JPH0579909A - 熱線式検知器 - Google Patents
熱線式検知器Info
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- JPH0579909A JPH0579909A JP3243995A JP24399591A JPH0579909A JP H0579909 A JPH0579909 A JP H0579909A JP 3243995 A JP3243995 A JP 3243995A JP 24399591 A JP24399591 A JP 24399591A JP H0579909 A JPH0579909 A JP H0579909A
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- Japan
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- capacitor
- comparator
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- Photometry And Measurement Of Optical Pulse Characteristics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】増幅回路内の結合コンデンサのリーク電流によ
る検知感度の変動を防止する。 【構成】熱線センサＳの出力を増幅する少なくとも結合
コンデンサＣ1 を有する増幅回路１と、この増幅回路１
の出力を所定値と比較するコンパレータ２とを備える。
増幅回路１の出力を所定周期でサンプリングしてそのサ
ンプリング値の平均値を求める。この平均値を基準電圧
として上記コンパレータ２が増幅出力との比較を行う。
る検知感度の変動を防止する。 【構成】熱線センサＳの出力を増幅する少なくとも結合
コンデンサＣ1 を有する増幅回路１と、この増幅回路１
の出力を所定値と比較するコンパレータ２とを備える。
増幅回路１の出力を所定周期でサンプリングしてそのサ
ンプリング値の平均値を求める。この平均値を基準電圧
として上記コンパレータ２が増幅出力との比較を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば人体の発する熱
線を検知して人体検知を行う人体検知装置などに用いら
れる熱線式検知器に関するものである。
線を検知して人体検知を行う人体検知装置などに用いら
れる熱線式検知器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の熱線式検知器を図５に示す。この
熱線式検知器では、焦電素子等の熱線センサＳの出力を
増幅するオペアンプＯＰ1 ，ＯＰ2 を用いて構成した２
段の増幅回路１と、この増幅回路１の出力を所定値と比
較するコンパレータ２とを備えている。ここで、コンパ
レータ２は、図６（ａ）に示すように、増幅回路１の出
力の基準レベル（通常は振幅値の原点レベル）に対して
上下に設定されたしきい値ＶTH1 ，ＶTH2 を越える増幅
出力が得られたときに、コンパレータ２からローレベル
の出力が得られるものである。なお、コンパレータ２を
構成するオペアンプＯＰ3 の入力端子間に直列に接続さ
れたダイオードＤ1 ，Ｄ2 は、コンパレータ２をいわゆ
るウインドウコンパレータ動作させるためのものであ
る。つまり、本実施例のコンパレータ２では増幅回路１
から上下振幅が約０．６Ｖ以上となったときに、コンパ
レータ２の出力が得られる構成となっている。また、コ
ンパレータ２のしきい値は、抵抗Ｒ5 〜Ｒ8 の分圧電圧
で決定されている。
熱線式検知器では、焦電素子等の熱線センサＳの出力を
増幅するオペアンプＯＰ1 ，ＯＰ2 を用いて構成した２
段の増幅回路１と、この増幅回路１の出力を所定値と比
較するコンパレータ２とを備えている。ここで、コンパ
レータ２は、図６（ａ）に示すように、増幅回路１の出
力の基準レベル（通常は振幅値の原点レベル）に対して
上下に設定されたしきい値ＶTH1 ，ＶTH2 を越える増幅
出力が得られたときに、コンパレータ２からローレベル
の出力が得られるものである。なお、コンパレータ２を
構成するオペアンプＯＰ3 の入力端子間に直列に接続さ
れたダイオードＤ1 ，Ｄ2 は、コンパレータ２をいわゆ
るウインドウコンパレータ動作させるためのものであ
る。つまり、本実施例のコンパレータ２では増幅回路１
から上下振幅が約０．６Ｖ以上となったときに、コンパ
レータ２の出力が得られる構成となっている。また、コ
ンパレータ２のしきい値は、抵抗Ｒ5 〜Ｒ8 の分圧電圧
で決定されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、この種の熱
線式検知器では、初段の増幅回路１ａと２段目の増幅回
路１ｂとの間には結合コンデンサＣ1 を用いてカップリ
ングさせてあり、直流分はこのコンデンサＣ1 でカット
されるが、実際のコンデンサＣ1 にはリーク電流があ
り、このリーク電流のために増幅回路１の出力が、図６
（ｂ）中のΔＶ0 だけ高くなる。ここで、ΔＶ0 は、コ
ンデンサＣ1 のリーク電流をＩc1l とした場合には、 ΔＶ0 ＝Ｉc1l ×Ｒ2 ／Ｒ1 となる。
線式検知器では、初段の増幅回路１ａと２段目の増幅回
路１ｂとの間には結合コンデンサＣ1 を用いてカップリ
ングさせてあり、直流分はこのコンデンサＣ1 でカット
されるが、実際のコンデンサＣ1 にはリーク電流があ
り、このリーク電流のために増幅回路１の出力が、図６
（ｂ）中のΔＶ0 だけ高くなる。ここで、ΔＶ0 は、コ
ンデンサＣ1 のリーク電流をＩc1l とした場合には、 ΔＶ0 ＝Ｉc1l ×Ｒ2 ／Ｒ1 となる。
【０００４】このように増幅回路１の出力がΔＶ0 だけ
高くなると、上側のしきい値ＶTH1 と増幅回路１の出力
Ｖ0 との間の電位差が小さくなり、熱線センサＳの正方
向に変動する出力変化に対しては誤動作しやすくなる。
逆に、下側のしきい値ＶTH2 と増幅回路１の出力Ｖ0 と
の間の電位差が大きくなり、熱線センサＳの負方向の変
動に対しては検知しにくくなる。
高くなると、上側のしきい値ＶTH1 と増幅回路１の出力
Ｖ0 との間の電位差が小さくなり、熱線センサＳの正方
向に変動する出力変化に対しては誤動作しやすくなる。
逆に、下側のしきい値ＶTH2 と増幅回路１の出力Ｖ0 と
の間の電位差が大きくなり、熱線センサＳの負方向の変
動に対しては検知しにくくなる。
【０００５】ここで、コンデンサＣ1 のリーク電流が一
定であれば、そのリーク電流により生じる電位分だけコ
ンパレータ２のしきい値を補正することができるが、リ
ーク電流は、コンデンサＣ1 の容量のばらつきや温度や
湿度などにより、ばらつき、このため上記電位ΔＶ0 を
補正することが難しい。そこで、従来ではコンデンサＣ
1 としてリーク電流の少ない低漏れタイプのものを使用
していた。しかし、このようなコンデンサＣ1 は単価が
高く、しかも余り検知感度の変動を防止する効果を期待
できない割りには、コストが高く付くという問題があっ
た。
定であれば、そのリーク電流により生じる電位分だけコ
ンパレータ２のしきい値を補正することができるが、リ
ーク電流は、コンデンサＣ1 の容量のばらつきや温度や
湿度などにより、ばらつき、このため上記電位ΔＶ0 を
補正することが難しい。そこで、従来ではコンデンサＣ
1 としてリーク電流の少ない低漏れタイプのものを使用
していた。しかし、このようなコンデンサＣ1 は単価が
高く、しかも余り検知感度の変動を防止する効果を期待
できない割りには、コストが高く付くという問題があっ
た。
【０００６】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、増幅回路内の結合コン
デンサのリーク電流で検知感度変動を生じない熱線式検
知器を提供することにある。
あり、その目的とするところは、増幅回路内の結合コン
デンサのリーク電流で検知感度変動を生じない熱線式検
知器を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、増幅回路の出力を所定周期でサンプリ
ングしてそのサンプリング値の平均値を求める基準電圧
作成手段を設け、この基準電圧作成手段の出力をコンパ
レータの基準電圧としてある。なお、基準電圧作成手段
は、具体的には、周期的にパルス出力を発生する発振回
路と、この発振回路のパルス出力でオンするアナログス
イッチと、アナログスイッチのオン時に増幅回路の出力
で充電される積分回路とで構成することができる。
達成するために、増幅回路の出力を所定周期でサンプリ
ングしてそのサンプリング値の平均値を求める基準電圧
作成手段を設け、この基準電圧作成手段の出力をコンパ
レータの基準電圧としてある。なお、基準電圧作成手段
は、具体的には、周期的にパルス出力を発生する発振回
路と、この発振回路のパルス出力でオンするアナログス
イッチと、アナログスイッチのオン時に増幅回路の出力
で充電される積分回路とで構成することができる。
【０００８】さらに、電源投入時における無警戒時間の
短縮すると共に、電源投入時の誤報の発生を防止するた
めに、電源投入時に基準電圧作成手段の積分回路のコン
デンサを急速充電する第１の充電手段と、増幅回路のコ
ンデンサを急速充電させる第２の充電手段とを設けるこ
とが好ましい。
短縮すると共に、電源投入時の誤報の発生を防止するた
めに、電源投入時に基準電圧作成手段の積分回路のコン
デンサを急速充電する第１の充電手段と、増幅回路のコ
ンデンサを急速充電させる第２の充電手段とを設けるこ
とが好ましい。
【０００９】
【作用】本発明は、上述のように構成することにより、
増幅回路の結合コンデンサのリーク電流により増幅回路
の出力の直流レベルが高くなっても、そのリーク電流に
より直流レベルが高くなる分だけ、コンパレータの基準
電圧を高くすることができるようにし、つまりは増幅回
路の出力電圧の変動に追随させてコンパレータの基準電
圧を補正することができるようにし、これにより増幅回
路内の結合コンデンサのリーク電流で検知感度変動を生
じないようにしたものである。
増幅回路の結合コンデンサのリーク電流により増幅回路
の出力の直流レベルが高くなっても、そのリーク電流に
より直流レベルが高くなる分だけ、コンパレータの基準
電圧を高くすることができるようにし、つまりは増幅回
路の出力電圧の変動に追随させてコンパレータの基準電
圧を補正することができるようにし、これにより増幅回
路内の結合コンデンサのリーク電流で検知感度変動を生
じないようにしたものである。
【００１０】
（実施例１）図１に本発明の一実施例を示す。本実施例
では増幅回路１の出力とアースとの間にアナログスイッ
チＡＳ1 を介して抵抗Ｒ11とコンデンサＣ2 からなる充
電回路３を接続し、コンデンサＣ2の両端電圧を分圧抵
抗Ｒ4 ，Ｒ5 の中点に印加してある。そして、アナログ
スイッチＡＳ1 は発振回路４の出力でオン，オフする構
成としてある。なお、その他の構成は図５の従来例と同
一となっている。
では増幅回路１の出力とアースとの間にアナログスイッ
チＡＳ1 を介して抵抗Ｒ11とコンデンサＣ2 からなる充
電回路３を接続し、コンデンサＣ2の両端電圧を分圧抵
抗Ｒ4 ，Ｒ5 の中点に印加してある。そして、アナログ
スイッチＡＳ1 は発振回路４の出力でオン，オフする構
成としてある。なお、その他の構成は図５の従来例と同
一となっている。
【００１１】ここで、抵抗Ｒ11，コンパレータ２の分圧
抵抗Ｒ4，Ｒ5 は、例えば１０ｋΩ、Ｒ3 ，Ｒ6 〜Ｒ8
は１ＭΩ、コンデンサＣ2 は２２０μＦとしてある。ま
た、発振回路４は、図１中に示すパルス出力を周期的に
発生するもので、発振周期とパルス幅とのデューティは
例えば１０：１となるように設定してある。本実施例の
熱線式検知器では、熱線センサＳで感知出力が得られて
いない待機時には、発振回路４の出力パルスによりオン
となるアナログスイッチＡＳ1 のオン時に、抵抗Ｒ11を
介してコンデンサＣ2 が周期的に充電される。これによ
り、コンデンサＣ2 の両端電圧はほぼ増幅回路１の出力
Ｖ0 の平均値に保たれる。
抵抗Ｒ4，Ｒ5 は、例えば１０ｋΩ、Ｒ3 ，Ｒ6 〜Ｒ8
は１ＭΩ、コンデンサＣ2 は２２０μＦとしてある。ま
た、発振回路４は、図１中に示すパルス出力を周期的に
発生するもので、発振周期とパルス幅とのデューティは
例えば１０：１となるように設定してある。本実施例の
熱線式検知器では、熱線センサＳで感知出力が得られて
いない待機時には、発振回路４の出力パルスによりオン
となるアナログスイッチＡＳ1 のオン時に、抵抗Ｒ11を
介してコンデンサＣ2 が周期的に充電される。これによ
り、コンデンサＣ2 の両端電圧はほぼ増幅回路１の出力
Ｖ0 の平均値に保たれる。
【００１２】このときのコンパレータ２の入力は（基準
電圧±ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の順方向電圧）以上に変動
することはないので、コンパレータ２の出力はハイレベ
ルに保たれる。次に、熱線センサＳで感知出力が得られ
ると、この感知出力は例えば１Ｈｚ程度の成分であり、
積分回路を構成する抵抗Ｒ11とコンデンサＣ2 を上記具
体的な数値にしてあると、上記積分回路の時定数は約
２．２秒となり、検知信号の変動よりも基準電圧の変動
が遅れる。このため、検知信号が得られたときには、コ
ンパレータ２の出力がローレベルとなる検知信号が得ら
れる。
電圧±ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の順方向電圧）以上に変動
することはないので、コンパレータ２の出力はハイレベ
ルに保たれる。次に、熱線センサＳで感知出力が得られ
ると、この感知出力は例えば１Ｈｚ程度の成分であり、
積分回路を構成する抵抗Ｒ11とコンデンサＣ2 を上記具
体的な数値にしてあると、上記積分回路の時定数は約
２．２秒となり、検知信号の変動よりも基準電圧の変動
が遅れる。このため、検知信号が得られたときには、コ
ンパレータ２の出力がローレベルとなる検知信号が得ら
れる。
【００１３】そして、増幅回路１の結合コンデンサＣ1
にリーク電流がある場合にも、コンデンサＣ2 の両端電
圧は電源投入後の所定期間後に、そのリーク電流を含め
た増幅回路１の出力の直流レベルに補正される。つま
り、コンパレータ２の基準電圧をリーク電流に応じて補
正できるので、従来のように検知感度がばらつくという
問題を生じない。
にリーク電流がある場合にも、コンデンサＣ2 の両端電
圧は電源投入後の所定期間後に、そのリーク電流を含め
た増幅回路１の出力の直流レベルに補正される。つま
り、コンパレータ２の基準電圧をリーク電流に応じて補
正できるので、従来のように検知感度がばらつくという
問題を生じない。
【００１４】また、増幅回路１の出力Ｖ0 の周囲温度や
湿度等に応じた変動は、約数１０分程度であるから、コ
ンデンサＣ2 の両端電圧はその変動に追随して変動し、
周囲温度や湿度等に応じても検知感度の変動を防止でき
る。つまり、本実施例では、発振回路４、及びアナログ
スイッチＡＳ1を含む積分回路３で、増幅回路１の出力
を所定周期でサンプリングしてそのサンプリング値の平
均値を求める基準電圧作成手段を構成してある。
湿度等に応じた変動は、約数１０分程度であるから、コ
ンデンサＣ2 の両端電圧はその変動に追随して変動し、
周囲温度や湿度等に応じても検知感度の変動を防止でき
る。つまり、本実施例では、発振回路４、及びアナログ
スイッチＡＳ1を含む積分回路３で、増幅回路１の出力
を所定周期でサンプリングしてそのサンプリング値の平
均値を求める基準電圧作成手段を構成してある。
【００１５】（実施例２）図２に本発明の他の実施例を
示す。本実施例の場合には、発振回路４’をオペアンプ
ＯＰ4 を用いて構成して、コンパレータ２をトランジス
タＱ1 〜Ｑ4 を用いて構成した点に特徴がある。コンパ
レータ２’は、アナログスイッチＡＳ1 のオン，オフで
サンプリングして抵抗Ｒ11及びコンデンサＣ2 で積分す
ることにより求められた増幅回路１の平均出力電圧Ｖ
0aveよりも、出力電圧Ｖ0 がトランジスタＱ2 のベース
・エミッタ間電位分だけ高くなったときには、トランジ
スタＱ1 のオンによりトランジスタＱ5 がオンとなり、
コンパレータ２出力としてローレベル出力が得られる。
示す。本実施例の場合には、発振回路４’をオペアンプ
ＯＰ4 を用いて構成して、コンパレータ２をトランジス
タＱ1 〜Ｑ4 を用いて構成した点に特徴がある。コンパ
レータ２’は、アナログスイッチＡＳ1 のオン，オフで
サンプリングして抵抗Ｒ11及びコンデンサＣ2 で積分す
ることにより求められた増幅回路１の平均出力電圧Ｖ
0aveよりも、出力電圧Ｖ0 がトランジスタＱ2 のベース
・エミッタ間電位分だけ高くなったときには、トランジ
スタＱ1 のオンによりトランジスタＱ5 がオンとなり、
コンパレータ２出力としてローレベル出力が得られる。
【００１６】逆に、平均出力電圧Ｖ0aveよりも出力電圧
Ｖ0 がトランジスタＱ3 のベース・エミッタ間電位分だ
け低くなったときには、トランジスタＱ3 のオンにより
トランジスタＱ3 がオンして、トランジスタＱ4 がオン
となり、コンパレータ２出力としてローレベル出力が得
られる。なお、本実施例の発振回路４’は実質的には実
施例１の発振回路４と同様に動作するものである。
Ｖ0 がトランジスタＱ3 のベース・エミッタ間電位分だ
け低くなったときには、トランジスタＱ3 のオンにより
トランジスタＱ3 がオンして、トランジスタＱ4 がオン
となり、コンパレータ２出力としてローレベル出力が得
られる。なお、本実施例の発振回路４’は実質的には実
施例１の発振回路４と同様に動作するものである。
【００１７】本実施例の場合も上記実施例と略同様に動
作することにより、同様の効果を得ることができる。 （実施例３）ところで、上述の各実施例の場合には、発
振回路４，４’のデューティが大きく、このため電源投
入後にコンデンサＣ2 の両端電圧、つまりは基準電圧が
正規の電圧となるまでに時間がかかり、電源投入後の無
警戒時間が長くなる問題があった。また、増幅回路１と
コンパレータ２の基準電圧との立上り時間の違いによ
り、電源投入時には必ず誤報を発生するという問題があ
った。
作することにより、同様の効果を得ることができる。 （実施例３）ところで、上述の各実施例の場合には、発
振回路４，４’のデューティが大きく、このため電源投
入後にコンデンサＣ2 の両端電圧、つまりは基準電圧が
正規の電圧となるまでに時間がかかり、電源投入後の無
警戒時間が長くなる問題があった。また、増幅回路１と
コンパレータ２の基準電圧との立上り時間の違いによ
り、電源投入時には必ず誤報を発生するという問題があ
った。
【００１８】そこで、本実施例では上記無警戒時間を短
縮し、且つ電源投入時に誤報を発することがないように
したものである。なお、図３は実施例１に本発明を適用
したもので、図４は実施例２に適用したものである。具
体的には、電源用投入後の一定時間は、発振回路４，
４’の発振動作を停止させ、発振回路４，４’の出力を
ハイレベル状態に保つ。このため、アナログスイッチＡ
Ｓ1 がオンとなり、抵抗Ｒ11を介してコンデンサＣ2 が
急速に充電され、これにより電源投入後の無警戒時間を
短縮してある。
縮し、且つ電源投入時に誤報を発することがないように
したものである。なお、図３は実施例１に本発明を適用
したもので、図４は実施例２に適用したものである。具
体的には、電源用投入後の一定時間は、発振回路４，
４’の発振動作を停止させ、発振回路４，４’の出力を
ハイレベル状態に保つ。このため、アナログスイッチＡ
Ｓ1 がオンとなり、抵抗Ｒ11を介してコンデンサＣ2 が
急速に充電され、これにより電源投入後の無警戒時間を
短縮してある。
【００１９】ここで、この発振回路４，４’の発振停止
制御は、コンデンサＣ3 と抵抗Ｒ12からなる微分回路５
とアナログスイッチＡＳ2 とを用いて行っている。ま
た、初段の増幅回路１ａ及び２段目の増幅回路１ｂの帰
還抵抗（２段目の増幅回路１ｂの場合には抵抗Ｒ2 、ま
た初段の増幅回路１ａでは抵抗Ｒ2 に相当する抵抗）の
両端にアナログスイッチＡＳ3 ，ＡＳ4 を接続して、増
幅回路１の出力Ｖ0 の立上りを決定するコンデンサＣ1
などを急速に充電するようにしてある。このアナログス
イッチＡＳ3 ，ＡＳ4 のオン，オフ制御は上記微分回路
５の出力で行う。このようにすれば、電源投入後の増幅
回路Ｖ0 とコンデンサＣ2 との立上り時間にずれが生じ
ず、従ってコンパレータ２の出力が反転するいわゆる誤
動作を防止できる。
制御は、コンデンサＣ3 と抵抗Ｒ12からなる微分回路５
とアナログスイッチＡＳ2 とを用いて行っている。ま
た、初段の増幅回路１ａ及び２段目の増幅回路１ｂの帰
還抵抗（２段目の増幅回路１ｂの場合には抵抗Ｒ2 、ま
た初段の増幅回路１ａでは抵抗Ｒ2 に相当する抵抗）の
両端にアナログスイッチＡＳ3 ，ＡＳ4 を接続して、増
幅回路１の出力Ｖ0 の立上りを決定するコンデンサＣ1
などを急速に充電するようにしてある。このアナログス
イッチＡＳ3 ，ＡＳ4 のオン，オフ制御は上記微分回路
５の出力で行う。このようにすれば、電源投入後の増幅
回路Ｖ0 とコンデンサＣ2 との立上り時間にずれが生じ
ず、従ってコンパレータ２の出力が反転するいわゆる誤
動作を防止できる。
【００２０】
【発明の効果】本発明は上述のように、増幅回路の出力
を所定周期でサンプリングしてそのサンプリング値の平
均値を求める基準電圧作成手段を設け、この基準電圧作
成手段の出力をコンパレータの基準電圧としてあるの
で、増幅回路の結合コンデンサのリーク電流により増幅
回路の出力の直流レベルが高くなっても、そのリーク電
流により直流レベルが高くなる分だけ、コンパレータの
基準電圧を高くすることができ、つまりは増幅回路の出
力電圧の変動に追随させてコンパレータの基準電圧を補
正することができ、このため増幅回路内の結合コンデン
サのリーク電流で検知感度変動を生じない。
を所定周期でサンプリングしてそのサンプリング値の平
均値を求める基準電圧作成手段を設け、この基準電圧作
成手段の出力をコンパレータの基準電圧としてあるの
で、増幅回路の結合コンデンサのリーク電流により増幅
回路の出力の直流レベルが高くなっても、そのリーク電
流により直流レベルが高くなる分だけ、コンパレータの
基準電圧を高くすることができ、つまりは増幅回路の出
力電圧の変動に追随させてコンパレータの基準電圧を補
正することができ、このため増幅回路内の結合コンデン
サのリーク電流で検知感度変動を生じない。
【００２１】また、電源投入時に基準電圧作成手段の積
分回路のコンデンサを急速充電する第１の充電手段を設
けると、積分回路のコンデンサの電源投入時に急速に充
電して、コンデンサの充電に要す時間を早くして、警戒
状態に立ち上げる時間を短くし、電源投入時における無
警戒時間の短縮でき、また増幅回路のコンデンサを急速
充電させる第２の充電手段を設けると、増幅回路の出力
と基準電圧とが熱線検知時の同様の状態になることを防
止でき、従って電源投入時の誤報の発生を防止すること
ができる。
分回路のコンデンサを急速充電する第１の充電手段を設
けると、積分回路のコンデンサの電源投入時に急速に充
電して、コンデンサの充電に要す時間を早くして、警戒
状態に立ち上げる時間を短くし、電源投入時における無
警戒時間の短縮でき、また増幅回路のコンデンサを急速
充電させる第２の充電手段を設けると、増幅回路の出力
と基準電圧とが熱線検知時の同様の状態になることを防
止でき、従って電源投入時の誤報の発生を防止すること
ができる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】他の実施例の回路図である。
【図３】図１の実施例をさらに改良した実施例の回路図
である。
である。
【図４】図２の実施例をさらに改良した実施例の回路図
である。
である。
【図５】従来例の回路図である。
【図６】同上の問題点を示す説明図である。
１ 増幅回路 ２ コンパレータ ３ 積分回路 ４ 発振回路 ５ 微分回路 Ｓ 熱線センサ ＡＳ1 〜ＡＳ4 アナログスイッチ Ｒ11 抵抗 Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 熱線センサの出力を増幅する少なくとも
結合コンデンサを有する増幅回路と、この増幅回路の出
力を所定値と比較するコンパレータとを備える熱線式検
知器において、上記増幅回路の出力を所定周期でサンプ
リングしてそのサンプリング値の平均値を求める基準電
圧作成手段を設け、この基準電圧作成手段の出力を上記
コンパレータの基準電圧として成ることを特徴とする熱
線式検知器。 - 【請求項２】 基準電圧作成手段を、周期的にパルス出
力を発生する発振回路と、この発振回路のパルス出力で
オンするアナログスイッチと、アナログスイッチのオン
時に増幅回路の出力で充電される積分回路とで構成して
成ることを特徴とする請求項１記載の熱線式検知器。 - 【請求項３】 電源投入時に基準電圧作成手段の積分回
路のコンデンサを急速充電する第１の充電手段と、増幅
回路のコンデンサを急速充電させる第２の充電手段とを
設けて成ることを特徴とする請求項２記載の熱線式検知
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3243995A JPH0579909A (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 熱線式検知器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3243995A JPH0579909A (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 熱線式検知器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0579909A true JPH0579909A (ja) | 1993-03-30 |
Family
ID=17112153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3243995A Withdrawn JPH0579909A (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 熱線式検知器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0579909A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014091537A1 (ja) * | 2012-12-10 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | リモートコントローラー及び空気調和システム |
-
1991
- 1991-09-25 JP JP3243995A patent/JPH0579909A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014091537A1 (ja) * | 2012-12-10 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | リモートコントローラー及び空気調和システム |
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