JPH0567114B2 - - Google Patents
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- JPH0567114B2 JPH0567114B2 JP27597985A JP27597985A JPH0567114B2 JP H0567114 B2 JPH0567114 B2 JP H0567114B2 JP 27597985 A JP27597985 A JP 27597985A JP 27597985 A JP27597985 A JP 27597985A JP H0567114 B2 JPH0567114 B2 JP H0567114B2
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- transistor
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- video amplifier
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 22
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 9
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 9
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 9
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 5
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 5
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 101000741289 Homo sapiens Calreticulin-3 Proteins 0.000 description 2
- 101000969621 Homo sapiens Monocarboxylate transporter 12 Proteins 0.000 description 2
- 102100021444 Monocarboxylate transporter 12 Human genes 0.000 description 2
- BLRPTPMANUNPDV-UHFFFAOYSA-N Silane Chemical compound [SiH4] BLRPTPMANUNPDV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229910000077 silane Inorganic materials 0.000 description 1
Landscapes
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、カラーCRT表示装置の色信号出力
回路に関するものである。
回路に関するものである。
カラーCRTのＲ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）各色の
発光特性は組立該差によるばらつきを有してい
る。このため、カラーCRTへ色信号を供給する
色信号出力回路はこのばらつきを補正し、かつ広
帯域で広いダイナミツクレンジを有していなけれ
なならず、このような出力回路としてビデオ増幅
器とカラーCRTのカソードとを結合コンデンサ
Ｃを介して接続した、いわゆるカソードクランプ
方式の色信号出力回路が特許出願公開昭55−
67285に詳述されている。
発光特性は組立該差によるばらつきを有してい
る。このため、カラーCRTへ色信号を供給する
色信号出力回路はこのばらつきを補正し、かつ広
帯域で広いダイナミツクレンジを有していなけれ
なならず、このような出力回路としてビデオ増幅
器とカラーCRTのカソードとを結合コンデンサ
Ｃを介して接続した、いわゆるカソードクランプ
方式の色信号出力回路が特許出願公開昭55−
67285に詳述されている。
第６図は上記公知例の回路図を示す。ビデオ増
幅器１とカラーCRT２の間には結合コンデンサ
C1が挿入され、従つてビデオ増幅器１の出力側
とは独立にCRT２のカソードバイアスを設定す
る必要がある。このため直流再生器３を設けて映
像信号のブラツクレベルに相当する期間内にクラ
ンプパルスを印加してトランジスタQ1をオンに
し、結合コンデンサC1のカソード側端子をあら
かじめ設定しておいた基準電圧Erにクランプす
る。そうするとコンデンサC1の放電が行われ、
カソード側にブラツクレベルが常に一定電圧に保
たれる。
幅器１とカラーCRT２の間には結合コンデンサ
C1が挿入され、従つてビデオ増幅器１の出力側
とは独立にCRT２のカソードバイアスを設定す
る必要がある。このため直流再生器３を設けて映
像信号のブラツクレベルに相当する期間内にクラ
ンプパルスを印加してトランジスタQ1をオンに
し、結合コンデンサC1のカソード側端子をあら
かじめ設定しておいた基準電圧Erにクランプす
る。そうするとコンデンサC1の放電が行われ、
カソード側にブラツクレベルが常に一定電圧に保
たれる。
しかしながら、この回路では以下に説明するよ
うに、映像パターンが変わるとカソード側のブラ
ツクレベルが変動するという欠点を有している。
即ちまず、第７図に示すように、増幅器１の出力
Vputが一水平期間毎に映像信号に応じて変化する
と（水平帰線期間にはブラツクレベル）、コンデ
ンサC1のカソード側の電圧VkもコンデンサC1の
端子間電圧VCだけシフトした電圧波形となつて
いる。そしてVA＝VBB−VKなる電位差によつて
抵抗RCには電流ICが流れ、またCRT２からのア
ノード電流Iaが充電電流として流入し、これらの
電流の和Ia＋ICはコンデンサC1をトランジスタQ1
のオフ時間に充電する。この充電電荷QCは、第
７図の斜線を付した部分の面積であり、次式で与
えられる。
うに、映像パターンが変わるとカソード側のブラ
ツクレベルが変動するという欠点を有している。
即ちまず、第７図に示すように、増幅器１の出力
Vputが一水平期間毎に映像信号に応じて変化する
と（水平帰線期間にはブラツクレベル）、コンデ
ンサC1のカソード側の電圧VkもコンデンサC1の
端子間電圧VCだけシフトした電圧波形となつて
いる。そしてVA＝VBB−VKなる電位差によつて
抵抗RCには電流ICが流れ、またCRT２からのア
ノード電流Iaが充電電流として流入し、これらの
電流の和Ia＋ICはコンデンサC1をトランジスタQ1
のオフ時間に充電する。この充電電荷QCは、第
７図の斜線を付した部分の面積であり、次式で与
えられる。
QC＝∫（IC＋Ia）dt〔Q1−OFF期間〕 ……(1)
このQCは、カソード電圧VKの映像振幅に依存
し、無信号時に最小さなり、最大振幅の映像信号
が出力された時最大になる。一方、トランジスタ
Q1をオンにする直流再生期間では、結合コンデ
ンサC1の電荷QCが放電されるがその時の等価回
路は第８図に示されている。ここでRSはトラン
ジスタQ1、ダイオードD1の通電時の等価抵抗で
ある。この放電径路を放電電流Idcが流れるとき
の放電径路に沿つて電圧降大ΔVが生ずる； ΔV＝（RL＋RS）・Idc ……(2) ところが直流再生が終わり、トランジスタQ1
がオフされてIdcが０になると、放電径路に生じ
ていた電圧降下ΔVは消える。このため、カソー
ド電位VKは、そのブラツクレベルVKBとして基準
電圧Erにクランプされる筈のものがΔVだけもち
上がる。すなわち、 VKB＝Er＋ΔV＝Er（RL＋RS）・Idc ……(3) ところが、増幅器１、すなわち色信号出力回路
が定常状態で動作していれば、ブラツクレベル
VKBは一定に保たれており、コンデンサC1の充電
と放電の電荷は等しい状態にある。つまり第７図
の斜線で示した充電部分と放電部分の面積が等し
く、これはIdcがコンデンサC1の充電電荷QCに比
例し、しかもQCは映像パターンによつて変動す
るから、結局カソードのブラツクレベルVKBが映
像パターンにより変動することを意味する。従つ
て、映像パターンが変われば、輝度は設定値から
変動する。以上では１つの色又は輝度信号につい
て述べたが、カラーCRT表示装置の場合には一
般に赤、緑、青の映像パターンが別々に変わるか
ら、それぞれのブラツクレベルも別々に変動し、
輝度、更には白バランスが変化する。
し、無信号時に最小さなり、最大振幅の映像信号
が出力された時最大になる。一方、トランジスタ
Q1をオンにする直流再生期間では、結合コンデ
ンサC1の電荷QCが放電されるがその時の等価回
路は第８図に示されている。ここでRSはトラン
ジスタQ1、ダイオードD1の通電時の等価抵抗で
ある。この放電径路を放電電流Idcが流れるとき
の放電径路に沿つて電圧降大ΔVが生ずる； ΔV＝（RL＋RS）・Idc ……(2) ところが直流再生が終わり、トランジスタQ1
がオフされてIdcが０になると、放電径路に生じ
ていた電圧降下ΔVは消える。このため、カソー
ド電位VKは、そのブラツクレベルVKBとして基準
電圧Erにクランプされる筈のものがΔVだけもち
上がる。すなわち、 VKB＝Er＋ΔV＝Er（RL＋RS）・Idc ……(3) ところが、増幅器１、すなわち色信号出力回路
が定常状態で動作していれば、ブラツクレベル
VKBは一定に保たれており、コンデンサC1の充電
と放電の電荷は等しい状態にある。つまり第７図
の斜線で示した充電部分と放電部分の面積が等し
く、これはIdcがコンデンサC1の充電電荷QCに比
例し、しかもQCは映像パターンによつて変動す
るから、結局カソードのブラツクレベルVKBが映
像パターンにより変動することを意味する。従つ
て、映像パターンが変われば、輝度は設定値から
変動する。以上では１つの色又は輝度信号につい
て述べたが、カラーCRT表示装置の場合には一
般に赤、緑、青の映像パターンが別々に変わるか
ら、それぞれのブラツクレベルも別々に変動し、
輝度、更には白バランスが変化する。
このような問題点を解決するための、従来の実
用回路例を第９図に示す。この回路では、ブラツ
クレベル変動の要因であるビデオ増幅器１Ａの出
力インピーダンスを小さくすることで対策を図つ
ている。つまり、ビデオ増幅器１Ａ出力にバツフ
アとして、コンプリメンタリ・トランジスタQ2，
Q3を付加しており、このトランジスタQ2，Q3の
電流増幅率をhfeとすれば、等価出力インピーダ
ンスが、Q2，Q3付加前のRLからRL／hfeに、ブラ
ツクレベル変動は１／hfeに低減される。しかし
ながら、ビデオ増幅器出力として、コンプリメン
タリペアのトランジスタを追加すると、広帯域性
と、カツトオフ歪をなくすための直流バイアス電
流の必要性から高周波ハイパワーのNPNとPNP
コンプリメンタリートランジスタが不可付欠とな
つてコスト高をまねくという問題点があつた。
用回路例を第９図に示す。この回路では、ブラツ
クレベル変動の要因であるビデオ増幅器１Ａの出
力インピーダンスを小さくすることで対策を図つ
ている。つまり、ビデオ増幅器１Ａ出力にバツフ
アとして、コンプリメンタリ・トランジスタQ2，
Q3を付加しており、このトランジスタQ2，Q3の
電流増幅率をhfeとすれば、等価出力インピーダ
ンスが、Q2，Q3付加前のRLからRL／hfeに、ブラ
ツクレベル変動は１／hfeに低減される。しかし
ながら、ビデオ増幅器出力として、コンプリメン
タリペアのトランジスタを追加すると、広帯域性
と、カツトオフ歪をなくすための直流バイアス電
流の必要性から高周波ハイパワーのNPNとPNP
コンプリメンタリートランジスタが不可付欠とな
つてコスト高をまねくという問題点があつた。
本発明は、ビデオ増幅の広帯域化および広いダ
イナミツクレンジを実現するカソードクランプ方
式を用い、しかも経済的にカソード側ブラツクレ
ベルの変動を抑圧できるようにした色信号出力回
路を提供することをその目的とする。
イナミツクレンジを実現するカソードクランプ方
式を用い、しかも経済的にカソード側ブラツクレ
ベルの変動を抑圧できるようにした色信号出力回
路を提供することをその目的とする。
本発明は、ビデオ増幅器の出力部へ、直流再生
時の結合コンデンサC1に流れる放電電流Idcをフ
イードバツクして放電時のビデオ増幅器の出力電
圧をIdcに比例した分だけ上昇させ、これによつ
て従来生じていた電圧降下ΔV＝RL・Idcを打ち消
すようにして映像パターンによつて生じるブラツ
クレベル変動を低減したことを特徴とするもので
ある。
時の結合コンデンサC1に流れる放電電流Idcをフ
イードバツクして放電時のビデオ増幅器の出力電
圧をIdcに比例した分だけ上昇させ、これによつ
て従来生じていた電圧降下ΔV＝RL・Idcを打ち消
すようにして映像パターンによつて生じるブラツ
クレベル変動を低減したことを特徴とするもので
ある。
以下本発明を詳細に説明する。第１図は本発明
の一実施例を示すもので、コンデンサC1を放電
させるスイツチ機能はダイオードD1とシランジ
スタQ1で形成され、基準電圧Erはトランジスタ
Q2、電源ESにより形成される。すなわちクラン
プパルス端子電圧を、トランジスタQ3が充分カ
ツトオフするまで下げると、トランジスタQ2の
コレクタ、トランジスタQ1のベースとエミツタ
端子はほとんど電源電圧VBBまで上昇する。一般
に電源電圧はVBB＞VAAと選んであるので、この
ときダイオードD1は逆バイアスとなり非導通状
態になる。つまりCRT２のカソードと結合コン
デンサC1のカソード側は基準電圧から開放の状
態になる。そしてこの時は、前述の通り、カソー
ドからはアノード電流Iaが、VBBからはRCを通し
て充電電流ICがコンデンサC1へ流れ込んでいる。
の一実施例を示すもので、コンデンサC1を放電
させるスイツチ機能はダイオードD1とシランジ
スタQ1で形成され、基準電圧Erはトランジスタ
Q2、電源ESにより形成される。すなわちクラン
プパルス端子電圧を、トランジスタQ3が充分カ
ツトオフするまで下げると、トランジスタQ2の
コレクタ、トランジスタQ1のベースとエミツタ
端子はほとんど電源電圧VBBまで上昇する。一般
に電源電圧はVBB＞VAAと選んであるので、この
ときダイオードD1は逆バイアスとなり非導通状
態になる。つまりCRT２のカソードと結合コン
デンサC1のカソード側は基準電圧から開放の状
態になる。そしてこの時は、前述の通り、カソー
ドからはアノード電流Iaが、VBBからはRCを通し
て充電電流ICがコンデンサC1へ流れ込んでいる。
次に、映像信号がプラツクレベルの期間中にあ
つてクランプパルス電圧が上昇し、トランジスタ
Q3をオンさせると、トランジスタQ2はベース電
圧ES、エミツタ抵抗R1、コレクタ負荷抵抗R0で
決まる能動状態に移行し、そのコレクタには基準
電圧Erが発生する； Er≒VBB−（R0／R1）ES ……(4) またコンデンサC1はクランプパルスオフ時に充
電されたそのカソード側は電位が上がつているの
で、ダイオードD1は順バイアスで導通状態とな
り、トランジスタQ1のエミツタ電圧はベース電
圧、つまり基準電圧Erとなる。このようにしてコ
ンデンサC1の放電電流Idcは、電源VAA、抵抗RL、
コンデンサC1、ダイオードD1を通してトランジ
スタQ1のエミツタに流入するが、その大部分を
占めるIfはトランジスタQ1のコレクタを通してビ
デオ増幅器１内のトランジスタQ0のエミツタ部
へ帰還される。従つてトランジスタQ0のコレク
タ電流が帰還電流If分だけ低減し、ビデオ増幅器
１の出力電圧VOUTはIf×RLだけもち上げられる。
ここでトランジスタQ1の増幅率をhf1とすれば、 If＝Idc・hf1／（１＋hf1） ……(5) であるから、抵抗RLによるブラツクレベルの電
位変動ΔRLは ΔVRL＝RL・Idc−RL・If＝〔RL／（１＋hf1）〕・Idc
……(6) となる。本実施例によると、RLの影響は見掛上
RL／（１＋hf1）に低減することができる。
つてクランプパルス電圧が上昇し、トランジスタ
Q3をオンさせると、トランジスタQ2はベース電
圧ES、エミツタ抵抗R1、コレクタ負荷抵抗R0で
決まる能動状態に移行し、そのコレクタには基準
電圧Erが発生する； Er≒VBB−（R0／R1）ES ……(4) またコンデンサC1はクランプパルスオフ時に充
電されたそのカソード側は電位が上がつているの
で、ダイオードD1は順バイアスで導通状態とな
り、トランジスタQ1のエミツタ電圧はベース電
圧、つまり基準電圧Erとなる。このようにしてコ
ンデンサC1の放電電流Idcは、電源VAA、抵抗RL、
コンデンサC1、ダイオードD1を通してトランジ
スタQ1のエミツタに流入するが、その大部分を
占めるIfはトランジスタQ1のコレクタを通してビ
デオ増幅器１内のトランジスタQ0のエミツタ部
へ帰還される。従つてトランジスタQ0のコレク
タ電流が帰還電流If分だけ低減し、ビデオ増幅器
１の出力電圧VOUTはIf×RLだけもち上げられる。
ここでトランジスタQ1の増幅率をhf1とすれば、 If＝Idc・hf1／（１＋hf1） ……(5) であるから、抵抗RLによるブラツクレベルの電
位変動ΔRLは ΔVRL＝RL・Idc−RL・If＝〔RL／（１＋hf1）〕・Idc
……(6) となる。本実施例によると、RLの影響は見掛上
RL／（１＋hf1）に低減することができる。
尚、基準電圧Erの等価インピーダンスRIN（第８
図のRSに相当するもの）は、RIN＝R0／hf1とな
り、本実施例回路のブラツクレベル電位の総合変
動ΔV（式(2)に相当する値）をまとめると ΔV〔RL／（１＋hf1＋R0／hf1〕・Idc ……(7) この式から明らかなように、トランジスタQ1の
増幅率hf1を大きく選んでおくと、抵抗値R0を大
きな値としてΔVは実用的に問題のない十分小さ
い値とすることができる。なお第２図は、以上に
述べた第１図の実施例の等価回路てある。このよ
うに、本実施例によれば、ブラツクレベルを十分
安定化でき、しかもビデオ増幅器１には抵抗負荷
RLのみのシングルエンド方式を採用でき、部品
点数を節減できるという効果がある。しかも従来
のようにプツシユプルを構成するにはPNP、
NPNのトランジスタペアを用いる場合、一般に
PNPはNPNに比べで動作スピードが1/3〜1/5と
遅く、高速になるほどPNPトランジスタは高価
となる。このため、ビデオ増幅器に必要な帯域が
広がるほど、PNPトランジスタを必要としない
本実施例の方式を用いると、その効果が増大す
る。
図のRSに相当するもの）は、RIN＝R0／hf1とな
り、本実施例回路のブラツクレベル電位の総合変
動ΔV（式(2)に相当する値）をまとめると ΔV〔RL／（１＋hf1＋R0／hf1〕・Idc ……(7) この式から明らかなように、トランジスタQ1の
増幅率hf1を大きく選んでおくと、抵抗値R0を大
きな値としてΔVは実用的に問題のない十分小さ
い値とすることができる。なお第２図は、以上に
述べた第１図の実施例の等価回路てある。このよ
うに、本実施例によれば、ブラツクレベルを十分
安定化でき、しかもビデオ増幅器１には抵抗負荷
RLのみのシングルエンド方式を採用でき、部品
点数を節減できるという効果がある。しかも従来
のようにプツシユプルを構成するにはPNP、
NPNのトランジスタペアを用いる場合、一般に
PNPはNPNに比べで動作スピードが1/3〜1/5と
遅く、高速になるほどPNPトランジスタは高価
となる。このため、ビデオ増幅器に必要な帯域が
広がるほど、PNPトランジスタを必要としない
本実施例の方式を用いると、その効果が増大す
る。
第３図は基準電圧Erの等価抵抗（第２図のRIN）
の影響も取り除くようにした本発明の第２の実施
例であつて、トランジスタQ1のコレクタ電流を
そのままビデオ増幅器１へ帰還するようにした第
１図の場合と異なり、この帰還路にトランジスタ
Q5のエミツタフオロワを１段挿入した構成とな
つていて、他の部分は第１図と同じである。この
実施例では、クランプパルスが印加されるとトラ
ンジスタQ3がオンし、トランジスタQ1のエミツ
タに基準電圧Erが発生し、ダイオードD1が導通
状態になつて電源VAAから抵抗RL、コンデンサC1
及びダイオードD1を通してコンデンサC1の放電
電流IdcがトランジスタQ1のエミツタに流入する。
トランジスタQ1の増幅器hf1は一般に充分大きい
のでそのコレクタ電流はほぼIdcとなる。よつて
トランジスタQ1のコレクタ、すなわちトランジ
スタQ5のベースに発生する電圧VB2は VB2＝RA・Idc＋VCC ……(8) またトランジスタQ0のベース電位はVCCであるか
ら、トランジスタQ5のエミツタ電流、すなわち
トランジスタQ0のエミツタ部への帰還電流Ifは If＝（VB2−VCC）／RB＝Idc・RA／RB ……(9) で与えられる。従つて第１図のときと同様に、こ
の帰還電流Ifによりビデオ増幅器１の出力電圧
VOUTがIfRLだけもち上げられることを考慮する
と、ブラツクレベル電位の総合変動ΔVは ΔV＝（RL＋RIN−RL・RA／RB）・Idc ……(10) となる。そこで第３図の抵抗RA，RBを適当に選
定すれば、第１図の場合のRL分のみの補償では
なく、等価抵抗RINの部分の補償をも行える。但
し等価抵抗RIN自体の値はばらつきをもつている
ので、RA，RB値を固定した場合には、RINの影響
の除去は近似的なものになる。
の影響も取り除くようにした本発明の第２の実施
例であつて、トランジスタQ1のコレクタ電流を
そのままビデオ増幅器１へ帰還するようにした第
１図の場合と異なり、この帰還路にトランジスタ
Q5のエミツタフオロワを１段挿入した構成とな
つていて、他の部分は第１図と同じである。この
実施例では、クランプパルスが印加されるとトラ
ンジスタQ3がオンし、トランジスタQ1のエミツ
タに基準電圧Erが発生し、ダイオードD1が導通
状態になつて電源VAAから抵抗RL、コンデンサC1
及びダイオードD1を通してコンデンサC1の放電
電流IdcがトランジスタQ1のエミツタに流入する。
トランジスタQ1の増幅器hf1は一般に充分大きい
のでそのコレクタ電流はほぼIdcとなる。よつて
トランジスタQ1のコレクタ、すなわちトランジ
スタQ5のベースに発生する電圧VB2は VB2＝RA・Idc＋VCC ……(8) またトランジスタQ0のベース電位はVCCであるか
ら、トランジスタQ5のエミツタ電流、すなわち
トランジスタQ0のエミツタ部への帰還電流Ifは If＝（VB2−VCC）／RB＝Idc・RA／RB ……(9) で与えられる。従つて第１図のときと同様に、こ
の帰還電流Ifによりビデオ増幅器１の出力電圧
VOUTがIfRLだけもち上げられることを考慮する
と、ブラツクレベル電位の総合変動ΔVは ΔV＝（RL＋RIN−RL・RA／RB）・Idc ……(10) となる。そこで第３図の抵抗RA，RBを適当に選
定すれば、第１図の場合のRL分のみの補償では
なく、等価抵抗RINの部分の補償をも行える。但
し等価抵抗RIN自体の値はばらつきをもつている
ので、RA，RB値を固定した場合には、RINの影響
の除去は近似的なものになる。
第４図はビデオ増幅器１への帰還を、電流Ifで
はなくそれに比例した帰還電流Vfで行うように
した本発明の第３の実施例を示すもので、ビデオ
増幅器１内のアンプ４の構成は第５図に示されて
いる。本実施例に於ては、直流再生期間でない間
は、If＝Vf＝０であつて、トランジスタQ4，Q0の
出力電流IOUTは入力電圧VINによつて制御される。
このときトランジスタQ7は出力電流IOUTのDCバ
イアス分を制御している。直流再生期間になると
If＝Idcだから抵抗R3に帰還電圧Vf≒R3Idcが生じ、
トランジスタQ7のベース電圧が ΔVB＝VfR7／（R7＋R3） ……(11) だけ上昇し、このためトランジスタQ7のコレク
タ電流が増加し、トランジスタQ4，Q5のベース
電位が減少し、出力電流IOUTも減少する。この減
少分ΔIOUTは ΔIOUT＝−Idc・α α＝R3R4R5／R4＋R5）
／R6＋R2……(12) で与えられる。従つて前の実施例と同様にしてブ
ラツクレベルの変部分ΔVを求めると ΔV＝（RL＋RIN）Idc＋RLΔIOUT＝Idc（RL＋RI
N−RLα）……(13) となるから、各抵抗値を適当に選定することによ
つて、ΔV≒０、つまり映像パターンによるIdc
の、従つてブラツクレベルの変動ΔVを十分抑圧
することが可能となる。しかも以上の第２、第３
の実施例では、従来のような高価なペアトランジ
スタを必要としない。
はなくそれに比例した帰還電流Vfで行うように
した本発明の第３の実施例を示すもので、ビデオ
増幅器１内のアンプ４の構成は第５図に示されて
いる。本実施例に於ては、直流再生期間でない間
は、If＝Vf＝０であつて、トランジスタQ4，Q0の
出力電流IOUTは入力電圧VINによつて制御される。
このときトランジスタQ7は出力電流IOUTのDCバ
イアス分を制御している。直流再生期間になると
If＝Idcだから抵抗R3に帰還電圧Vf≒R3Idcが生じ、
トランジスタQ7のベース電圧が ΔVB＝VfR7／（R7＋R3） ……(11) だけ上昇し、このためトランジスタQ7のコレク
タ電流が増加し、トランジスタQ4，Q5のベース
電位が減少し、出力電流IOUTも減少する。この減
少分ΔIOUTは ΔIOUT＝−Idc・α α＝R3R4R5／R4＋R5）
／R6＋R2……(12) で与えられる。従つて前の実施例と同様にしてブ
ラツクレベルの変部分ΔVを求めると ΔV＝（RL＋RIN）Idc＋RLΔIOUT＝Idc（RL＋RI
N−RLα）……(13) となるから、各抵抗値を適当に選定することによ
つて、ΔV≒０、つまり映像パターンによるIdc
の、従つてブラツクレベルの変動ΔVを十分抑圧
することが可能となる。しかも以上の第２、第３
の実施例では、従来のような高価なペアトランジ
スタを必要としない。
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、経済的でかつブラツクレベルの変動を十分に
小さくした、アソードクランプ方式の色信号出力
回路を実現できるという効果がある。
ば、経済的でかつブラツクレベルの変動を十分に
小さくした、アソードクランプ方式の色信号出力
回路を実現できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は
その等価回路を示す図、第３図は本発明の第２の
実施例を示す図、第４図及び第５図は本発明の第
３の実施例及びその中のアンプ２０４の回路例を
示す図、第６図〜第９図はブラツクレベル変動抑
圧対等を講じた従来の色信号出力回路図である。 １……ビデオ増幅器、２……カラーCRT、C1
……結合コンデンサ、Er……基準電圧、If……帰
還電流、Vf……帰還電圧。
その等価回路を示す図、第３図は本発明の第２の
実施例を示す図、第４図及び第５図は本発明の第
３の実施例及びその中のアンプ２０４の回路例を
示す図、第６図〜第９図はブラツクレベル変動抑
圧対等を講じた従来の色信号出力回路図である。 １……ビデオ増幅器、２……カラーCRT、C1
……結合コンデンサ、Er……基準電圧、If……帰
還電流、Vf……帰還電圧。
Claims (1)
- １ ビデオ増幅器と、該増幅器の出力端とカラー
映像管のカソードとの間に挿入された結合コンデ
ンサと、上記ビデオ増幅器の出力信号の水平走査
期間中に上記結合コンデンサに充電された電荷を
上記出力信号の帰線期間中に放電させることによ
つて上記カソードの電位を所定の基準電位に戻す
ための直流再生回路とを備えたカラー映像管への
色信号出力回路に於て、上記水平期間中の放電電
流値もしくは該放電電流値に比例した電圧値を上
記ビデオ増幅器へ帰還する回路を設け、上記放電
の経路に存在するインピーダンスを放電電流が流
れるときに生じる電圧降下分を上記帰還回路によ
つて打消すように構成したことを特徴とする色信
号出力回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27597985A JPS62136190A (ja) | 1985-12-10 | 1985-12-10 | 色信号出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27597985A JPS62136190A (ja) | 1985-12-10 | 1985-12-10 | 色信号出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62136190A JPS62136190A (ja) | 1987-06-19 |
| JPH0567114B2 true JPH0567114B2 (ja) | 1993-09-24 |
Family
ID=17563082
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27597985A Granted JPS62136190A (ja) | 1985-12-10 | 1985-12-10 | 色信号出力回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62136190A (ja) |
-
1985
- 1985-12-10 JP JP27597985A patent/JPS62136190A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62136190A (ja) | 1987-06-19 |
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