JPH0568330A - 過負荷保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、コンバータトランスの１次側で直流
電圧をスイッチング制御しコンバータトランスの２次側
より得た矩形波出力を整流、平滑化して直流電源を得る
電源装置において、過負荷時の出力電流を周波数制御に
より抑制する制御回路を設けたことを特徴とする。 【構成】スイッチング制御回路の端子電圧Ｖｃｃに応じ
てスイッチング周波数を制御するトランジスタＱ１，Ｑ
２と安定化回路ＩＣとを含む周波数制御回路を備え、定
格負荷以下ではスイッチング周波数を一定としてパルス
幅変調を行い、過負荷時にスイッチング周波数を低下さ
せトランスの２次側への伝達電力を下げるるよう周波数
制御を行う構成として、過負荷時の出力電流Ｉｏの増加
を抑えることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電圧を入力しスイ
ッチングトランジスタにてスイッチング制御してコンバ
ータトランスの２次側に矩形波を発生させ、その２次側
出力を整流、平滑して所望の直流電源を得るＤＣ−ＤＣ
コンバータの過負荷保護回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、パーソナルコンピュータ等の電子
機器に用いられる電源装置として、直流電圧を入力し、
この入力された直流電圧をスイッチングトランジスタを
介在したコンバータトランスの１次側回路に印加して、
コンバータトランスの２次側に矩形波電圧を発生させ、
その矩形波電圧を整流、平滑して直流電源を得るフライ
バックコンバータが知られている。

【０００３】この種のフライバックコンバータにおい
て、スイッチング周波数ｆｓｗ＝５０ＫHZ一定でパルス
幅制御を行なった場合、入力電圧Ｖｉ＝１００ＶDC，３
７３ＶDCにおける、出力電流Ｉｏ−出力電圧Ｖｏ特性
は、図４に示す、ｏ−ｃ−ｃ，ｏ−ｄ−ｄのようにな
る。ここで、ｃ−ｃ，ｄ−ｄ区間は、過負荷時のＶｏの
低下領域である。ｆｓｗ＝２８ＫHZの場合には、ｏ−ａ
−ａ，ｏ−ｂ−ｂのようなＩｏ−Ｖｏ特性となり、ａ−
ａ，ｂ−ｂのような過負荷範囲になる。即ち、出力電力
が０〜定格値の範囲ではＩｏ−Ｖｏ特性はｏ−ａ，ｏ−
ｂ，ｏ−ｃ，ｏ−ｄのような、ほぼ一定のＶｏを呈す
る。この範囲はパルス幅制御によってＶｏが一定値に保
持される。ａ、ｂ、ｃ、ｄ点を越える負荷をかけると、
パルス幅は制限値まで達しているのでデューティ比はそ
れほど大きくならず、出力電力が制限されるため出力電
圧が低下していく。この範囲では定出力特性に近くな
り、Ｉｏ−Ｖｏ特性は双曲線に似る。

【０００４】Ｖｉ＝１００Ｖ，３７３Ｖのとき、ｃ−
ｃ，ｄ−ｄの如く、４〜６．８Ａ，５〜７．５Ａのよう
に、過電流値が定格電流３．７Ａよりも大幅に大きくな
る。図４において、Ｉｏは出力電流、Ｖｏは出力電圧で
ある。ａ−ａはＦｓｗ＝２８ＫHZ，Ｖｉ＝１００Ｖの時
の過負荷でのＩｏ−Ｖｏ特性を示す。ｂ−ｂはＦｓｗ＝
２８ＫHZ，Ｖｉ＝３７３Ｖの時の過負荷でのＩｏ−Ｖｏ
特性を示す。ｃ−ｃはＦｓｗ＝５１ＫHZ，Ｖｉ＝１００
Ｖの時の過負荷でのＩｏ−Ｖｏ特性を示す。ｄ−ｄはＦ
ｓｗ＝５０ＫHZ，Ｖｉ＝３７３Ｖの時の過負荷でのＩｏ
−Ｖｏ特性を示す。ｏ−ａ，ｏ−ｂ，ｏ−ｃ，ｏ−ｄは
定電圧制御領域（ＰＷＭ制御）でのＩｏ−Ｖｏ特性を、
ｐは定格出力電流点を示す。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来例によれ
ば、過負荷時のＩｏの変化が大きすぎる。このため、過
負荷時を考慮すると部品の定格が大きくなる。また、Ｖ
ｉ＝１００Ｖと３７３ＶでＩｏの変化が大きすぎる。１
００Ｖのとき定格負荷を供給すると、３７３Ｖでは過負
荷電流が大きくなりすぎるといった問題があった。

【０００６】この発明は、上記事情に鑑みてなされたも
のであり、過負荷時の出力電流を抑制し、各部品の定格
を小さくすることにより、小形化ならびに低価格化され
た電源装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の過負荷保護回路
は、直流電圧を入力し、これをコンバータトランスの１
次側にスイッチングトランジスタを介在した回路に印加
して、コンバータトランスの２次側に矩形波を発生さ
せ、その２次側出力を整流、平滑して所望の直流電源を
得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電源の出力電
圧レベルに応じてスイッチングトランジスタのＯＮ幅を
制御して出力電圧を安定化するスイッチング制御回路
と、電圧制御回路の端子電圧に応じてスイッチング周波
数を制御し、過負荷時における出力電流を抑制する周波
数制御回路とを具備することを特徴とする。

【０００８】

【作用】上記の構成において、過負荷時にスイッチング
周波数ｆｓｗを下げることによってコンバータトランス
の２次側への伝達電力を下げる。この結果として過負荷
時のＩｏの増加を抑えることができる。このために、安
定化回路の端子電圧Ｖｃｃに応じてスイッチング周波数
を制御する周波数制御回路を備え、定格負荷以下ではス
イッチング周波数＝一定のパルス幅変調を行い、過負荷
時にはスイッチング周波数を低下させる周波数制御を行
うことを特徴とする。このことにより、部品の小形化、
低価格化が図れ、しいては電源装置の小形化、低価格化
にも貢献する。

【０００９】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。図１において、符号Ｖｉは電力源となる直流電源で
ある。

【００１０】符号Ｔr はトランスであり、巻線Ｎｐ，Ｎ
ｓ，Ｎａを持つ。符号ＮｐはトランスＴr の１次巻線で
あり、その両端にスイッチング電圧が印加される。符号
ＭｓはトランスＴr の２次巻線であり、トランジスタＱ
ｐがオフしている間にエネルギーをトランスＴr から取
り出す。符号ＮａはトランスＴr の補助巻線であり、出
力電圧に比例した電圧（＝Ｖｏ×Ｎａ／Ｎｓ）を発生す
る。符号Ｑｐはスイッチング用のパワ−トランジスタで
あり、ＯＮ／ＯＦＦ制御することによってトランスＴr
の１次巻線Ｎｐに交流電圧を印加する。符号Ｒ４はスイ
ッチング回路に介在された抵抗であり、バワートランジ
スタＱｐを流れる電流ｉ1 を検出する。

【００１１】Ｄ１はトランスＴr の２次巻線Ｎｓに介在
されたダイオードであり、トランスＴr の２次巻線Ｎｓ
に生じた電圧を整流する。ＶＦはダイオードＤ１の順方
向電圧降下を示す。Ｒは２次回路の等価抵抗を示す。Ｃ
Ｆは平滑用コンデンサを示す。Ｖｏは出力電圧を示す。
Ｒ５１〜Ｒ５２は抵抗であり、Ｖｏを抵抗分割して３端
子プログラマブルシャントレギュレータＣＲ１にフィー
ドバック信号として印加する。ＣＲ１はプログラマブル
シャントレギュレータである。Ｒ５３はフィードバック
抵抗である。Ｒ５４はプログラマブルシャントレギュレ
ータＣＲ１を流れる電流を抑える抵抗である。

【００１２】ＰＣはホトカプラであり、その発光ダイオ
ードはＲ５４とＣＲ１のカソードに接続する。ホトカプ
ラＰＣのトランジスタＰは端子ｂ，ｄをスイッチング制
御用ＩＣのフィードバック端子（図示せず）に接続す
る。

【００１３】ＩＣはスイッチングを制御するための安定
化制御回路であり、例えばＵＣ３８３が有名である。こ
のＩＣに於ける、ＶｃｃはＩＣの補助電源用端子を示
す。ＶｒｅｆはＩＣ基準電圧源を示す。ＲＴ／ＣＴはＩ
Ｃの三角波発振器の端子を示す。ＧはＩＣのグランド端
子を示す。ＣＳはＩＣの電流検出端子を示す。

【００１４】Ｒｇは抵抗であり、コンデンサＣとともに
三角波発振器を構成する。Ｃはコンデンサであり、Ｒｇ
とともに三角波発振器を構成する。Ｒａ〜Ｒｆはそれぞ
れ抵抗である。これらの抵抗Ｒａ〜Ｒｆは、Ｖｃｃに応
じて動作する増幅器を構成する。

【００１５】Ｑ１，Ｑ２は三角波発振器を構成するＲｇ
・Ｃの時定数回路に介在されるトランジスタである。こ
れらトランジスタＱ１，Ｑ２はＶｃｃレベルに応じて三
角波発振器の発振周波数を制御する。

【００１６】Ｒｓｔは抵抗であり、起動時にＣｓを充電
し、ＩＣの電源電流を供給する。Ｃｓはコンデンサであ
り、ＩＣの補助電圧を確保するためのエネルギ蓄積用で
ある。Ｒ６、Ｒ１０４は抵抗であり、Ｒ４に生じた電圧
を分圧してＩＣのＣＳ端子に供給する。波形ｉ1 はトラ
ンスの１次巻線電流を示す。ＴｏｎはトランジスタＱｐ
のオン期間である。Ｔはスイッチング周期である。

【００１７】Ｉｐ1 はＩＣのＣＳ端子の電圧がＶｔｈに
達した時のｉ1の値である。Ｖｔｈはこの電圧に達する
と、ＩＣ内でパワトランジスタＱｐのドライブ信号をタ
ーンオフするスレッショルド電圧である。ＴｄはＶｔｈ
に対するＩＣ内の遅れ時間であり、Ｖｔｈに達したあ
と、実際にドライブ信号が“ＬＯＷ”レベルになるまで
の時間である。従って、Ｔｏｎは、Ｔｄ時間経過後の値
となる。ＩｐはＴｏｎ時のｉ1 のピーク値を示す。Ｌｐ
はトランスＴr のＮｐ巻線のインダクタンス、Ｒｏｎは
トランジスタＱｐのＯＮ時の内部抵抗を示す。

【００１８】図２、図３はそれぞれ本発明実施例の動作
を説明するために引用した図であり、図２は補助電源電
圧Ｖｃｃとスイッチング周波数の関係を示し、図３は周
波数変調制御とパルス幅制御を併用した場合の出力電流
−電圧特性を示す。

【００１９】図２において、符号Ｖｃｃは補助電圧であ
り、図１の安定化制御回路ＩＣに供給される。符号Ｆｓ
ｗはスイッチング周波数であり、ＩＣのドライブパルス
の周期Ｔの逆数に等しい。符号Ｖｃｃａ，Ｖｃｃｂは電
圧であり、スイッチング周波数Ｆｓｗの変化が生ずる上
下限のＶｃｃである。符号Ｆｍａｘ、Ｆｍｉｎは、共に
周波数であり、Ｆｓｗの変化の上下限のスイッチング周
波数である。

【００２０】図３において、ｅ−ｆ−ｈはパルス幅制御
のみによって出力電圧１５Ｖにほぼ一定に保っている区
城を示す（Ｆｓｗ＝５０ＫHZ）。ｆ−ｇはＶｉ＝１００
Ｖの場合であって、ｆ点付近ではＦｓｗ＝５０ＫHZ、ｇ
付近ではＦｓｗ＝２８ＫHZ、途中ではＦｓｗは連続的に
変化している。ｈ−ｆはＶｉ＝３７３Ｖの場合であっ
て、ｈ点付近ではＦｓｗ＝５０ＫHZ、ｈ点付近ではＦｓ
ｗ＝２８ＫHZ、途中ではＦｓｗは連続的に変化してい
る。以下、本発明実施例の動作について詳細に説明す
る。

【００２１】図１において、起動時は直流電源Ｖｉから
起動抵抗Ｒｓｔを通してコンデンサＣｓを充電し、Ｃｓ
の端子電圧であるＶｃｃが同回路ＩＣを動作させるのに
十分な電圧値（動作スレッショルド値）まで上昇する
と、ＩＣが起動しトランジスタＱｐがスイッチングを始
める。出力電圧が定格値まで上昇する間は、２次側のＣ
Ｒ１は電流を流さない。したがって、起動時ホトカプラ
Ｐｃは不動作であり、ＩＣの制御はパルス幅最大となっ
て、ＩＣの電流検出端子Ｃｓによるピーク電流制御とな
る。ピーク電流制御ではｆｓｗ＝５０ＫHZ（＝一定）で
定格出力までの電力が負荷へ送られる。出力電圧が上昇
してくると、補助巻線電圧が高くなり、ダイオードＤ２
を介して補助電源がＩＣ制御ならびにドライブ用に供給
される。

【００２２】起動が完了すると、出力電圧Ｖｏを一定に
保つべく、ｆｓｗ＝一定でパスル幅制御（ＰＷＭ）が行
なわれる。即ち、Ｖｏは、分圧抵抗Ｒ５１，Ｒ５２によ
って分圧され、３端子プログラマブルシャントレギュレ
ータＣＲ１の基準端子に入る。この点の電圧が上記ダイ
オードＣＲ１の基準電圧２．５Ｖより上昇すると、カソ
ード電流が増加し、ホトカプラＰＣのダイオードに電流
が流れ、ホトカプラＰｃを介して１次側制御ＩＣの図示
しない端子にＰＷＭ制御信号として入力され、オン幅Ｔ
ｏｎを狭くする。逆に出力電圧がＶｏが低下すると、パ
ルス幅Ｔｏｎが広くなる。

【００２３】以上は定常時の動作であるが、次に過負荷
時の動作を説明する。過負荷になると、パルス幅Ｔｏｎ
は最大になる。さらに負荷電流が増加すると、もはやＯ
Ｎパルス幅は広がらない。Ｉｐは一定値のままとなる。
回路の損失を無視すると、２次出力電力は定電力特性に
なる。この状態で負荷電流が増加するとＶｏは低下して
いく。するとトランスの巻数比に応じて補助電源電圧Ｖ
ｃｃが低下していく。従って、Ｖｃｃ対Ｆｓｗを図２の
ように設定しておくと出力電流の増加に伴ない、ｆｓｗ
が低下していく。このため、過負荷時のＩｏ−Ｖｏは図
３のｆ−ｇ，ｈ−ｋのような曲線で示される。このよう
にして過負荷時に周波数変調を用いて、出力電流を抑制
する機能をもたせることによってＰＷＭコンバータの過
電流値が図４の場合に比し２Ａ程度小さく抑えることが
できる。

【００２４】

【発明の効果】以上説明のように本発明の過負荷保護回
路によれば、過負荷時の出力電流を抑制して、部品の小
形化、低価格化が実現でき、これに伴い電源装置を小形
化、低価格化できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す回路図。

【図２】補助電源電圧Ｖｃｃとスイッチング周波数の関
係を示す図。

【図３】本発明の実施例による周波数変調制御とバルス
幅制御を併用した場合の出力電流−出力電圧特性を示す
図。

【図４】従来例における出力電流−出力電圧特性を示す
図。

【符号の説明】

Ｔr …トランス、Ｑｐ…パワートランジスタ、Ｒ４…抵
抗（電流検出回路）、ＩＣ…安定化制御回路（スイッチ
ング制御ＩＣ）、Ｖｃｃ…補助電源。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流電圧をスイッチングトラ
   ンジスタによりスイッチング制御しコンバータトランス
   の１次側に印加してコンバータトランスの２次側より得
   た矩形波出力を整流、平滑化し直流電源を得るＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータにおいて、直流電源の出力電圧レベルに応
   じスイッチングトランジスタのオン幅を制御して出力電
   圧を安定化するスイッチング制御回路と、このスイッチ
   ング制御回路の端子電圧に応じてスイッチング周波数を
   制御し過負荷時における出力電流を抑制する周波数制御
   回路とを具備することを特徴とする過負荷保護回路。