンショメータ１９４は第２図に示し九可
変スロープ制御部６４である。

フィルタ６２は入力端子１１８で人力１６号を受けとる
。第１相互コンダクタンス増幅器１８２は第１もしくは
正入力側と第２もしくは負人力９１１１９８．２００と
出力側２０２を備える。増幅器１８２の正入力側は入力
端子１７Ｂに相互接続され、入カイＩ！号を受けとる。

それに応じて増＠器１８２はその出力側２０２で第１相
互コンダクタンス信号を供給する。

第１相互コンダクタンス増ｌｌｌ！器１８２の出力側と
アース巌１８０との間にはコンデンサ１９６が接続され
ている。第１相互コンダクタンス増幅器１８２に対する
第２のすなわち負人力２００はその出力側２０２に接続
されている。高周波入力信号はコンデンサ１９６を拙て
アースに分路される。その丸め、増幅器１８２とコンデ
ンサｊ９６ｒｉ単極低域フィルタを形成する。

第２相互コンダクタンス増幅器１８４もｉ九、第１（−
ｉなわち正）人力９１１２０４と第２（すなわち負）入
力側２０６と出力９１１１２０８を備える。

第１入力端もまた入力端子１７８に接続される。

第２人力１１４１１２０６は第１相圧コンダクタンス増
幅器２０２の出力［２０２に接続されている。

第２相互コンダクタンス増幅器の出力側２０８は高域フ
ィルタ端子１９２に接続されている。

第６相互コンダクタンス増幅器１８６は第１（すなわち
正）入力側２１０と第２（すなわち負）入力側２１２と
共に出力側２１４を偏見る。

第１入力端２１０は基準電圧に接続される。出力側２１
４と第２入力端２１２は第２相互コンダクタンス増１鴫
器１８４の出力側２０Ｂと高域フィルタ端子１９２とは
相互接続されている。

第６増Ｉ１１！器１８６は増幅器１８４０′亀圧利得が
ムｙｇ−ｓｍｚ／ｇｍｓとなるようにはは１　／　８ｍ
３の負荷インピーダンスを第２増幅器１８４に与える。

もしｇｍｘと８ｍ３か等しく設定されると、ムマ２＝１
となる。この能動負荷法は七の非線形時性が負荷される
増幅器の非線形特性なほぼ補完する負荷を増幅器に設け
ることによって高信号振幅に対してより良い線形特注を
つくりだす。

ポテンショメータ１９４は摺動子２１６を備える。ポテ
ンショメータ１９４の端部端子はそれぞれ高域フィルタ
と低域フィルタ端子１８８゜１９２ＶＣ相互接続され、
町賀スロープ端子１９０はポテンショメータ１８４の摺
動子２１６に相互接続される。ポテンショメータ１９４
の一端か、ら他喝に摺動子２１６を動かすことによって
フィルタ６２の出力は低域フィルタのそれから高域フィ
ルタのそれへ次第に変化する。中央部におるとさ、端子
１９０は程良く平坦な応答出力を供給する。低域フィル
タ端子１８８と入力端子１７８の電圧の比は以下の式に
よって与えらルる。

ｇｍｘ 但し、ｊ＝：Ｉ−１、Ｗは信号周波数の２倍、Ｏはコン
デンサ１９６の値、ｇｍｌは第１相互コンダクタンス増
幅器１８２の相互コンダクタンスである。

低域フィルタは次式に示すコーナ周波数ｆ０を有する。

但し、ｇｍｌは第１相互コンダクタンス（もしくは増４
１ｉ器ン１８２の利得で、０はコンデンサ１９６の値で
ある。もし第２、第６の相互コンダクタンス増幅器１８
４．１８６の利得がほぼ等しければ、高域フィルタ端子
電圧は入力端子電圧から低域フィルタ端子電圧を差し引
いたものに等しくなる。

入力端子で割つ比高域フィルタ端子道圧の比は次の式で
与えらｎる。

（ｊＷ）Ｇ １’Ｃｍｌ このフィルタのコーナ周波数もそのときポテンショメー
タ１９４は回路上の抵抗器の負荷を小さくするために低
減フィルタと高域フィルタの出力端子１１３ｄ、１９２
におい℃見られる出力インピーダンスと比較して比較的
大金な値を有する。かかる・負荷が理想的な高域フィル
タと低域フィルタ応答からのＩｊｌ差を生じさせる。こ
とはいう鷹でもない。摺動子２１６における出力は高域
フィルタ端子電圧と低域フィルタ端子電圧との可変加ｉ
和である。

フィルタ１１６１よコンデンサ１８６とポテンショメー
タ１９４の２１−のディスクリート部品だけを使用する
のが望ましい。そのようにして本願発明の実り例は所要
素子と回路の大きさを小さくするものである。

更に、フィルタ６２は高域フィルタ出力と低域フィルタ
出力の両方を同時に考慮し℃いる。

更に、ボテンシ日メータ１９４を灰化させると、中央点
の「平坦な」設定部罠おける全周波ａＫ若干の減衰が存
在するために定ボリュームに近づく。中央点からＩｔＩ
Ｉ制御部を回転していくと同時に周波数スペクトルの一
端における出力が小さくなる一方、周波数スペクトルの
反対熾における出力が大きくなる。

「圧伸」検出器４８は入７Ｊ１を流制御増幅器４６によ
り送出された電圧か「圧伸」回路が動作するに十分に増
大し九ことを判定する必要がある。「圧伸」検出器４８
は適切な動作のために数十ミリボルトの範囲の非常に小
さ７２：電圧を正確に検出する必要がめる。そのため、
感度の高い電圧−値検出回路が必要となる。

従来の電圧閾値検出（ロ）路は回路が測定電圧を標準的
な基準電圧・と比較する方式を用いることが多かった。

例えば０．６もしくは０．７ｖのダイオード電圧降下が
基準電圧値として多く用いられた。しかしながら数１０
ｍＶオーダの感度を実現するために１従来方式は検出に
先立って測定信号７に前置増幅する必要があることが多
かつｔｏこの前置増幅のために系の複雑さと規模が増加
することになった。

更に、閾値の検出に先立って検出すべき信号の差動全波
整流は系の複雑さを者しく増すことになる。そのため、
第１９図に示すよりに、本発明は第１と第２の端子９４
．９６間の゛電圧差？検出し、電圧差が所定Ｖペル′４
ｒ：越え九ときに出力端子９Ｔで出力信号を供給するた
めに差動電圧閾値検出器９２を便用している。

第１９図と第２０図に示す如く、検出器９２は１つの差
動相互コンダクタンスｌＲ９０と、第１、第２の２個の
「頂部」電流ミラー１０２゜１０４と、第１、第２の「
底部」″電流ミラー１０６．１０８と、検出器１１０と
、基準１流源１１５とを備えている。差動入力１１１１
Ｊ　乞！する差動相互フンダクタンス段に、それぞれベ
ース１１２．１１４と、コレクタ１１６，１１８と、エ
ミッタ１２０．１２２をＭする一対の差動ＮＰＮ　）ラ
ンジスタ１１１．１１３の形をとることができる。エミ
ッタ１２０．１２２は（第２０図に示されるようなトラ
ンジスタ１１７の如き）単一の基準電流源１１５に接続
される。

ベース１１２．１１４Ｕその間の電圧差が検出されるべ
き２つの入力端子ｓ４．ｓｂに相互接続される。

トランジスタ１１１はそのコレクタ１１６とエミッタ１
２０７ｋｄて第１１１流（工ａで示す）を流す。トラン
ジスタ１１３はそのコレクタ１１８　Ｊニーｘミｙｌ　
１２２’ｘｉ４テｍ２′ＩＣ流（工。

で示す）を流す。２１園のトランジスタ１１１１１３は
差動対として相互接続される。そのため、入力端子９４
．９３、従ってトランジスタ１１１．１１３のベース１
１２，１１４間の電圧差が電流工ａとよりの比を決定す
る。

第１の頂部ミラー１０２は第１のトランジスタ１１１の
コレクタ１１６に接続される。第１の１次ミラー１０２
は′磁流１ａを検出して′鑞流工ａの倍数でるる２つの
電流を送出する。５ｇ１９図において、これらの電流は
それぞれＸ工ａとＹ工ａとして示され℃いる。

第２の頂部電流ミラー１０４は同様に第２のトランジス
タ１１３のコレクタ１１８に接続されている。第２の１
次ミラー１０４は電流よりを検出して電流よりの倍数で
ある電流を送出する。かかる電流はそれぞれＸよりとＹ
よりとして示されている。

閾値検出器９２は第１と＠２の底部電流ミラー１０６．
１０８を備える。第１の底部電流ミラー１０６は、電流
Ｙより′ｆ：受取るように、第１９図に示すような頂部
′ｄＬｆＬミラー１０２゜１０４に接続されている。同
様にして、第２の底部電流ミラー１０８は電流Ｙ工ａを
受取る＝うに、第１９図に示したような第１、＠２の頂
部電流ミラー１０２．１０４に接続されている。

電流Ｙよりの供給に応答し′Ｃ第１底部′Ｉ！流ミジー
１０６は第２図にＺＹよりとして示した電流ＹＩｔ）の
倍数の電流を流す。電流Ｘ工ａとＺＹＩ　ｌ）を供給す
るリードは第１接続点１２４で接続されている。

同様にして、電流Ｙ工ａが供給される第２の底部電流ミ
ラー１０８は第２図にＺＹ工ａとして示した電流Ｙ工ａ
の倍数の電流を流す。電流ＸよりとＺＹ工ａを供給する
リードは第２接続点１２６で接続されている。第１と第
２の接続点１２４゜１２６は検出器１１０に接続されて
いる。同様にして、検出器１１０は論理ＮＯＲデートと
類似の作用をする。ただし、出力のタイプもしくは出力
インピーダンスが論理１１０Ｒデートのそれと異なって
いても差し支えないことはいうまでもない。

その結果、電流Ｘ工１が電ｆｌｆ、ＺＸＸｂよりも大き
いかそれと等しいときに、電圧は接続点１２４と検出器
１１０の入力側で大きく変化する。同様にして、電圧は
Ｘよりが電流ＺＹＩａよりも大きいかそれと等しいばら
いには接続点１２６と、検出器１１０の他方の入力側で
大きく変化する。

そのため、差動トランジスタ１１１．１１３のベース１
１２，１１４に加えられる電圧の差が大きな値を超える
と、電圧は接続点１２４゜１２６の１つで大金く変化し
、閾値検出器９２はそのためにその出力端子９７で電流
をシンクさせることが可能になる。かかる信号は２つの
入力端子間の電圧の差が所定レベルを起えたということ
を意味する。

検出器９２のトランジスタ回路構成を示すより詳細な回
路図が第２０図に示されている。第２０図において、電
流ミラー１０２，１０４゜１０６．１０８はトランジス
タで形成され、電流ミラー比ｘ＋ｙｔｚｒｉそれぞれ、
１，２．１に設定さｎる。頂部ミラー１ｔ）２．１０４
はそのコレクタにほぼ等しい電流が供給される２コレク
タＰＮＰ　素子（セミカスタムエ０で一般的に利用でき
る）Ｋよって構成され、１つのＰＮＰ素子に対して必要
とされるスペース内でベースとエミッタと共に２１−の
ＰＮＰ素子の働きをする。

上記ミラー比のばろい、検出はＴａ　　’ｌよりもしく
はより　２Ｉａのときおこなわれる。

閾値検出器９２内の電流工ａとｘｂＱ比は次の式によっ
て近似的に求めることができる。

はぼ１８ｍＶＪ？ｒ：超え九と色に出方信号を供給する
。

かくして、本発明の閾値検出器９２は差動対のコレクタ
電流の比を比較する動作をする。この構成Ｖま他に回路
を必要とせず、ｉ！ｉ１Ｍ差動／全波動作を行う。更に
、はぼ１ｖ楊の電圧源を検出器９２を動作させるために
使用することができる。

但しＮ　Ｖｂｅはトランジスタ１１１．１１３のベース
１１２．１１４間の電圧差でらる。検出に対してΔ”Ｉ
ｂｅ　：２　ｖＴ　１ｎ（２）　６るいはΔＶｂｅ２Ｖ
ｒ１　ｎ（１／２）である。それ故、型温の下で検出は
ベース・エミッタ電圧間の差がほぼ１８ｍＶを超えたど
き行われることになる。

かくして＠値検出器９２内の検出器１１０は、２個の端
子９４．９６に加えられる電圧の差が富む） 第２１図と＠２２図を参照さｎたい。圧伸系５１はフィ
ルタ２６に対する入力信号振＠を制限するための圧縮回
路１２８と、フィルタ後方の伸張回路とを備えている。

伸張回路は線形の入出力振幅関係を回復し、過負荷とそ
れに続くフィルタ２６の歪を防止することによってフィ
ルタのダイナミックレンジを大きくする。

第２１図に示す如く、圧縮回路１２８は相互コンダクタ
ンス演算増幅器（ＯＴム）１３２と、Ｉ−値検出器１３
４と、負荷抵抗器１３６と、帰還バイパスコンデンサ１
３８と、検出器フィルタコンデンサ１４０と、人カリ−
ｒ１４１と、利得制御端子１５２と、アース、ｄ１４２
’ａ’備えている。本発明に使用される典型的なＱでム
のトランジスタ回路構成の詳細な回路図が第２２図に示
されている。

「伸張」回路は第２のＯＴＡ増幅器１４４と、負荷抵抗
器１４６と、反転増幅器１４８と、帰還バイパスコンデ
ンサ１５０と、利得′１ｌＩＩＪ＃端子１５４を備えて
いる。補聴器回路においては第１、第２の増幅器１３２
．１４４はそれぞれ入力端子制御増幅器４６と主増幅器
３２内に内蔵されることが望ましい。電圧閾値検出器は
上記の差動電圧検出器９２により構成される。

本発明の説明をわかりやすくするために、人力１１Ｌ流
制御増幅器４６と主増幅器３２は第２１図の第１と第２
の増幅器１３２．１４４に相当する。同様にして、コン
デンサ１３８．１５０は実際にはそれぞれ第２図に示し
た人力ａＯム４６と主００Ａ　６６の一部を成している
。また、圧伸フィルタ５０は検出器フィルタコンデンサ
１４０から構成される。更に、２つの負荷抵抗１３６．
１４６が第２１図にビイスクリードな負荷抵抗として尿
懺的に示されているが、第２図に示した増幅器４６．３
２はこれらの抵抗を備えている。更に、）ランジスタ１
４５　、１４７は屈圧制御指数関数域流源に相当する。

かくして、トランジスタ１４５は入力ＣＯム制御部５２
の機能を実行しトランジスタ１４７は、反転増幅器１４
８と共に、主ＣＯム制御ｓ６８の働きの一部を実行する
。指数関数電流源は更に以下の節において説明する。例
えば第２６図を参照されたい。

人力リード１４１に対して入力信号が加えられる。その
後、信号は第１増幅器１３２によって増幅され、電圧制
御フィルタ１３１に供給さ７’Ｌる。第１増幅器１３２
によって供給される信号が′４圧制御フィルタ１３１の
適当なダイナミックレンジを超える程大きければ閾値検
出器１３４がそれを検出する。もし事態がその通りであ
れば、閾値検出器１３４が第１増−器１３２の利得制御
端子１５２と伸張回路１３０の双方に対して利得制御信
号を送出する。

利得制御端子１５２を介し℃供給された信号は第１増幅
器１３２の利得を小さくする。かくして、例えば第１増
幅器１３２の出力が１８ｍＶの如き所定蛋幅な越えたこ
とを検出すると、閾値検出器１３４はトランジスタ１４
５のベース１４９に対して信号を送出する。今度は、ト
ランジスタ１４５が（ベース１４９にカロえられる副４
４電圧に対して指数関数的関係を有する）工ｘ１ｔ′第
１増暢器１３２の利得り−ｖ１５２に対して供給する。

従って、第１増幅器１３２の出力は所定懺：嶋？大幅に
上まわりないＶペルに′まで小さくされる。

第１増幅器１３２は利得制御電流（エエ１）に比例する
利得を供給する６７　Ｋ相互コンダクタンス増幅器（渠
２２図を参照されたい）でめることが望ましい。第１層
幅器の利得はｇｍｘと呼ぶことにｒる。検出器１３４が
トリがされないばらい、ｇＩｎｌはｖｏがＶＲＩｌｔＸ
Ｆとほぼ等しくなるように、抵抗器１４１′を介してベ
ース１４９に加えられる利得基準電圧（ＷＲＥＮ）　１
４３によって決定される。

第１増幅器１３２の出力は音質制御フィルタ２６に供給
され修正された後、伸張回路１３０に供給される。第２
増幅器１４４は、ＷＪ１増幅器１３２と同様に、その利
得（ｇ工２）がトランジスタ１４７によって供給される
ＸＫ２によって制御される利得制御リード１５４を有す
る相互コンダクタンス増幅器でおることが望ましい。

反転増幅器１４８はトランジスタ１４５のベース１４９
に加えられると同じ信号を受けとり、この電圧（ｖｏ）
とｖＲＩＩＩＰとの間の差を反転しｖＥｘ＝　Ｖｉｎｙ
　＋　（ｖｉｎｙ−ｖｃ）となる１うにトランジスタ１
４７０ベースリード１５１に信号ｖＨＪＸ　’ａ’供給
する。その後、第２増幅器１４４は第１増幅器１３２に
供給される利得制御１３号の反転信号を受けとる。従っ
て、第２増幅器１４４　（ｇｍｚ）の信号によって与え
られる利得ｆｆ１ｌＪ御「機能」は第１増幅器によって
与えら牡る機能の逆になる。

かくして、利得ｇｍｇと、利得ｇｍｌとを呆じた積は実
質上定数に等しくなる。２つの利得のこの積は反転増幅
器１４８によって一定に保たれる。

第２増幅器１４４の出力は出力端子１４６′とアース巌
１４２間に加えられる。コンデンサ１３８．１５０はそ
れぞれ負荷抵抗器１３６゜１４６から取出された＃還信
号を交流バイパスさせ、増幅器１３２，１４４のために
はぼ開ループのム０峙注をもった直流帰還を形成する。

圧縮回路１２８の検出器フィルタコンデンサ１４０は、
制御電圧（ｖＯ）、従って利得がなめらかに変化して増
幅される信号の過度のひずみを防止するように閾値検出
器１３４の出力中の鋭いスパイクを平滑化する。同時に
このコンデンサは作用開始時定数を決定し、抵抗器１４
１′と共に利得変化の復旧時定数を決定する。

単一の閾値検出器４８と検出器フィルタマンデンサ１４
０を使用すると、人力増幅器１３２と出力増＠器１４４
の利得がほぼ同時に変化するため、復旧時間中にすこぶ
る良好な入出力過渡特性を得ることができる。系５１は
更に良好な立上り過渡特性を提供する。

差動電圧制御指数関数電流源（例えば入力電流制御増幅
器制御部５２．主ＣＣ人制御部６８・およびクリッパ７
４の内部） 第２６図に示した指数関数電流源１４８は電圧を差動的
に結合し指数関数的な関係忙もった出力電流を発住する
ための手段を備えている。

この電流は同時に入力’ｉｔ流に対して線形の関係を有
する。を流源１４８は被雑な制御機能を果九丁ための構
成ブロックとして便用することかで睡る。

例えば、電流制御主増幅器の制御部６８は種々の？ＩＪ
ＩＪ１１機能を結合して、単一の利得１ｆｉｌＪ御電流
に、１ｉｌＪ１１電圧の組合せに対して指数関数的な関
係を有する電流制御主増幅器６６に対して供給する。

ｘｉ源１４８は第１トラ／シスタ１６１と、出力トラン
ジスタ１６３と、帰還トランジスタ１５６を備えている
。

コレクタ１５Ｂとベース１６０と工ばツタ１６２を有す
る第１ＮＰＮ　トランジスタ１６１は、第２６図に示す
ような入力１！流工□ｎｔ受けとり、該電流はその後帰
還トランジスタ１５６に供給される。入力ＩＥ流【受け
とることによって、第１トランクスタ１６１は以下の式
に工って与えられるベース・エミッタ間電圧が加わる。

但し、工、はトランジスタの飽和電流である。

出力トランジスタ１６３もま九、コレクタ１６４と、ベ
ース１６６と、工ばツタ１６８を有するＮＰＮ　トラン
ジスタである。第１トランゾスタ１６１と出力トランジ
スタ１６３のエミッタ１６２．１６Ｂは相互に振れされ
ている。従って、第１トランゾスタ１６１とにカトラン
クスタ１６３とは差動対を形成することになる。

帰還トランジスタ１５６はコレクタ１１２とベース１７
４とエミッタ１７６に有するＮＰＮ　トランジスタであ
る。Ｎ１遺トラ／クスタのベースは第１トランゾスタ１
６１のコレクタ１５８に接続されている。帰還トランジ
スタ１５６のコレクタ１７２は、第１トランクスタ１６
１と出力トランジスタ１６３のエミッタ１６２，１６８
に接続されている。第１トラン７スタ１６１と出力トラ
ンジスタ１６３とのベース１６０゜１６６間には１ｔＩ
ｌ−′１圧（ｖｉｎ）が加えられる。

第１トランクスタ１６１のコレクタ１５８【流れる入力
電流（工ｉｎ）　（帰還トランジスタ１５６の負の小さ
なベース電流）は必然的に帰還トランジスタ１５６のコ
レクタ１７２に流れる。加速トランクスタ１５６ｒ工第
１トラン７スメのコレクタ′を流が入力電流とは１よ等
しくなるように第１トラ／シスｊ１１６１のベース・エ
ミノメ局４圧’ｌ　’１ｌｊｌｆ１ｉ１１する。第１と
第２のベース１６０゜１６６間の電圧差の線形変化は出
力トランジスタ１６３のコレクタ１６４（工。ＯＴ）と
エミッタ１６８′に流れるｉＪＬ流が指数関数的に変化
しなけｎはならないということｔ必然的に意味する。

帰還トランジスタのコレクタ１１２を工また出力トラン
ジスタ１６３のエミッタ１６８からの電流を受なる。

Ｘは出力トランジスタ１６３のエミッタ１６８の面積を
第１トランクスタ１６１のエミッタ１６２０面積によっ
て割った比である。

′Ｉｔ流源１４８は単一の集積回路上に形成されること
が望ましい。従って、第１トランクスタ１６１と出力ト
ランジスタ１６３は所定比のエイフタ領域を有すること
かできる。かくして、出力電流は次の式によって４える
ことができる。

但し、■８．□は出力トランジスタ１６３のベース１６
６とｚミッタ１６８間１７）’！圧、ｖＢｌｌｌ、は琳
１トランゾスタ１６１のベース１６０とエミ：’夕１６
２１＆１の′４圧、ｘμ出力トランシスタ１６３のエミ
ッタ１６８の面積を第１トランゾスタ１６１のエイツタ
面積によって割った比である。

１流源１４８は出力トランジスタ１６３のベース１６６
と第１トラ／クスタ１６１のベース１６０との間の線形
に変化する電圧に対して出力電流を指数関数的変化を供
給するものである。

電流源１４８は電流源１４８の如き付加的な′１流源に
対して入力電流を供給して２つ以上の電圧の組合わせに
出力電流を指数関数的増加御することｔ可能ならしめる
ために使用さルる。それ故、かかる構成は、電流制御主
増幅器δ６の利得ｋ　１（ｉｌｊＨするために便用する
ことができる。

同様にして、電流源１４８に「知覚盲ｎる」「ｆの大き
δ」の線形的な増大が音の振幅においてほぼ指数関数的
増加を必要とする丸めに多くの他の補聴器用途において
も使用することができる。そのため、本発明のはおい、
線形ボテ／クジメータｔ−（ｇ１転することによって補
聴器の使用瑞は明白なボリュームの線形的変化（および
振幅の指数関数的変化）を実現することができる。

更に、本夾施例はわずｐ島の数の部品しか含！ない７’
Ｃめ、回路ｔ↓クコンパクトにすることかできる。’ｆ
ｆＣ電流源１４８は１ｖ程度の丁こぶる低い供給を圧に
工って動作することが可能でおる。

可変基４電圧出力を有する鶴整器（例えば市域フィルタ
ならひに低域フィルタコーナＭ両部５Ｂ＋６０内部の） 第２４１ＷＫ示７１０４！ＪＥｆｊ２１　ａｈｉ　１　
ｔＭ２Ｖｒ出力１子２８２．２８４で一対の基孕定電圧
を供４ａする。真整器２１８仁Ｉた上述の一対の基準１
圧間の所定範囲にわたるペース噛エミッタ゛屯圧を電流
源として使用さｎる一違のトランクスメンζ供給１．６
ために使用さｎる可変Ｖ　　電ｏｕｔ 圧基準出力端子２３０を備えている。かがる−整器２１
８は例えは第１８図に示さｒＬｔζ高域フィルタならび
に低域フィルタコーナ１１１ＩＪ御回路によって陥域フ
ィルタならびに低域フィルタ５４゜５　ｔｉ　ｋＣ（Ａ
ｋ８ｔＬ７ｃ４’ａ’ｊｒ、　ＩＸｏ、Ｌｘ；ｔ　＊　
Ｌｘｚ　、ｌＸ４忙止Ｇ！ＩｉＣ制御するために・筺用
される。

特に、集積回路上では昼トクンゾスメのコレクタ゛１−
流か所−り大３石となる↓９に一つもしくは一連のトラ
ンジスタ・ペースにバイアスをかけることがしばしばＳ
ＩＪである。このことｔ実現するために所定の電流を流
丁Ｔ５準トランゾスタが設けられる。そのとき、この基
準トラ／ゾスタｒＯ動するために必要な同じペース・エ
ミッタ間電圧を用いて適当なペース・エミッタ間電圧全
供給することによって同様な電流が他の同様なトランジ
スタを流れるようにする。

第２４図に示アエ９に、調！！器２１８は第１と第２の
頂部トラン７スタ２２０．２２２と、第１と第２の非反
転増幅器２２４．２２６と、第１と第２の底部トランゾ
スタ２２Ｂ、２３０と、（Ｒｓａｔ）　２３２の最大抵
抗を有するポテンショメータと、を流１準トラン７スタ
２３４に備える。ＰＮ２形の第１と第２の預部トランク
スメ２２０，２２２は第２４図に示すように相互接続さ
れている、 トランゾスタ２２０．２２２はコレクタ２３６゜２３８
と、相互に接続嘔れたペース２４０゜２４２と１．（も
互に通続されたエミッタ２４４゜２４６を備えている。

第１増幅器２２４は正負の入力ｆ１２４８　、２５０と
、出力ｆ１２５２ｔ−可する。出力＠２５２に２個のト
ランジスタ２２０゜２２２のペース２４０．２４２に相
互に接続され、それらケ同じように駆動する。

第１とｌＫ２の■部トランクスタ２２０，２２２は単一
のテクグ上に形成されることが最もｉｌましい。かくし
て、それらは充密にｆｉｌｌＪ仰さｎる幾何字的形七有
し、第２頂部ト２ンゾスタ２２２の工くフタ２４６の面
積ｉｃ畠１頂部トランゾスタ２２０のエミッタ２４４０
面積よりもＸ倍大きい。出ｆ人が用いた実施例において
はＸは６である。

第１頂部ト２ンゾスタ２２０のコレクタ２３らを流れる
電流を工、で示す。第２４１凶に示す二うに、第２ｍ部
トランジスタ２２２の；レクタ２３８を流れる電流に（
Ｘ）（工ｐ）に等しい。

ｊｌと第２の底部トランゾスタ２２８．２３０にそれぞ
れ＝レジタ２６０，２６２．！＝、ペース２６４．２６
６と、相互に接続ちれたエミッタ２Ｇ８，２７０を備え
ろ。第２底部トランゾスタ２３０のエミッタ２７０の面
８ｔは第１底部トランンスタ２２８のエミッタ２６８の
面積よりもＹ倍大きい。出！白人が使用し′ｆｃ実施例
ではＹは２に等しい。第１と誂２の底部トランゾスタ２
２８．２３０のコレクタ２Ｇ０．２６２はそれぞれ第２
と第１のＴＡ部トラン７スタのコレクタ２３８，２３６
に相互に接続されている。

第１頂部トランクスタ２２０のコレクタ２３６における
電圧は第１増幅器２２４の正入力側２４８に相互に接続
され、基準電圧が第１増第１器２２４の負入力＠２５０
ｖバイアスする。かくして沈１増ｌＩＱ器２２４はトラ
ンゾスタ２２０のコレクタ２３６とペース２４０間の帰
還ループを形成し、第１Ｉ）１部トランゾスタ２２０の
コレクタ２３６を流れる電流（工、で表わす）が第２の
底部トランゾスタ２３０　（Ｘ、、で堀ゎす）を流れる
電流とほぼ等しくなるよう九する。

第２増幅器２２６に正負人力１’４２５４．２５６と、
第１出力均子２８２七駆動する出力側２５８を備えてい
る。第１底部トランゾスタ２２８のコレクタ２６０は正
入力１ｉＩｌ１２５４に接続され、基準電圧が第２増幅
器２２６に対する負入力側にバイアスｔかけている。出
力１１１２５Ｂは、双方ともＶＢ！！＋１のペース・エ
ミツ゛り関蒐圧を有する第１底部トランクスタ２２８と
基準ト２ンゾｘタフ、３４０べ−ｘ２６４．２７４ｔｗ
；Ａ］ＩＩｔｌするように接続されて偽る。かくして、
１２ｙＩＩ輻器はトランジスタ２２８のコレクタ２６０
とペース２６４間に帰還ループを形成し、トランゾスタ
２２８のコレクタ電流を軸、）がｗ＆２頂部トランジス
タ２２２のコレクタ電流（Ｘ工、）とほぼ等しくなるよ
うにする。それ故、チ、□／工Ｎ２−　ＸＸ、。

／工、−１となる。

電流基準トランジスタ２３４はコレクタ２７２と、ペー
ス２１４と、エミッタ２７６ｔ−備えている。エミッタ
２７６の面積の第１底部トツンゾスタ２２８のエミッタ
２６８の面積に対する比は２である。（丁でに示した望
ましい実施例のはろいＺ−７−でるる。）それ改、橋準
トランシスタ２３４のコレクタ電流はほぼ２工Ｎ１”２
”Ｎ１に等しい。ポテンショメータ２３２のための種々
の最大抵抗値をとれるよすにＮ１選ぶことができるの扛
−うまでもない。

端部を第１と第２の出力端子２８２．２８４間に接続し
九ポテンショメータ２３２は端子２８０　（ＶＢｏ、Ｔ
）に接続された摺動子アーム２７８を有する。

ｔｉｅ　トランジスタ２３４のコレクタ２７２とエイツ
タ２７６間の電圧（ＶＢ□、）が第２底部トランゾスタ
２３０のベース２６６１！ｃｆｆｉ動する九めに設けら
れ、ｋＪｋ２出力端子２８４において得られる。

工Ｎユ／工Ｎ２１ｘはｖＢＥｌ−ｖＢＥ、　”　ｖ２１
ｎ（ＸＹ）のはめいにのみ成立可能である。但し、ＶＢ
□、とｖＢＦ、２はそれぞれ第１とＮ２の底部トランゾ
スタ２２８．２３０のベース・エミッタ関電圧でめる。

ポテンショメータ２３２の１部にベース２６４とベース
２１０との間に接続さｎているから、 ｖＲＢ□−ｖＢＢ、　−Ｒａｅｔ””１’となり）従っ
て、ポテンショメータ２３２の摺動子上の出力端子２８
０における電圧（ｖＢｏｕｔ）は一定範囲の値に調節で
きる。頂部の最大値位第１出力端子２８２における出力
電圧に等しく、″また第１底部トランゾスタ２２８全体
にＩＥ電流、、ｉ−有するようにそれを駆動するに十分
なＶＢ□、に等しい。この同じ出力電圧にｔた、それ故
、補聴器回路２０内の何処の他の同様な（「スレイプ」
と称する）トランゾスタ（すなわち、同じエミッタ面積
を有する）にこの電流を流す上でも十分である。

ポテンショメータ２３２の摺動子が下部方向に電流基準
トランジスタ２３４の方向にその最低（ｉ［ｔで移動す
ると、摺動子の電圧に第２！Ｅ部トランクスタ２３０の
ベース２６６に供給１詐る、上記スレイブトラ／シスタ
に−とね−（ＸバＹ）′）電 戎忙流丁の艮十分な第２出力端子２８４の電圧（Ｖゆ、
）に等しくなる。

！−３、Ｙ−２の有利な実施例においてポテンショメー
タ２３２のｍ動子？変化させるととに工ってベース・エ
ミッタ間電圧忙スレイプトラ／ゾスタか軸、と工、□／
６の間の電流を有するようにそれを駆動するのに十分な
ものとすることが望ましい。

かくして、出力リード（ｖＢｏｕ、）２８０°の電圧に
対する制御によってそのベースが出力リード２８０に接
続されその工ばツタかアースＭｌ　２８＆に接続された
他の任意の同梅トランゾスタに流れる電Ｒ’ｔはぼ厳格
Ｖｃｆｉ制御することが可能になる。電流調整器２１８
ＦＸ、基準電流（和、）　１ｇ−ポテンショメータ２３
２の最大抵抗のみ艮ふって設定し、使用する必要のある
かさばったスペース【とる抵抗器の数ｋＲ小限にするこ
と【可能にする。

更に、単九トランシスタの構成のみ艮よって決定できる
正確に規定名ｎ九１４整範囲が存在する。付加的なトラ
ンジスタは付加的な電流源を駆動するためにそのベース
ｍ；ばツタ接合部をスレイブトラ／シスターのそれと並
列に配置することもできることはいシｌでもない。スレ
イブトラ／シスタはｔた、Ｘ（ＤＸ倍に等しい比にわた
る範囲にわ九って全てｙ４！！可能な種々の相異なる電
流を提供するために独立に予め決定されたエイツタ面積
比を有することかできる。付加的なポテンショメータは
ポテンショメータ２３２と並列に配置しくそれらの並列
抵抗鷹はＲｅ　ｅｔに等しい）先の同じ電圧範囲にわた
って同時的な、独立に講！Ｉ司ｆｒ＠な出力を供給する
ことかで睡る。

第１と第２の１に部トランゾスタ２２０．２２２１を駆
動する第１増幅器２２４を設けることによって基準電流
２１８１に第１と第２の頂部トランジスタ２２０．２２
２の越流利得特性（＠ベータ”）に対して殆んど影響を
受けないようにする。このことは通電の集積回路におけ
るＰＮＰ　トランゾスタの典型的に低く許容偏差の大き
なベータ国対して有益である。

更に、電流工、も制御されるから、「スレイカＰＮＰ　
ｉ−クングスタは第１１１１部トランクスタ２２０のエ
ミッタ２４４に対してベース２４０　Ａ＝らとりだされ
た電圧によってバイアスされ、トランゾスタ２２０とス
レイプＰＮＰ　）ランゾスタとの間のエミツタ面積比に
よって工、と関遅しｆｃｔ流を供給する〇 第１と第２の増幅器２２４．２２６の詳細な実施例【そ
几七れ第２４ａ図と第２４１）図に示す。第２４図に示
したよりな差動入力増輸諺診は適当な動作国とって本質
的なものではなく（このはらい、ｖＲ１！ＩＩＦは「ア
ース」と考えること、５１できる。）、詳述した増幅器
は非常に低い供給電圧（はぼＩＶ）で動作することかで
きる点國注目すべきである。

ｔａ劉御クりッパＴ４ 第２図と第２６図に示した工う鵡、クリツノ臂７４は入
力信号を受けとり、所定の最大振１１！１の出力信号を
供給する。従って、補聴器にその着用壜にとって不快な
騒音信号を発生すること力ｉない。

クリッパＴ４にｆｆ１１と第２の相互コンダクタンス差
動演算増幅器２８２．２８４と、入力端子２８８と、電
圧高ＬＩ１２９０　（内示すし＊５％施例のばあい、は
ぼ０．８　Ｖ　）と、出力抱子２９２と、負荷抵抗２９
３と、補助出力端子２９５と、調整可能な電流源２９７
を備えている。

第１と第２の相互コンダクタンス場幅器２８２゜２８４
はそれぞれ第１の正入力ｍ２９４．２９６と、第２の負
入力＊３００．３０２と、出力側３０６．３０８ｔ−備
えている。第１相互コンダクタンス増幅器２８２の正入
力側２９４は入力端子２８８に接続され、電流制御主増
幅器６６から入力信号を受けとる。負入力ｇＪＡ３００
ｉＣ出力端子２９２と第２相互コンダクタンス増幅器２
８４の出力［３０８に接続されている。第１相互コンダ
クタンス増幅器２８２の出力＠３０６は第２相互コンダ
クタンス増鳴器２８４の正入力＠２９６に接続されてい
る。負入力１１１！３０２は基］！Ｔｈｍ２９０に接続
されている。

第２相互コンダクタンス増幅６２８４ｆｌｊｌＷ２２図
に示すように標準的な相互コンダクタンス演算増幅器で
あって、！／ｌ！！！可能な電流源２９７が接続されて
いて相互コンダクタンス（ｇ工、）ｔｉｌｌｌ（Ｊ御す
るよつになっている。電流〃２９７によって供給される
電流の大きてが、第２相互コンダクタンス増幅器２８４
が負荷抵抗器２９３艮伊給できる電流（工Ｌ）　（’）
ピーク値？直定する。

従ってクリッパ７４の出力＊ｉ　２９２の電圧クリッピ
ングレベルを設定する。電流源２９７は第１図に示した
出力’１ｌｉｌｊ一部９０の一部として富まれている。

ループ利得が相当高いと、（すなわち帰還値が大きいと
）、クリッパＴ４の電圧利得の全体の変化は’ＩＥ流制
御部か変化するにっｎ相当小さくなる。

１ｐＪ２増幅器２８４の実施例は一対のバイポーラ差動
トラ／ノスタ１ｔ９Ｍえている。回路の開ループ利得は
第２増幅器２８４の利得端子に供給される制御′ｕＬｆ
Ｌか変化するときにかな９−足にとどｌる傾向がある。

このことが生ずるのは第２増幅器２８４０入カインぎ−
ダンスが剃鉤電流とほぼ逆に変化するためである◎ こ９インぎ−ダンスは第１増幅器２８２で最も優勢な負
荷であるから、第１増幅器の電圧利得はこのインｔ−ダ
ンスにほぼ比例して、かつ第２増幅器２８４の電圧利得
と逆に変化することになる。その結果、回路７４はかな
り一足の開ループ′４圧利得を与えることＫなる。ρ１
くして、本回路は対称的で調節可能な電圧制限（クリッ
ピング）を可能にする一部、（供給電圧からほぼ独立し
九）はぼ−足の電圧利得を維持する。

装置により設定されたクリッピングレベルにクリッパ１
４内のトランゾスタの飽和電圧降下もしくは電源電圧に
はほぼ関係かないかほとんど影響を受けろことはなり。

更に、クリッパ７４は１ｖ８ｉ度の低供給電圧レベルで
動作する。

第２増幅器２８４０入力熾子２９６．３０２の電圧は本
節にお―ては以下ｖＢＨと称することにする。所与のｖ
Ｂ４は第２増幅器２８４のために選択し次項＃Ａ率（ｇ
ｍ２　）から独立な一対のバイポーラ差動トランクスタ
内の２つのコレクタ電流間に常に一定の比を形成する。

従って、負荷抵抗器２９３ｔ−流ｎる電流のピーク有効
負荷電流（ある−はクリッピングレベル）に対する比に
はｔよりＢＥに依存する。

この電圧（■Ｂすは１７′ｃ他の用途みおいて有益であ
って補助出力１子２９５において得ることがで龜る。負
荷抵抗器２９３に流れる′１流（工Ｌ］のピーク有効負
荷を流（工Ｐ□ＡＸ）に対する比はｖＢｌに関して久の
通りである。

本発明のはめい、ｖＢｌ１．は出力圧ｍ糸のＡＣ）Ｏ検
出器８６？Ｉ−駆動するために用いられる。検出器８６
は第２０図に示した閾値検出器の形髪しておＶ、？ｌｔ
Ｅ　１８　ｍＶＯ蒐圧検出＠ｆｌｉビ有する。

それ故、出力ＡＧＯ系はべり条件のはめ−に作動する。

以上の１直は（デシベルで表現したとき）はぼ−９，６
ａｎとなる。このことはクリッピングが開始される信号
レベル民対して約−９，６（ＬＢである信号レベルは、
外部ＡＧＯスイッチ８８がオン國なつ九ときに出力圧縮
作用ｆｔ開開始せるということｔ意味する。（第２図ｋ
ｍ照さ扛たい。）かかる用途民お−て出力圧縮レベルは
一足比によって上述の電圧クリツぎングレベル以下ｔと
る。このようにして自動利得１ｔｔＩＪ御動作開紬中の
「オーバーシュート」は圧縮中の定常状態出力に対して
一定比に制限さｎ１出力制御１部９０も出力ＡＧＯａ作
か選択されるとき艮動作する。

集積回路上のトランジスタのコレクタの４圧がｉ＆低テ
ツｆポテンシャル（基板の電化）以下の接合部降下（０
，６Ｖ　）に鷹い値だけでも降下すると、周囲のテップ
構成部品に対する絶縁性が失なわれて不確定な動作条件
ｔりくりだすことになるためにチップ全体にとって好１
しくない動作結果を来た１虞れかある。電圧クランプ３
１４は集積回路内の接続点の′４圧変化か基板に対して
冥貞的に負となって不都合な動作を生じさせる傷態を防
止する。第２７図を参照されたい。

かくして、例えば不発明のし７−バ４０は磁界を加えて
ダイヤフラムを動かして補聴器使用省にｆｑＩ出力を発
生するセンタタッグインダク７３１６に備える。かくし
てレシーバ４０にそ；ｎ、ｔ−駆動する出力増幅器７６
に対して誘導負荷となる。

センタタップインダクタ３１６の両生分間の相互インダ
クタンスはレシーバ４０　ｋお動？！出力トランゾスタ
３１８，３２０の一部もしくに他万国対して父互に負の
コレクターエミッタ間電圧スパイク【生じ石せる。そし
て今腿は、これにコレクタを基板３２２九対して順方向
にバイアスして周囲菓子に対して舒缶うテラルトランゾ
スタ作用【ひ龜おこ丁おそれがある。

周囲素子におφてかかる予期しえない動作が生ずるのを
避ける丸めに、補聴器回路２０は出力増幅器３６内にフ
ランジ３１４を備える。クランプ３１４はＮＰＮ形の第
１とｍ２の電圧検出トランゾスタ３２４，３２６と、バ
イアスダイオード接続のＮＰＮ　トランジスタ３２９を
含む基準電圧源３２８と、増幅′電流ミラー３３０とｔ
備えている。

第２７囚に示し九笑施例にはセンタタップ３１６がそれ
ぞれコレクタ３３６．３３８に有する第１と第２の出力
トランゾスタ３１８゜３２０に接続されたレシーバ４０
が示されている。コレクタ３３６，３３８はそれぞれの
接続点３４０，３４２でインダクタ３１６に接続嘔れて
いる。り２ンプ３１４は接続点３４０゜３４２の電圧が
Ｏｖ以下に大金く降下することを妨げる。

第１と第２の出力トランゾスタ３１Ｂ、３２Ｇはチップ
の基板３２２に直接俵続されたエミッタを有する。基準
電圧源３２８はコレクタ３４４とエミッタ３４６に接続
されたベース３４５を有するＮＰＮダイオード接続のト
ランジスタ３２９を備えている。エミッタ３４６は基板
３２２に接続されている。コレクタ３４４は第１と第２
の電圧検出トランジスタ３２４，３２６のベースに接続
されている。

第１と第２の出力トランジスタ３１Ｂ、３２０のコレク
タ３３６．３３Ｅｌｆｌそれぞれトランジスタ３２４．
３・２６の工ぐツタ３２５．３２７に接続されている。

両方のコレクタ３３６゜３３８かほぼＱＶ以上の電圧を
有するばあいには、トランジスタ３２４．３２６のベー
ス・エミッタ接合は逆バイアスされるか、あるいは、せ
いぜいごく僅かに順方向にバイアスされることになる。

従って、基準電圧源３２８は第１と第２の電圧検出トラ
ンジスタ３２４．３２６ｔ−はｔよ電流を流さない、非
導通状態に保持することになる。

接続点３４０．３４２の一つ国おける電圧かＯｖ付近に
降下すると、第１もしく扛第２トランクスタ３２４．３
２６のベース・エミッタ間電圧（ｖＢｌ；□”Ｂ１１１
２）はそれぞれ約０．６　Ｖ　Ｋｍ大Ｌ、その第１もし
くは第２トランクスタ３２４゜３２６ｒ導通状態に変化
させることによってトランジスタ３２４もしくは３２６
の（ａ互接続された）コレクタ３３１もしくは３３３に
電流（１８２１：Ｎｕ、）　ｌ”流すことになる。工８
．Ｎ、□は以下の式で与えらｒｔ−ｂ　。

工８１Ｎ８Ｂ　−１゜ｅｚｐ　（ｖＢＥ、”ｖＴ　）＋
＠ｘｐ　（ｖＢ１２７％　）増幅電流（ツーはトランジ
スタ３４８．３５０゜３５２から成る。２：ｒレクｐｒ
Ｎｒ′トｙン”、ｙｙ、ｐ３４８は従来の電流イラーに
同様に依続され工ａ□８□を受電り、この電流七工、１
．８□を増幅することができる第１と第２の高電流トラ
ンジスタ３５０，３５２の相互接続されたベースへ供給
する。

昆１もしくは第２の電圧検出トランジスタ３２４．３２
６におけるコレクタ争エミッタ間電圧がＱＶ附近に降下
し九ことｔ検出するや否や、２コレクタＰＮＰ　）ラン
クスタ３４Ｂはオンとなり２つの高電流トランジスタ３
５０，３５２のベースに電流を供給する。その後、高１
流トランクスタ３５０．３５２に接続点３４０゜３４２
に直接、電流（工。ＬＡＭア、と１゜、Ｐ２’　”供給
する。

クランプ３１４内には２つの負帰還ループが形成される
。３第１のループはトランジスタ３２４゜３４８．３５
Ｇによって形成され、エイツタ３２５が入力側となｐ１
高亀流トクンゾスタ３５０のエイツタか出力側となって
いる。！２のループはトランジスタ３２６，３４８，３
５２によって形成され、エイツタ３２７が入力側となり
、高電流トランジスタ３５２のエイツタが出・刃側とな
っている。両接続点がｏｖ附近艮下がる場合でも両ルー
プかＰＮＰ　トランジスタ３４８を共有しており、たと
い両ループか同時に動作することがあっても、本笑施例
の用途では、出力トランジスタの導通状態か父互に切戻
ゎるために一度に唯一つの接続点ｔクランプすることし
か必女でない。トランジスタ３５０，３５２のペース線
相互Ｋｍ続されている。従って、これらトランジスタの
エミッタによって接続点３４０．３４２に流れる直流の
比は次のようにこれら２つの接続点（Ｖ、工１．ρ間の
電圧差に依存することｉｔなる。

工ＯＬＡＭＰｚ　　０ＩＪＪｉＸ”ｓ　＝　ｅｚｐ（Ｖ
ｐｚｙｙ／Ｖ７）／　エ ｖＤｘＦＩＦに、１つの接続点がクランプされている時
、２ｖより大ａ９のか普通であるから、他の接続点に巌
続された高′越流トランゾスタ３５０もしくに３５２は
効果的にオフ状態になる。

クラ７ノされる接続点は接続点か＆破瓜対してほぼ負と
なるのｔ妨けるためｉｔ会するはどの大きδの＊Ｍｔ（
以下Ｖｒ−述べる除芥ｌ。１工１でのｗ）を受けとる。

電流源トランジスタ３５ｏ。

３５２の電Ｒ定格を超えない眠り、嶺読点３４ｏ。

３４２九供給される最大′域流（工ｍａエノな（β戸（
↓ＲＸＦ）九を壌−等レー。但し、β（ベース）はトラ
ンゾスタ３２４，３５０．３５２の電流利得で、工Ｒ］
！、Ｆは（クランプ３１４のスタンバイ電流でもおる）
抵抗器３５４　ｔ６ｉｆｌれる電にである。

典型的なβ値は１００もしくはそれより人難いけずだか
ら、上述のクランプ３１４はクランプ３１４の最大を流
発住能力に対して非常に低いスタンバイに流ｒレーンを
便用する。更に、クランプ作用は回路に供給さｎる最も
低いポテンシャルに非常に近接したところで生ずる。そ
の他に、り２ンプ３１４は１■程度の低い供給電圧で動
作することができる。

クランプ３１４は、増幅電流ミラー３３Ｇと共にあるい
はそれなしでも単に工　　　が検出１３１１、Ｎ日Ｅ 信号となるような最も低い（もしくは回路極性が反転し
たば６いに扛痕高の）供給ポテンシャルに近接した電圧
レベルを検出するためにも使用することかできる。がか
る用途の１つに２いては、増幅電流イラー３３０は回路
から除去され、基準電圧源３２Ｂは０．９　Ｖの電圧劇
に変化する。かくして変形さｎｍ回路は出力電圧を検出
して第２図の「出力増幅器、クリッパおよび出力ＡＧＯ
Ｊ内に内蔵され比出力自動利得制御回路のｔめの第２図
に示した１ｖｏｕｔ検出器”８０の機能ｖｉ−実行する
丸めに使用することかできる。

（例えば入力電流制御増幅器４６と電流制御主増幅器６
６円の２ベ一スバイアス’Ｋｆｌｌｔ補慣回路トランゾ
スタのペースバイアス゛ＭＬ流かトランゾスタのベース
を駆動する回路に対して有する負荷効果を小名くする必
要かあることか多い。

第２８−に示したよりに、ベースバイアス電流袖偵器３
５Ｂはさもなくは基準トランゾスタのベースと関連した
他の回路によって供給さｎなければならな％Ａ蓬準ト２
ンゾスタ３６２の基準ベースバイアス電流ｔはは供給す
る。基準トラン２スタはそのコレクタを経てほぼ既知の
基準′電流（工。）を流し、もう１つのトランゾスタと
良く整合することかできるベータ（もしくは電流ゲイン
）ｔ−有する。これは普通、与えられた集積回路のはあ
いにあてはまる。

第２８図艮示すように、袖慎器３５８は、サンプリング
トランジスタ３６４、第１、第２のイラートランンスタ
３６８．３６３、帰遠トランゾスタ３７０と共に′ｗＬ
流源３６０と基準トランジスタ３６２ケ備える。実施例
ではダイオード接続トランノスタ３７２と、付加的なミ
ラートラ／ンスタ３７４と、付加の基準１ランゾスタ３
７６　ｋｍえている。

トランゾスタを全て同一の集積回路チップ上にｉＪ槓す
ることがＡ１しい。そのため、ＮＰＮ　トランゾスタの
エミッタ面積と、′電流利得特性と、相互コンタ゛ツタ
ンス％性とはそれらが互いに所定の関係を有するＬうに
制御することかできる。

同じことはＰＮＰ　Ｆランゾスメにつ９てもめてはまる
。

基準トランジスタ３６２は第２８図に工。とじて表示し
九はぼ公知のコレクタ・エミッタ間基準電流を処理する
。工。／ＢＲＩＩＩＦに等しいベース電流より（但し、
ＢＲＲｉ？はトランゾスタ３６２の１１Ｅ流利得でおる
）す、さもなくばトランゾスタ３６２のベースと共働す
る他の回路に工つτ供給されるバイアス電ａｔはば打消
丁ように基準トランゾスタ３６２に供給する必貴がおる
。

電流源３６０は基準電流に対してほは既知の比でＸ工。

とじて示し九′ｗＬ流を供給する。電流源３６０はその
電流の大半忙（はばＢゆ、に寺しいベータを有する）サ
ンプリングトランジスタ３６４へ供給する。サンプリン
グトランジスタ３６４のベースに供給された電流は（ト
ランゾスタ３６２，３６４かはは等しい電流利得を有す
るものと仮定する）？ｌはＸよりＫ等しい。サンプリン
グトランジスタ３６４のベースに供給される電流は第１
トランジスタ３６８のコレクタから供給される。

（第２８図に示すように相互接続された）殉還トランゾ
スタ３７０はサンプリングトランジスタ３６４と共に一
対の差動トランジスタ忙形成して、サンプリングトラン
ジスタ３６４のコレクタ電流がＸ工。から帰這トランゾ
スタ３７０のコレクタ電流（工ＦＢ’忙差し引−たもの
Ｖｃはは等しくなる工すに第１ミラート２ンゾスタ３６
８のコレクタ電流ｔｗ４節する働きｔする。トランジス
タ３７０のベースは第２８図に示すように、４＋準電圧
ｖＲＥ？によってバイアスを加えられる。

第１ずラード２ンノスタ３６８のベース・エミッタ接合
と並列なダイオードｗｃ続トランジスタ３７２ｔ−組込
んでＩ’ＮＰベータ（電流利得）が工ＦＢに対して及ば
丁影響を小さくすることが望ｘ　Ｌｔｎｅ以上示しｆｃ
笑施例のば６い、工、３はほぼＸ工、に等しｖｈ、それ
故、Ｘ１ｌＸＩＢはｉｔぼサンプリングトランジスタ３
６４の電流利得に等しＸｌ０（１−１／Ｂ）　？ｌ−ｔ
　／プリングトランＶスｆｉ　３６４に供給することに
なる。典凰的なベータのばあい、（１−１／Ｂ）はＩＫ
非常に近＜＆、ｂ。

第２のミラートランジスタ３６６はそれぞれ第１のばツ
ートランジスタ３６８のベースとエミッタに相互接続さ
れたベースとエミッタｋＷする。第１と＃！２のミラー
トランジスタ３６８゜３６６のエミッタｒｉａａ？ｔ：
決めることによって、第２ミラートランゾスタ３６６を
流れる電流は第１イラートラン７スタ３６８のコレクタ
ＷＥれる電流に対して所定の比をとるように設定するこ
とができる。この所定比はｉ／Ｘに等しく設定すること
ができる。第１イラートクン／スタ３６８のコレクタを
流れる電流はほばＸｌ８に等しいから、第２ミラートラ
ンクスタ３６６のコレクタ電流れるｌｌＥ流は基準トラ
ンジスタ３６２にとって望ましいほはペース電流である
Ｘｅしくは舶艮よって割った（Ｘ）　（稲）にほは等し
い。

１つもしくはそれ以上のミラートランジスタ（トランジ
スタ３Ｔ４の工うな）は第１と第２のくツートランジス
タ３６Ｂ、３６６のベース・エミッタ接合と並列に配置
されたベース・エイツタ接合を有する。そのため、トラ
ンジスタ３７６のよつな付加の基準トランジスタも同一
に供給され友それらのベース電流を必要とする。

比Ｘとミラートランジスタのエミッタ面積の比’ｋＷ化
石せることに工って任意の比ｔもったベース補償Ｍ流か
ａＪ能となる。この実施例にベースを眞ｔはぼ打消した
りあるいはそれｔ補償することが必要なはおいの如く非
常に広範な種類の用途を提供丁ゐものである。更に、補
償器は１ｖ程度の非常民低い供給電圧で動作する。

入力自動利得制御系６００ 巣２９因尺は二りｔｒ−細な入力自動利得制御（ＡＧＯ
）系６００が示されている。理かじゃ丁いように第２−
の一定の回路素子は第２９図においても同一番号か何け
て必る。

１久イΔ号路は１次電流１ｆｌｌｊ御増幅器（ＯＯＡ）
　６０２を通る。ＩＫｏａＡ６Ｑ２ｔｚ抵抗Ｄ　ＲＬＰ
６３０で負荷さｎており、九Ｐ６３０とコンデンサ６３
４との接続点から取出され７′ｃｐｃ　ｓ還を育する。

コンデンサ６３４ＦＸ、効果的にＡｏ殉逮ｔバイパスし
、ｔ′１は開ループのＡＯ動作１ｒ：提供する。

＾２図の主ｃａＡ６６とし１累子Ｅ１０２．６３０゜６
３４が冨まれて−る。破線６０４で示した回路のバラン
スは１次ＱＯＡ６０２のための１次ｍｔ＋ｌ１４１電流
（工、。〕【つくりだ丁。第２３図に扛第２９図にｈｘ
ｐとして示し７ｃ差動電圧１ＩＩｌｌｌ指数関数形蒐流
詠Ｇ１２，６２４，６２６か示されており、先に述べ九
ように次の式に従って入力電流（工ｉｎンと１が」−Ｕ
圧（ｖｏ）に関係する出力砿流（工。ｕｔ）ｋ供給する
。

但し、Ｘは先に述べ九エイツタ面枳比で必り、Ｖｃ−Ｖ
ＢＩＩ！２−　ＶＢＢｌｌ”Ｃ’　６　；ｂ　。

＊２２図に示さノＬで−る工うに、′＃！ｌｔＪ毘；ロ
リ御増幅器ｂ０２．ｔｊ０６は相互コンダクタンス演算
場Ｉ１１＆器（０’ｌ’Ａ、）でめる。

２久００Ａ　６０６１ｒＸ、抵抗器Ｒ，，６３２によっ
て負荷され２．Ｒ５，６３２とコンデンサ６３６との接
続点ｐら取出されたυ０啼還を舊する。コンテンｔ６３
６にＡＯ癩ｊｌｋ効果的にバイパスし、龜は開ルーｆＡ
Ｏ動作【させる。水子６０６゜６３２．４１６か第２１
九２久ａｏＡ　７０θとして水石れて９る。

（第２図において可変スロープ副一部６４から到来する
一人力・−号いｉｎ）　ｔＺ、２　Ｋ　ｃｃＡ　ｔｉ０
６によって１暢される。この２久００Ａ　６０６のＲＬ
８６３２間で取出された出力電圧は第２０図に示す検出
回路から成る閾値検出器７０２に加えられる。検出器７
０２の出力はＡＧＯフィルタコンデンサ７０４によって
平滑化され制御１信号ｖ０．１つくりだ丁。

測定された制御信号は基準電圧ｖｒｅｔｒｃ＠連して２
久ｏａＡ　６０６のための２次制御電流（工。。）とし
て、指数関数形電流源６１２ｔブ「して帰還する。もし
、入力信号レベルが非常に低ければ、たとい２久００Ａ
　６０６によって増幅されてもその信号レベルは閾値検
出器６０８の閾値以下で、制御信号Δｖ０１は零となる
。

この状況の下では、ＡＧＯフィルタコンデンサ７０４間
の電圧は検出器７０２の出力側と■ＲＩＦとの間に接続
されたＲ６２２と圧縮地利り工Ｍ工Ｔ 両部（ｃＲ）　６２０から構成される一連の抵抗器によ
ってほぼｖＲ３？に保友れることになる。

２久００Ａ　６０６の利得Ａ８はその利得制御入力側６
４２に加えられる′−流（工、。）によって決定される
。Δ”／　　−Ｑのときの利得Ａ、はＡ８゜と規定され
る。

（ＸＸ’９ｍに対する入力電流である）　Ｘｘｐ１６２
４（工ＴＨ）の′電流出力は久の通りである。

但し、ＫｓΔＶａ、　ａその端子かｖｙｙと工Ｔ）ＩＲ
１ａＨ値を有する固定電流源６１８に接続された抵抗Ｒ
ＴＨＲＥＳＨｋ有するポテンショメータ６１６の摺動子
６３８における電圧である。そｎ故、Ｋ寓Δｖ０２はポ
テンショメータ６１６によってＯＶからｖＣ２−”ＴＨ
ＲＩｌｉ８Ｈ”　ＩＴＨＲ１８Ｈ（Ｋｚ　Ｕ　Ｑ　カら
１まで変化するから）ｔで変化することかできる。ｘｌ
は電流源五〇、□６２４のエミツタ面積比定数であり、
工８ゆ、は固定電流源６２８によって供給される。

（２ＫｏｃＡ６０６０市ＩＩ　５１　を流である’　”
Ｘｐ２６１２（工　ンからの電流は次のとおりである。

Ｃ 但し、ｘ２は′ｇＬｆＬ源１．．．６１２のエミツタ面
積比である。それ故、 かくしてＩ　がＱ　Ｖ　（ＡＧＯ閾値以下の信号しベル
）のばあい、 を次、閾値ｆ６ｊｊ　１６９部６１６の設定値を変化さ
せると２久ＯＣＡの利得Ａ８゜か変化し、従って閾値検
出器ｔトリガするのに必要なりｉｎＯ′１ｉｘ４Ｉ＆が
変化する。

閾値検出器７０２の閾値ｖＴＨはＡｓｏｖｉｎ−ｖＴＨ
のときに達せられる。このことは以下の条件のはらいに
生ずる。

従って、−値は［２、卸ちｌａ値制御部６１６の設定値
によって指数関数的に調節ちれる。

閾値を超えると、閾値検出器７０２はフィルタコンデン
サ７０４’ｉｆ−放電し、ｖｏ、はぜ口から減少して２
久ＯＣＡ　６０６の利得（Ａ８）　ｋ小名くする。この
ことによって帰還系が形成され、ループ利得が高いと、
糸は２次ＱＱＡ　５０６の出力を検出閾値ｖＴＨに非常
に近いところに維持することになる。そのとき、閾値点
を上廻る入カレペルのはらい、 となる。

圧縮比制御部（ポテンショメータ）６２０の摺動子アー
ム６４０から取った制御信号Δ■。、のｗｊ４節可能な
部分（Ｋｘｊ’Ｖ０１）はフィードフォワード信号とし
て使用され１次００Ａ　６０２の利得を調節する。Ｋ１
な１ｔｔＩ制御部６０に調節することによって０から１
まで（ＴｏるいはＲＬヨＭＩＴ　６２２によって決足さ
れ７′Ｃ１より小さな他の予め選択さｌｒＬ几限界値ま
でン変化する。Ｋ１Δｖ０、は電流源Ｋｘｐ５６２６　
Ｏ電圧入力側へ加えられ、固定１ｔ［ｆＥ＃６１４から
の工ｐｒｅｆは”−Ｉｓへの電力入力である。（１仄Ｏ
ＣＡ　６０２の利得制御端子６４４に附与されろ）工、
。で表わした１！１＞ａからの出力電流は次の式で与え
られる。

但し、Ｋ３は電流源１１ｉＸｐ、　６２６のエイツタ面
積比足数でおる。

、１久００Ａ　６０２の利得Ａｐは久の弐匝よって与え
られる。

Ａｐ　　＝　　Ｌ　（Ａｐ□）ＥＣ＠ＩＸｐ（’ｌΔＶ
０、／ＶＴ）〕閾櫨以下ではＶｏ、−ｔ　Ｏドア’！５
．　　ＯＯＡ　６０２ｕ固定利得Ａｐｏ　ｋ有する。閾
値以上では利得は久の式によって与えられる。

出力信号はＶ。ｕＴ−（Ａｐｏ）　（Ｖ、ｎ）である。

デシベル単位であられ丁とＬが損ａ（改Ｂ表示）、Ｇか
利得（ｄＢｆｉ示）Ｏはあ―、”ＩＨ−２０Ｊｏｇ（Ｖ
ｉｎ）１１０ＵＴ−２０ｌ　ｏｇ　（ＴｏＯＴ）、訃よ
ひＧｐｏ−２０ｌｏｇ（Ａｐｏ）となる。閾値以下だと
′ＬＬ）ＵＴ””ｉｎ”ｐ。どなる。閾値以上だと ”０ＵＴ−Ｇｐｏ”１ｎｔｈ＋（１−Ｋｌ　）　（Ｌ、
、”−Ｌｌ、、、）但し’　”１ｎｔｈは閾値に対応す
る入力レベルでおり、久の式によって与えられる。

Ｌｉｎｔｈ−２０”ｇ（ｖＴ）１／Ａｓｏ）　”これら
の特性は第２０図に示した人出カー係に水成れて−る。

同様にして、１ｇ２８図の先に論じ九ベースバイアス禎
償回路は１久と２次のｏｏＡ　６０２　＃６０６の正負
入力側に相互に接続され、はぼそれらの基準入力ペース
電流を供給することが望ましい。このため０ＯＡＯ信号
路同への利得制御端子工、。、八。のフィードスルー（
ｆｅ＠Ｌ　ｔｈｒｕ　）か減少する。かかるフィードス
ルーはＡＧＯｋＪＪ作の動作ｇＲ始と減衰連中に過渡的
な信号の！＋、＊の変調ｔひきおこ丁と共に、信号中に
不−合ｔクリックとサンプを生じさせる。

更に、ｖＲＴｌｉ？の代わりに”ＸＰｓ（６１２）　Ｏ
ｊａ入力側にに圧伸＋！Ｉｆ　ＩＩ　’１ｍ圧（第２１
図においてを工Ｖ。）が印加され圧伸系で形成しマイク
四ホン出力側２２と検出器７０２の入力側との間にｍａ
ｎな入出力関係を与えることがｊｉｇましい。

本文中において本発明の詳細な説明したか、％許請求の
範囲の精神を逸脱することなく種々変形実施できるのは
いうまでもない。

【図面の簡単な説明】

餓１因は補聴器の実施例のブロック１１１図、第２因は
第１２の補聴器のＬり詳細なブロック線図、 第６図は第１図に示した実施例のための調驚可能な状態
変数フィルタのブロック線図、第４因は第５図０フイル
タの別の火施例の調節可能な状態変数フィルタのブロッ
ク線図、第５図に第３図のフィルタのもリークの別の′
Ａ施例の調節可能な状態変数フィルタのブロック線図、 第６図は第３図のフィルタの某施例に使用される単位利
得和差増幅器の記号図、 第７図は誇５囚の５！施例に使用される単位利得和差増
幅器の略縁図、 第８図は第３図の５Ａ施例に使用される単位利得和差増
幅器のより詳細な略題図、 １８９図は第３図の実施例に使用される積分器の記号図
、 詰１０図は継３内の実施例に使用さｎる積分器の略ｌ１
ｌｉＩ図、 第１１図は第３図０犬施例に使用される槓分器のよｐ詳
細な路線図、 第１２図はｗＪ３図の実施例に使用される制御回路の路
線図、 第１２ａ図（２第１２囚の制御回路の変形実施例の路線
図、 第１５台は第５囚のフィルタの路線図、第１４図は第３
丙のフィルタのよシ峰細な路線図、 第１５図は第６図の実施例の２極フイルタをどのように
して４極の高域フィルタ七作る次めに使用するかｔ示す
ブロック１ｍ図、 第１６図は第６図の２極フイルタをいかにして４ｉｆ＠
低域フィルタｒ作るために使用するかを示すブロック線
図、 第１７因はＷ！Ｊ１５図の実施例に使用される匍ｊ１１
１１回路の路線図、 第１８図は第１７図の回路の別の実施例ｒ示す８ＩＩＩ
１１回路の路線図、 第１９図は、第１図の実施例用の差動閾値検知器のに線
図、 第２０図は第１９図の差動閾値検出器のより詳細な路線
図、 第２１因は第１−の実施例の丸めの本発明のダイナイッ
クレンジ七人きくする友めの圧伸系の路線図、 第２２図は第１囚の実施例にて使用さｎる相互コンダク
タンス演算増幅器の略−図、第２３図は第１図の実施例
に使用される制御電流源の路線図、 第２４図は第１図の実施例用の１４１１Ｉ器の路線図、 第２４ａ図は第２４因の調整器に使用さｎる第１増幅器
の路線図、 第２４１図は第２４図の調整器に使用される第２増幅器
の路線図、 第２５図は第１因の実施例の可変スロー−Ｊ’フィルタ
の略尉図、 第２６図は第１図の央り例月のクリッパ回路の略氷図、 第２７図は第１凶の実施例用の電圧フランジの路線図〜 第２８囚は第１崗の実施例用のバイアス′ｒＬ流補償回
路の路線図、 ＃ＰＩ２９図は＄１丙の実施例用の入力自動利得制御系
のブロックｍ図、 第６０図は第２９図の自動利得制御系の効果を示すｉ図
。 ２２・・・マイクロホン、２４・・・圧伸器、２６・・
・音質制御回路、２７・・・入力自鯛利得市１ｊ碑系、
３６・・・出カイδ号プロセッサ、４０・・・レジ−／
４．４６・・・入力電流側御増幅器、５２・・・入力１
を流市０御増１１！６制一部、５４．５６・・・フィル
り、６２・・・可変スローフィルタ。 目、２１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、信号振幅に依存する回路素子のダイナミックレンジ
   を大きくするための圧伸系を有する補聴器であつて、該
   回路素子が圧縮入力信号を受けとるための入力リードと
   素子出力信号を供給するための出力リードを備える圧伸
   系において、 入力信号リードと、利得制御リードと、該回路素子入力
   リードに接続された出力リードとを有し、入力信号の振
   幅を第１の設定された関数によつて圧縮し素子入力リー
   ドにおいて圧縮入力信号を供給される、入力信号を受け
   とるための第１増幅手段と、 該素子入力リードに接続された入力リードと、第１増幅
   手段の利得制御リードに接続された出力リードを有し圧
   縮入力信号がほぼ所定の振幅レベルを超えたときにそれ
   を検出して閾値信号を第１増幅手段の利得制御リードへ
   供給することによつて該第１増幅手段に第１係数だけ該
   振幅を減ずることを可能ならしめる閾値検出器と、 入力信号リードと、利得制御リードと、出力リードとを
   備え該素子の出力リードから信号を受けとり第２の設定
   された関数によつて該信号を伸張し該出力リードに伸張
   信号を供給するための第２増幅手段と、 閾値検出器の出力リードと第２増幅手段の利得制御リー
   ドとの間に接続され、閾値信号を受けとり第２増幅手段
   の利得制御リードにほぼ反転した閾値信号を供給するこ
   とによつて出力信号の振幅が該第１係数の逆数にほぼ等
   しい第２係数だけ第２増幅手段によつて大きくするため
   の反転増幅器とからなることを特徴とする圧伸系を有す
   る補聴器。 ２、第１と第２の増幅手段がそれぞれ抵抗負荷と利得制
   御リードを有する可変相互コンダクタンス段から構成さ
   れるようにした特許請求の範囲第１項に記載の回路素子
   のダイナミックレンジを大きくするための圧伸係を有す
   る補聴器。 ３、第１と第２の増幅手段が利得制御リードに印加され
   る電圧とほぼ指数関数的な関係を有する利得を有するよ
   うにした特許請求の範囲第２項に記載のダイナミックレ
   ンジを大きくするための圧伸系を有する補聴器。 ４、指数関数関係が、その印加されるベース・エミッタ
   間電圧が利得制御リードに印加される電圧とほぼ等しく
   そのコレクタがそれに応じて利得制御電流を可変相互コ
   ンダクタンス段が利得制御電流に対してほぼ線形の関係
   を有するような可変相互コンダクタンス段に供給するト
   ランジスタから成る系によつて発生させられるようにし
   た特許請求の範囲第６項に記載のダイナミックレンジを
   大きくするための圧伸系を有する補聴器。 ５、回路素子が電圧制御フィルタであるようにした特許
   請求の範囲第１項に記載の回路素子のダイナミックレン
   ジを大きくするための圧伸系を有する補聴器。