JPH0574847B2 - - Google Patents
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- JPH0574847B2 JPH0574847B2 JP6625485A JP6625485A JPH0574847B2 JP H0574847 B2 JPH0574847 B2 JP H0574847B2 JP 6625485 A JP6625485 A JP 6625485A JP 6625485 A JP6625485 A JP 6625485A JP H0574847 B2 JPH0574847 B2 JP H0574847B2
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- Japan
- Prior art keywords
- current
- time
- gate
- thyristor
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- Prior art date
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- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はサイリスタ変換装置のゲート制御方法
に係り、特に制御特性を大幅に改善したサイリス
タ変換装置のゲート制御方法に関する。
に係り、特に制御特性を大幅に改善したサイリス
タ変換装置のゲート制御方法に関する。
近年、アナログ制御に変えてマイクロコンピユ
ータを用いたデイジタル制御を導入するケースが
非常に増えているが、サイリスタ変換装置におけ
るゲート制御も例外ではない。
ータを用いたデイジタル制御を導入するケースが
非常に増えているが、サイリスタ変換装置におけ
るゲート制御も例外ではない。
かかるゲート制御方法では、サイリスタ点弧後
のある時間、つまり電流が平均値に近い点の電流
を読み込み、この値を用いて制御遅れ角を決定し
ている。ところが、平均値に近い点の電流といつ
ても、電流が急峻に立上る場合には実際の電流よ
りも小さい量として検出してしまうため、この量
より決定された制御遅れ角では電流を抑えられ
ず、オーバーシユートして整定時間が長くなつて
しまう。
のある時間、つまり電流が平均値に近い点の電流
を読み込み、この値を用いて制御遅れ角を決定し
ている。ところが、平均値に近い点の電流といつ
ても、電流が急峻に立上る場合には実際の電流よ
りも小さい量として検出してしまうため、この量
より決定された制御遅れ角では電流を抑えられ
ず、オーバーシユートして整定時間が長くなつて
しまう。
第２図は一般的なマイクロプロセツサを用いた
サイリスタ変換装置のゲート制御装置の回路構成
図である。同図に示すように、直流モータ１６は
R.S.Tの３相から成る３相電源１８からの交流
を、サイリスタ１〜６から成るサイリスタ変換部
１００で直流変換し、直流リアクトル１７で平滑
して給電することにより駆動される。ADコンバ
ータ７は変流器１５を介して３相電源１８からの
電流値を検出して、これをデイジタル変換し、バ
ス１２を介してマイクロプロセツサ９に送出す
る。マイクロプロセツサ９は電流指令発生回路１
０からの電流指令Asをバス１１を介して受け取
り、ADコンバータ７からの電流帰還AFと突き合
せ、処理して、制御信号をバス１３を介してゲー
ト点弧出力回路８に送出する。ゲート点弧出力回
路８は信号線１４を介して、サイリスタ変換部１
００のサイリスタ１〜６に点弧信号を与える。
サイリスタ変換装置のゲート制御装置の回路構成
図である。同図に示すように、直流モータ１６は
R.S.Tの３相から成る３相電源１８からの交流
を、サイリスタ１〜６から成るサイリスタ変換部
１００で直流変換し、直流リアクトル１７で平滑
して給電することにより駆動される。ADコンバ
ータ７は変流器１５を介して３相電源１８からの
電流値を検出して、これをデイジタル変換し、バ
ス１２を介してマイクロプロセツサ９に送出す
る。マイクロプロセツサ９は電流指令発生回路１
０からの電流指令Asをバス１１を介して受け取
り、ADコンバータ７からの電流帰還AFと突き合
せ、処理して、制御信号をバス１３を介してゲー
ト点弧出力回路８に送出する。ゲート点弧出力回
路８は信号線１４を介して、サイリスタ変換部１
００のサイリスタ１〜６に点弧信号を与える。
かかる構成において、次に従来のサイリスタ変
換装置のゲート制御方法を第３図の波形図に従つ
て説明する。ちなみに、同図Ａは直流モータ１６
への印加電圧VPN、同図Ｂは電流検出点、同図Ｃ
はマイクロプロセツサ９の演算中期間Ｔをそれぞ
れ示すものである。
換装置のゲート制御方法を第３図の波形図に従つ
て説明する。ちなみに、同図Ａは直流モータ１６
への印加電圧VPN、同図Ｂは電流検出点、同図Ｃ
はマイクロプロセツサ９の演算中期間Ｔをそれぞ
れ示すものである。
いま、時間t1でTR相にゲート点弧した後、時
間t2にADコンバータ７により電流帰還AFを検出
する。次に、時間t3で制御遅れ角の演算を完了
し、その後の時間t4でその結果を出力する。この
場合、時間t4での制御遅れ角は、時間t1に対して
60°el−（t4−t1）だけ進んだことになる。
間t2にADコンバータ７により電流帰還AFを検出
する。次に、時間t3で制御遅れ角の演算を完了
し、その後の時間t4でその結果を出力する。この
場合、時間t4での制御遅れ角は、時間t1に対して
60°el−（t4−t1）だけ進んだことになる。
次に、時間t5での電流による制御遅れ角の進み
量が、マイクロプロセツサ９の演算中期間をＴと
して、60°el−Ｔより大きい場合には、時間t6で演
算完了と同時にRS相に対してゲート点弧し、
60°el−Ｔだけ制御遅れ角を進め、時間t7ではRT
相に対してゲート点弧を行ない、60el−（t7−t6）
だけ制御遅れ角を進めている。この時、時間t5で
の電流による制御遅れ角の進み量は60°el−Ｔ＋
60°el−（t7−t6）であることが判る。
量が、マイクロプロセツサ９の演算中期間をＴと
して、60°el−Ｔより大きい場合には、時間t6で演
算完了と同時にRS相に対してゲート点弧し、
60°el−Ｔだけ制御遅れ角を進め、時間t7ではRT
相に対してゲート点弧を行ない、60el−（t7−t6）
だけ制御遅れ角を進めている。この時、時間t5で
の電流による制御遅れ角の進み量は60°el−Ｔ＋
60°el−（t7−t6）であることが判る。
上述のようにして、サイリスタ変換部１００の
制御遅れ角を進めるが、逆に制御遅れ角を遅らす
場合には、時間t3とt4の間隔を60°el−Ｔより大き
くすればよい。
制御遅れ角を進めるが、逆に制御遅れ角を遅らす
場合には、時間t3とt4の間隔を60°el−Ｔより大き
くすればよい。
このように、サイリスタ変換部１００のゲート
点弧制御をデイジタル的に行なう場合、１回の電
流帰還AFの検出に対して１回点弧するモードと
１回の電流帰還AFの検出に対して２回点弧する
モードがある。
点弧制御をデイジタル的に行なう場合、１回の電
流帰還AFの検出に対して１回点弧するモードと
１回の電流帰還AFの検出に対して２回点弧する
モードがある。
このような移相制御において、電流指令ASに
対するステツプ応答を第４図の波形図に従つて説
明する。ちなみに、同図Ａは直流モータ１６への
印加電圧VPN、同図Ｂは電流検出点、同図Ｃは電
流指令AS及び電流帰還AFをそれぞれ示すもので
ある。
対するステツプ応答を第４図の波形図に従つて説
明する。ちなみに、同図Ａは直流モータ１６への
印加電圧VPN、同図Ｂは電流検出点、同図Ｃは電
流指令AS及び電流帰還AFをそれぞれ示すもので
ある。
さて、第４図ｃに示すように、電流指令ASが
25％から200％にステツプ状に変化した時、時間
t3でRS相に対してゲート点弧を行ない、時間t4で
RT相に対してゲート点弧を行なう。そして、時
間t5で電流値を読み込むが、この時点では電流が
100％しかないので、位相は大きく遅れ方向にな
らず、時間t6にてST相に対してゲート点弧する
こととなる。時間t6における電流は、電流指令AS
近くまで立上つているものの、時間t6でのゲート
点弧の結果、電流はオーバーシユートしてしま
い、電流の整定時間が長くなつてしまう。つま
り、点弧位相の決定に反映される、時間t5の電流
帰還AFと時間t6の電流に大きな差があるため、制
御性能を著るしく低下させていた。
25％から200％にステツプ状に変化した時、時間
t3でRS相に対してゲート点弧を行ない、時間t4で
RT相に対してゲート点弧を行なう。そして、時
間t5で電流値を読み込むが、この時点では電流が
100％しかないので、位相は大きく遅れ方向にな
らず、時間t6にてST相に対してゲート点弧する
こととなる。時間t6における電流は、電流指令AS
近くまで立上つているものの、時間t6でのゲート
点弧の結果、電流はオーバーシユートしてしま
い、電流の整定時間が長くなつてしまう。つま
り、点弧位相の決定に反映される、時間t5の電流
帰還AFと時間t6の電流に大きな差があるため、制
御性能を著るしく低下させていた。
従つて、本発明の目的は上記従来技術の問題点
を解消し、制御遅れ角が前回より遅れ方向となつ
た場合に、もう一度電流を読込んで再演算するこ
とにより、制御遅れ角を最適値に制御し、整定時
間を短縮して制御性能を向上したサイリスタ変換
装置のゲート制御方法を提供するにある。
を解消し、制御遅れ角が前回より遅れ方向となつ
た場合に、もう一度電流を読込んで再演算するこ
とにより、制御遅れ角を最適値に制御し、整定時
間を短縮して制御性能を向上したサイリスタ変換
装置のゲート制御方法を提供するにある。
上記目的を達成するために、本発明は、サイリ
スタ変換装置のサイリスタ素子に流れる電流を制
御するにあたり、サイリスタ素子の電流検出値が
電流指令値と一致するように、サイリスタ素子の
制御遅れ角をマイクロプロセツサにより演算し
て、ゲート点弧時期についてのデイジタル制御を
行うサイリスタ変換装置のゲート制御方法におい
て、前記サイリスタ素子に流れる電流を前記電流
指令値に向けて急峻に立上げる場合に、或る電流
検出値に基づくゲート点弧時期の演算を終了した
時点で、この演算終了時点からゲート点弧時期ま
での時間に対応する位相電気角がマイクロプロセ
ツサによる制御遅れ角演算時間に対応する位相電
気角よりも大きいときは、サイリスタ素子の電流
検出を再度行うようにし、この再電流検出値に基
いて前記ゲート点弧時期を再演算することを特徴
とするサイリスタ変換装置のゲート制御方法を提
供するものである。
スタ変換装置のサイリスタ素子に流れる電流を制
御するにあたり、サイリスタ素子の電流検出値が
電流指令値と一致するように、サイリスタ素子の
制御遅れ角をマイクロプロセツサにより演算し
て、ゲート点弧時期についてのデイジタル制御を
行うサイリスタ変換装置のゲート制御方法におい
て、前記サイリスタ素子に流れる電流を前記電流
指令値に向けて急峻に立上げる場合に、或る電流
検出値に基づくゲート点弧時期の演算を終了した
時点で、この演算終了時点からゲート点弧時期ま
での時間に対応する位相電気角がマイクロプロセ
ツサによる制御遅れ角演算時間に対応する位相電
気角よりも大きいときは、サイリスタ素子の電流
検出を再度行うようにし、この再電流検出値に基
いて前記ゲート点弧時期を再演算することを特徴
とするサイリスタ変換装置のゲート制御方法を提
供するものである。
以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説
明する。
明する。
第１図は第２図に示したゲート制御装置に本発
明の一実施例に係るサイリスタ変換装置のゲート
制御方法を適用した場合の各部の波形図である。
同図Ａは直流モータ１６への印加電圧VPN、同図
Ｂは電流検出点、同図Ｃは電流指令AS及び電流
帰還AFをそれぞれ示すものである。
明の一実施例に係るサイリスタ変換装置のゲート
制御方法を適用した場合の各部の波形図である。
同図Ａは直流モータ１６への印加電圧VPN、同図
Ｂは電流検出点、同図Ｃは電流指令AS及び電流
帰還AFをそれぞれ示すものである。
さて、第１図Ｃについて示すように、時間t1で
TR相にゲート点弧された後、電流指令ASが25％
から200％へステツプ的に変化したとする。マク
ロプロセツサ９は、時間T2でコンバータ７によ
り電流帰還AFを検出すると、時間t3でRS相に対
してゲート点弧を行ない、さらに、時間t4でRT
相に対してゲート点弧を行う。
TR相にゲート点弧された後、電流指令ASが25％
から200％へステツプ的に変化したとする。マク
ロプロセツサ９は、時間T2でコンバータ７によ
り電流帰還AFを検出すると、時間t3でRS相に対
してゲート点弧を行ない、さらに、時間t4でRT
相に対してゲート点弧を行う。
そして、マイクロプロセツサ９は時間t5で、ま
た電流値を読み込み、次のゲート点弧の時間t6を
演算する。このとき、マイクロプロセツサ９は、
この演算終了時点（第１図における時間tAよりや
や手前の時点）から時間t6までの時間を演算し、
この時間がマイクロプロセツサ９の制御遅れ角演
算時間（つまり第３図の期間Ｔ）よりも大きいか
否かを判断する。
た電流値を読み込み、次のゲート点弧の時間t6を
演算する。このとき、マイクロプロセツサ９は、
この演算終了時点（第１図における時間tAよりや
や手前の時点）から時間t6までの時間を演算し、
この時間がマイクロプロセツサ９の制御遅れ角演
算時間（つまり第３図の期間Ｔ）よりも大きいか
否かを判断する。
第１図の場合、この演算終了時点から時間t6ま
での時間は制御遅れ角演算時間より充分に大きい
ので、直ちに時間tAにて電流値の再検出を行うよ
うにする。すると、第１図ｃのように、時間TA
の電流値は時間t5の電流よりも大きくなつて電流
指令AS（200％）により接近するので、演算され
る時間t6もより適切な値となる。
での時間は制御遅れ角演算時間より充分に大きい
ので、直ちに時間tAにて電流値の再検出を行うよ
うにする。すると、第１図ｃのように、時間TA
の電流値は時間t5の電流よりも大きくなつて電流
指令AS（200％）により接近するので、演算され
る時間t6もより適切な値となる。
つまり、第１図に示された時間t6は時間tAにお
ける再電流検出に基いて演算されたものである
が、これは時間t5における電流検出に基いて演算
されたもの（第４図における時間t6）よりも大き
く遅れているため、電流が充分に絞られている。
したがつて、オーバーシユートが効果的に抑制さ
れ、電流の整定時間が早いものとなつている。
ける再電流検出に基いて演算されたものである
が、これは時間t5における電流検出に基いて演算
されたもの（第４図における時間t6）よりも大き
く遅れているため、電流が充分に絞られている。
したがつて、オーバーシユートが効果的に抑制さ
れ、電流の整定時間が早いものとなつている。
なお、電流再検出のタイミングすなわちt5から
tAまでの時間については、特に、具体的数値をあ
げなかつたが、tAは上述した通り、t5の電流検出
に基く演算終了時点にほぼ一致する。したがつ
て、電流再検出のタイミングすなわちt5tAまでの
時間は、マイクロプロセツサ９の演算速度によつ
て一義的に決定される。通常、この時間に相当す
る電気角は50°el程度である。
tAまでの時間については、特に、具体的数値をあ
げなかつたが、tAは上述した通り、t5の電流検出
に基く演算終了時点にほぼ一致する。したがつ
て、電流再検出のタイミングすなわちt5tAまでの
時間は、マイクロプロセツサ９の演算速度によつ
て一義的に決定される。通常、この時間に相当す
る電気角は50°el程度である。
以上述べたように、本発明によれば電流指令に
対する制御電流の追従速応性を損うことなく、ス
テツプ状の電流指令の変化に対して、電流の再読
込、制御遅れ角の再演算のオーバーシユートを抑
制し、整定時間を短縮して、制御性能を向上した
サイリスタ変換装置のゲート制御方法を実現する
ことができるものである。
対する制御電流の追従速応性を損うことなく、ス
テツプ状の電流指令の変化に対して、電流の再読
込、制御遅れ角の再演算のオーバーシユートを抑
制し、整定時間を短縮して、制御性能を向上した
サイリスタ変換装置のゲート制御方法を実現する
ことができるものである。
第１図は本発明の一実施例に係るサイリスタ変
換装置のゲート制御方法を説明するための波形
図、第２図は一般的なマイクロプロセツサを用い
たサイリスタ変換装置のゲート制御装置の回路構
成図、第３図、第４図は従来のサイリスタ変換装
置のゲート制御方法を説明するための波形図であ
る。 １〜６……サイリスタ、７……ADコンバー
タ、８……ゲート点弧出力回路、９……マイクロ
プロセツサ、１０……電流指令発生回路、１６…
…直流モータ、１００……サイリスタ変換部。
換装置のゲート制御方法を説明するための波形
図、第２図は一般的なマイクロプロセツサを用い
たサイリスタ変換装置のゲート制御装置の回路構
成図、第３図、第４図は従来のサイリスタ変換装
置のゲート制御方法を説明するための波形図であ
る。 １〜６……サイリスタ、７……ADコンバー
タ、８……ゲート点弧出力回路、９……マイクロ
プロセツサ、１０……電流指令発生回路、１６…
…直流モータ、１００……サイリスタ変換部。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ サイリスタ変換装置のサイリスタ素子に流れ
る電流を制御するにあたり、サイリスタ素子の電
流検出値が電流指令値と一致するように、サイリ
スタ素子の制御遅れ角をマイクロプロセツサによ
り演算して、ゲート点弧時期についてのデイジタ
ル制御を行うサイリスタ変換装置のゲート制御方
法において、 前記サイリスタ素子に流れる電流を前記電流指
令値に向けて急峻に立上げる場合に、或る電流検
出値に基づくゲート点弧時期の演算を終了した時
点で、この演算終了時点からゲート点弧時期まで
の時間に対応する位相電気角がマイクロプロセツ
サによる制御遅れ角演算時間に対応する位相電気
角よりも大きいときは、サイリスタ素子の電流検
出を再度行うようにし、この再電流検出値に基い
て前記ゲート点弧時期を再演算することを特徴と
するサイリスタ変換装置のゲート制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6625485A JPS61224016A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | サイリスタ変換装置のゲ−ト制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6625485A JPS61224016A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | サイリスタ変換装置のゲ−ト制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61224016A JPS61224016A (ja) | 1986-10-04 |
| JPH0574847B2 true JPH0574847B2 (ja) | 1993-10-19 |
Family
ID=13310539
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6625485A Granted JPS61224016A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | サイリスタ変換装置のゲ−ト制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61224016A (ja) |
-
1985
- 1985-03-29 JP JP6625485A patent/JPS61224016A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61224016A (ja) | 1986-10-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |