JPH0572785B2 - - Google Patents
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- JPH0572785B2 JPH0572785B2 JP59081045A JP8104584A JPH0572785B2 JP H0572785 B2 JPH0572785 B2 JP H0572785B2 JP 59081045 A JP59081045 A JP 59081045A JP 8104584 A JP8104584 A JP 8104584A JP H0572785 B2 JPH0572785 B2 JP H0572785B2
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- JP
- Japan
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- phase
- circuit
- passing
- signal wave
- signal
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は位相補償回路に関するものであり、特
に周波数変動を有する信号波が遅延時間回路を通
過する際に信号波の周波数変動に起因して発生す
る通過位相変動を補償した回路に関する。
に周波数変動を有する信号波が遅延時間回路を通
過する際に信号波の周波数変動に起因して発生す
る通過位相変動を補償した回路に関する。
例えば時分割多元接続方式（Time Division
Multiple Access：略してTDMA方式という）
による衛星通信系においては、この通信系に参加
している局数に対応して、所定のタイムスロツト
の時間帯においてのみ情報を伝送するバースト通
信方式が用いられている。このバースト通信方式
の利点は、同一の衛星、同一の周波数帯を用いて
多数の地球局間を連絡するTDMA方式が有効に
形成できることと、情報の伝送に要する消費電力
が節減できることである。
Multiple Access：略してTDMA方式という）
による衛星通信系においては、この通信系に参加
している局数に対応して、所定のタイムスロツト
の時間帯においてのみ情報を伝送するバースト通
信方式が用いられている。このバースト通信方式
の利点は、同一の衛星、同一の周波数帯を用いて
多数の地球局間を連絡するTDMA方式が有効に
形成できることと、情報の伝送に要する消費電力
が節減できることである。
従来このようなバースト通信方式による
TDMA方式においては、位相変位変調（Phase
Shift Keying：略してPSKという）信号による
通信が行なわれる。PSK通信では搬送波の相対
的な位相変化の形で情報が伝搬されるが、このよ
うなPSK信号の復調はPSK信号の位相を基準搬
送波の位相と比較することによつて行なわれるの
で、受信信号から基準搬送波を再生する必要があ
る。このPSK信号から基準搬送波を抽出する方
法は位相変調成分を除去する手段と位相ジツタを
軽減する手段を組み合わせたものである。
TDMA方式においては、位相変位変調（Phase
Shift Keying：略してPSKという）信号による
通信が行なわれる。PSK通信では搬送波の相対
的な位相変化の形で情報が伝搬されるが、このよ
うなPSK信号の復調はPSK信号の位相を基準搬
送波の位相と比較することによつて行なわれるの
で、受信信号から基準搬送波を再生する必要があ
る。このPSK信号から基準搬送波を抽出する方
法は位相変調成分を除去する手段と位相ジツタを
軽減する手段を組み合わせたものである。
変調成分を除去する手段としては、逆変調器を
用いてPSK信号を連続信号に変換するいわゆる
逆変調法と、逓倍器を用いてPSK信号をその相
数だけ逓倍し変調成分を除去したのち再び周波数
逓降を行なういわゆる逓倍法とがある。また位相
ジツタを軽減する手段としては、大別して位相同
期回路を用いる方法と、帯域通過フイルタを用い
る方法とがあるが、後者はアクジシヨン時間が短
く不確定がないことからバースト通信の基準搬送
波再生に適するので先の逆変調法、あるいは逓倍
法と組み合せてバースト通信用復調回路に適用さ
れる。
用いてPSK信号を連続信号に変換するいわゆる
逆変調法と、逓倍器を用いてPSK信号をその相
数だけ逓倍し変調成分を除去したのち再び周波数
逓降を行なういわゆる逓倍法とがある。また位相
ジツタを軽減する手段としては、大別して位相同
期回路を用いる方法と、帯域通過フイルタを用い
る方法とがあるが、後者はアクジシヨン時間が短
く不確定がないことからバースト通信の基準搬送
波再生に適するので先の逆変調法、あるいは逓倍
法と組み合せてバースト通信用復調回路に適用さ
れる。
第１図は上記した位相復調装置の従来の一例の
構成を示すブロツク図である。即ち第１図に於い
て、１は位相検波回路、２は受信信号から変調成
分を除去する変調成分除去回路、３は位相ジツタ
軽減回路であり例えば帯域通過ろ波器等により実
施される。又１０１は受信信号入力端子、１０２
は位相検波信号出力端子、１０３は再生基準搬送
波供給端子を示す。
構成を示すブロツク図である。即ち第１図に於い
て、１は位相検波回路、２は受信信号から変調成
分を除去する変調成分除去回路、３は位相ジツタ
軽減回路であり例えば帯域通過ろ波器等により実
施される。又１０１は受信信号入力端子、１０２
は位相検波信号出力端子、１０３は再生基準搬送
波供給端子を示す。
しかしながら、このようにしてPSK信号から
再生基準搬送波を抽出し位相検波器によりPSK
信号より情報を再生するまでには、復調装置内部
に遅延時間が存在するため、受信信号搬送波の周
波数変動に起因する位相検波特性の劣化が発生す
る。これをもう少し詳しく説明すると、例えば第
１図において、端子１０１から１０３までの回路
の通過遅延時間をτ1、受信信号搬送波の中心周波
数及び周波数変動をそれぞれ0，Δとすると、
位相検波器１に供給される基準搬送波位相変化は
次のような形で与えられる。すなわち、基準搬送
波再生回路の通過位相変化はτ1×2π（0＋Δ）で
あらわされ、周波数変動の無いときの通過位相は
τ1×2π0であらわされるので、周波数変動に起因
する通過位相変化Δθは Δθ＝τ1×2π（0＋Δ）−τ0×2π0＝τ1×2
πΔ(1) であらわされる。そしてこの(1)式で示される通過
位相変化Δθに起因して位相検波出力が劣化する
ことは明らかである。
再生基準搬送波を抽出し位相検波器によりPSK
信号より情報を再生するまでには、復調装置内部
に遅延時間が存在するため、受信信号搬送波の周
波数変動に起因する位相検波特性の劣化が発生す
る。これをもう少し詳しく説明すると、例えば第
１図において、端子１０１から１０３までの回路
の通過遅延時間をτ1、受信信号搬送波の中心周波
数及び周波数変動をそれぞれ0，Δとすると、
位相検波器１に供給される基準搬送波位相変化は
次のような形で与えられる。すなわち、基準搬送
波再生回路の通過位相変化はτ1×2π（0＋Δ）で
あらわされ、周波数変動の無いときの通過位相は
τ1×2π0であらわされるので、周波数変動に起因
する通過位相変化Δθは Δθ＝τ1×2π（0＋Δ）−τ0×2π0＝τ1×2
πΔ(1) であらわされる。そしてこの(1)式で示される通過
位相変化Δθに起因して位相検波出力が劣化する
ことは明らかである。
本発明の目的は、上記した欠点を除去するため
に、発生した通過位相変化Δθを補償するために
−Δθを発生する回路を基準搬送波再生回路内部
に設置し、該回路を基準再生搬送波を通過させる
ことによりΔθを打消すようにした位相補償回路
を提供することにある。
に、発生した通過位相変化Δθを補償するために
−Δθを発生する回路を基準搬送波再生回路内部
に設置し、該回路を基準再生搬送波を通過させる
ことによりΔθを打消すようにした位相補償回路
を提供することにある。
本発明によれば、閉回路を構成する位相復調装
置において該閉回路内部に存在する遅延時間を生
じる回路を、周波数変動を有する信号波が通過す
る際に信号波の該周波数変動に起因して発生する
通過位相変動を補償するために該閉回路内部に設
ける回路であつて、前記通過位相変動を受けた信
号を入力し第１および第２の信号波に分岐する分
岐回路と、前記第１の信号波に前記第２の信号波
との間に通過位相差をえ且つ通過振幅差を与える
特性付加手段と、前記通過位相差及び通過振幅差
を与えられた第１の信号波と前記第２の信号波を
合成する合成回路とを含み、而して前記特性付加
手段の与える通過位相差および通過振幅差が、前
記通過位相変動を受けた信号を通過させたときに
これを補償するような大きさに調整されている位
相補償回路が得られる。
置において該閉回路内部に存在する遅延時間を生
じる回路を、周波数変動を有する信号波が通過す
る際に信号波の該周波数変動に起因して発生する
通過位相変動を補償するために該閉回路内部に設
ける回路であつて、前記通過位相変動を受けた信
号を入力し第１および第２の信号波に分岐する分
岐回路と、前記第１の信号波に前記第２の信号波
との間に通過位相差をえ且つ通過振幅差を与える
特性付加手段と、前記通過位相差及び通過振幅差
を与えられた第１の信号波と前記第２の信号波を
合成する合成回路とを含み、而して前記特性付加
手段の与える通過位相差および通過振幅差が、前
記通過位相変動を受けた信号を通過させたときに
これを補償するような大きさに調整されている位
相補償回路が得られる。
以下本発明について詳細に説明する。
第２図は本発明の一実施例の主要部を示すブロ
ツク図である。第２図に基本構成を示す主要部に
おいて、１１は分岐回路、１２は遅延時間回路、
１３は付加振幅調整回路、１４は付加位相調整回
路、１５は合成回路であり、１１１は入力信号端
子、１１２は出力信号端子である。
ツク図である。第２図に基本構成を示す主要部に
おいて、１１は分岐回路、１２は遅延時間回路、
１３は付加振幅調整回路、１４は付加位相調整回
路、１５は合成回路であり、１１１は入力信号端
子、１１２は出力信号端子である。
この第２図の位相補償回路において、端子１１
１から入力する信号波をｇ（ωt）とすると、 ｇ（ωt）＝ej〓t (2) 但しω＝2π（0＋Δ）であらわされる。
１から入力する信号波をｇ（ωt）とすると、 ｇ（ωt）＝ej〓t (2) 但しω＝2π（0＋Δ）であらわされる。
また分岐回路１１は説明を容易にするため等振
幅等位相分岐回路とし、同じく合成回路１５も等
振幅、等位相合成回路とする。もちろんこれは実
現性を考慮して分岐特性、合成特性に振幅差、位
相差を有するものを使用したとしても本発明の主
旨に一致することは言うまでもない。
幅等位相分岐回路とし、同じく合成回路１５も等
振幅、等位相合成回路とする。もちろんこれは実
現性を考慮して分岐特性、合成特性に振幅差、位
相差を有するものを使用したとしても本発明の主
旨に一致することは言うまでもない。
さらに遅延時間回路１２の遅延時間特性をτ2、
付加振幅調整回路１３の付加振幅特性をα、付加
位相調整回路１４の付加位相をψとすると、合成
回路第１端子１１３に現われる信号波特性g1
（ωt）は g1（ωt）＝１／２ej〓t (3) でえられ、同じく合成回路第２入力端子１１４に
現われる信号波特性g2（ωt）は g2（ωt）＝１／２αej(〓(t+〓2)＋ψ） (4) で与えられる。このため出力端子１１２に現われ
る信号波特性（ωt）は （ωt）＝g1（ωt）＋g2（ωt） ＝１／２ej〓t（１＋αej(〓〓2+〓)） ＝Ａ（θ）ej〓(〓)ej〓t (5) 但しＡ（θ）＝１／２√１＋2＋2 (6) φ（θ）＝tan-1αsinθ／１＋αcosθ (7) ω＝2π（0＋Δ） (8) θ＝ωτ2＋ψ＝（2π0τ2＋ψ）＋2πΔτ2(9
) で与えられる。
付加振幅調整回路１３の付加振幅特性をα、付加
位相調整回路１４の付加位相をψとすると、合成
回路第１端子１１３に現われる信号波特性g1
（ωt）は g1（ωt）＝１／２ej〓t (3) でえられ、同じく合成回路第２入力端子１１４に
現われる信号波特性g2（ωt）は g2（ωt）＝１／２αej(〓(t+〓2)＋ψ） (4) で与えられる。このため出力端子１１２に現われ
る信号波特性（ωt）は （ωt）＝g1（ωt）＋g2（ωt） ＝１／２ej〓t（１＋αej(〓〓2+〓)） ＝Ａ（θ）ej〓(〓)ej〓t (5) 但しＡ（θ）＝１／２√１＋2＋2 (6) φ（θ）＝tan-1αsinθ／１＋αcosθ (7) ω＝2π（0＋Δ） (8) θ＝ωτ2＋ψ＝（2π0τ2＋ψ）＋2πΔτ2(9
) で与えられる。
(9)式において、入力周波数変動に影響しない成
分即ち2π0τ2＋ψを、付加位相調整回路１４を適
宜調整することにより次の式 2π0τ2＋ψ＝（2n＋１）π (10) を満足する値に設定することができる。但しｎは
０を含む自然数とする。このときの(6)式、(7)式の
Ａ（θ），φ（θ）の値を Δθ＝2πΔτ (11) の関数Ａ（Δθ），φ（Δθ）として計算すると、す
なわち(10)式、(11)式を(6)式、(7)式に代入し、特にＡ
（Δθ）については電力デシベルに換算すると、 Ａ（Δθ）＝20log（1/2√１−2＋2(1
2) φ（Δθ）＝−tan-1αsinΔθ／１−αcosΔθ (13) が得られる。
分即ち2π0τ2＋ψを、付加位相調整回路１４を適
宜調整することにより次の式 2π0τ2＋ψ＝（2n＋１）π (10) を満足する値に設定することができる。但しｎは
０を含む自然数とする。このときの(6)式、(7)式の
Ａ（θ），φ（θ）の値を Δθ＝2πΔτ (11) の関数Ａ（Δθ），φ（Δθ）として計算すると、す
なわち(10)式、(11)式を(6)式、(7)式に代入し、特にＡ
（Δθ）については電力デシベルに換算すると、 Ａ（Δθ）＝20log（1/2√１−2＋2(1
2) φ（Δθ）＝−tan-1αsinΔθ／１−αcosΔθ (13) が得られる。
第３図は上記の計値結果を結合度α（付加振幅
特性）が1/4，1/3，1/2，3/4の場合についてあら
わした図である。図中実線は通過位相特性φ
（Δθ）をあらわし、破線は通過振幅特性Ａ（Δθ）
を示している。この第３図から理解出来るよう
に、例えば付加振幅特性（結合度）αを１／２に選 ぶと、信号波出力位相φ（Δθ）は値は入力位相
Δθにほぼ等しく極性は逆転していると共に、信
号波出力振幅Ａ（Δθ）はΔθの変化に対してほぼ
一定値−12dBであることがわかる。
特性）が1/4，1/3，1/2，3/4の場合についてあら
わした図である。図中実線は通過位相特性φ
（Δθ）をあらわし、破線は通過振幅特性Ａ（Δθ）
を示している。この第３図から理解出来るよう
に、例えば付加振幅特性（結合度）αを１／２に選 ぶと、信号波出力位相φ（Δθ）は値は入力位相
Δθにほぼ等しく極性は逆転していると共に、信
号波出力振幅Ａ（Δθ）はΔθの変化に対してほぼ
一定値−12dBであることがわかる。
第４図は第２図に示す本発明による位相補償回
路の主要部１６を第１図の位相復調装置に適用し
た図であつて、基準搬送波再生回路即ち端子１０
１から１０３の間の変調成分除去回路２および位
相ジツタ軽減回路３に於ける遅延時間τ1に起因し
て入力周波数変動Δによつて発生した位相変化
Δθは、付加された位相補償回路の主要部１６を
通過させることにより−Δθ相当の位相変化を受
け、これにより端子１１２′（第１図の１０３相
当）から位相検波器１に供給される基準再生搬送
波の位相変化が完全に打消されるか或いは零に近
い値になることが分る。
路の主要部１６を第１図の位相復調装置に適用し
た図であつて、基準搬送波再生回路即ち端子１０
１から１０３の間の変調成分除去回路２および位
相ジツタ軽減回路３に於ける遅延時間τ1に起因し
て入力周波数変動Δによつて発生した位相変化
Δθは、付加された位相補償回路の主要部１６を
通過させることにより−Δθ相当の位相変化を受
け、これにより端子１１２′（第１図の１０３相
当）から位相検波器１に供給される基準再生搬送
波の位相変化が完全に打消されるか或いは零に近
い値になることが分る。
なお第４図においては、位相補償回路の主要部
１６が位相ジツタ軽減回路３の出力端に位置して
いるが、もちろんのことながら３の入力端側で変
調成分除去回路２の出力端に設置しても効果は同
じである。また以上説明した本発明の詳細な説明
より明らかであるが、位相復調装置へ入力する搬
送波帯信号の周波数変動が受信バースト毎に変化
し、それに起因して発生する位相変化Δθが比較
的高速でその値を違える場合においても、位相補
償回路の主要部の応答時間に拘束されることはな
く、全受信バーストの位相変化に対して適宜補償
作用をするものである。
１６が位相ジツタ軽減回路３の出力端に位置して
いるが、もちろんのことながら３の入力端側で変
調成分除去回路２の出力端に設置しても効果は同
じである。また以上説明した本発明の詳細な説明
より明らかであるが、位相復調装置へ入力する搬
送波帯信号の周波数変動が受信バースト毎に変化
し、それに起因して発生する位相変化Δθが比較
的高速でその値を違える場合においても、位相補
償回路の主要部の応答時間に拘束されることはな
く、全受信バーストの位相変化に対して適宜補償
作用をするものである。
第５図は、以上説明した内容即ち、第４図にお
いて位相変動が補償される過程を説明する、α＝
１／２の場合の信号波の位相変化に対するベクトル
図である。そしてａは端子１１１′における信号
波の位相変動（矢印のような極性の位相変動の発
生）を示し、ｂは端子１１１′から１１２′の間で
の信号波の位相変動（ａとは逆方向の位相変動の
発生）を示し、ｃは端子１１２′における信号波
の位相変動を示すが、補償の結果ほとんど零にな
つていることが分る。而も以上の関係は使用周波
数によらないので、たとえば20GHzで用いても極
めて有効である。
いて位相変動が補償される過程を説明する、α＝
１／２の場合の信号波の位相変化に対するベクトル
図である。そしてａは端子１１１′における信号
波の位相変動（矢印のような極性の位相変動の発
生）を示し、ｂは端子１１１′から１１２′の間で
の信号波の位相変動（ａとは逆方向の位相変動の
発生）を示し、ｃは端子１１２′における信号波
の位相変動を示すが、補償の結果ほとんど零にな
つていることが分る。而も以上の関係は使用周波
数によらないので、たとえば20GHzで用いても極
めて有効である。
上記の第５図についての説明は付加振幅特性α
を1/2に選んだ場合のものであるが、第３図に示
すようにαの値を変えた場合でも、第２図に示す
τ2の値を適宜決定することにより所要の値で極性
が逆転した位相変化を得ることが出来ることは明
らかであり、α及びτ2の値は本発明実施時に互に
関連して適宜選択することが出来るものである。
また同様に、第２図に示す分岐回路１１、合成回
路１５に関しても説明を容易にするため等位相、
等振幅の分岐、合成を仮定して説明を述べたが、
これらは先に説明したように第２図に示す付加位
相調整回路１４の付加位相ψを変化させること或
いは付加振幅特性αを変化させることに相当する
ため、分岐特性および合成特性は上記に限られず
自由度があることは明らかである。
を1/2に選んだ場合のものであるが、第３図に示
すようにαの値を変えた場合でも、第２図に示す
τ2の値を適宜決定することにより所要の値で極性
が逆転した位相変化を得ることが出来ることは明
らかであり、α及びτ2の値は本発明実施時に互に
関連して適宜選択することが出来るものである。
また同様に、第２図に示す分岐回路１１、合成回
路１５に関しても説明を容易にするため等位相、
等振幅の分岐、合成を仮定して説明を述べたが、
これらは先に説明したように第２図に示す付加位
相調整回路１４の付加位相ψを変化させること或
いは付加振幅特性αを変化させることに相当する
ため、分岐特性および合成特性は上記に限られず
自由度があることは明らかである。
更に上記の説明はバースト通信方式における
PSK信号の復調装置について行つたが、閉回路
を構成する位相同期回路あるいは位相検波回路等
の位相復調系内部に適用して周波数変動に起因し
て発生する位相変化を補償することが出来ること
は明らかである。
PSK信号の復調装置について行つたが、閉回路
を構成する位相同期回路あるいは位相検波回路等
の位相復調系内部に適用して周波数変動に起因し
て発生する位相変化を補償することが出来ること
は明らかである。
さらにまた、第２図に示す遅延時間回路１２の
実現手段としては当然のことながら遅延線路で良
いが、帯域ろ波器、増幅器等の所要の遅延時間を
有する回路であれば良いことは言うまでもない。
実現手段としては当然のことながら遅延線路で良
いが、帯域ろ波器、増幅器等の所要の遅延時間を
有する回路であれば良いことは言うまでもない。
以上詳細に説明したように、本発明は周波数変
動を有する信号波が遅延時間を有する回路を通過
する際に信号波の周波数変動に起因して発生する
通過位相変動を補償することが出来るので、位相
復調装置類に用いて極めて効果がある。
動を有する信号波が遅延時間を有する回路を通過
する際に信号波の周波数変動に起因して発生する
通過位相変動を補償することが出来るので、位相
復調装置類に用いて極めて効果がある。
第１図は従来の復調装置の一例の構成をブロツ
クであらわした図、第２図は本発明の一実施例で
ある位相補償回路の主要部の構成を示すブロツク
図、第３図は第２図の位相補償回路の主要部の動
作を説明するため作成した計算結果を示すグラフ
をあらわす図、第４図は第２図の本発明による位
相補償回路を構成の一部とした位相復調装置の一
例の構成を示すブロツク図、第５図は第４図の位
相復調器において位相変動が補償される過程を説
明する、信号波の位相変化に対応するベクトル図
である。 記号の説明：１は位相検波回路、２は変調成分
除去回路、３は位相ジツタ軽減回路、４は位相補
償回路、１１は（信号）分岐回路、１２は遅延時
間回路、１３は付加振幅調整回路、１４は付加位
相調整回路、１５は（信号）合成回路、１６は位
相補償回路をそれぞれあらわしている。
クであらわした図、第２図は本発明の一実施例で
ある位相補償回路の主要部の構成を示すブロツク
図、第３図は第２図の位相補償回路の主要部の動
作を説明するため作成した計算結果を示すグラフ
をあらわす図、第４図は第２図の本発明による位
相補償回路を構成の一部とした位相復調装置の一
例の構成を示すブロツク図、第５図は第４図の位
相復調器において位相変動が補償される過程を説
明する、信号波の位相変化に対応するベクトル図
である。 記号の説明：１は位相検波回路、２は変調成分
除去回路、３は位相ジツタ軽減回路、４は位相補
償回路、１１は（信号）分岐回路、１２は遅延時
間回路、１３は付加振幅調整回路、１４は付加位
相調整回路、１５は（信号）合成回路、１６は位
相補償回路をそれぞれあらわしている。
Claims (1)
- １ 閉回路を構成する位相復調装置において該閉
回路内部に存在する遅延時間を生じる回路を、周
波数変動を有する信号波が通過する際に信号波の
該周波数変動に起因して発生する通過位相変動を
補償するために該閉回路内部に設ける回路であつ
て、前記通過位相変動を受けた信号を入力し第１
および第２の信号波に分岐する分岐回路と、前記
第１の信号波に前記第２の信号波との間に通過位
相差を与え且つ通過振幅差を与える特性付加手段
と、前記通過位相差及び通過振幅差を与えられた
第１の信号波と前記第２の信号波を合成する合成
回路とを含み、而して前記特性付加手段の与える
通過位相差および通過振幅差が、前記通過位相変
動を受けた信号を通過させたときにこれを補償す
るような大きさに調整されている位相補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59081045A JPS60226255A (ja) | 1984-04-24 | 1984-04-24 | 位相補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59081045A JPS60226255A (ja) | 1984-04-24 | 1984-04-24 | 位相補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60226255A JPS60226255A (ja) | 1985-11-11 |
| JPH0572785B2 true JPH0572785B2 (ja) | 1993-10-13 |
Family
ID=13735455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59081045A Granted JPS60226255A (ja) | 1984-04-24 | 1984-04-24 | 位相補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60226255A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4497669B2 (ja) * | 2000-07-26 | 2010-07-07 | 日本無線株式会社 | 信号無移相供給回路 |
-
1984
- 1984-04-24 JP JP59081045A patent/JPS60226255A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60226255A (ja) | 1985-11-11 |
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