JPH0580361B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0580361B2 JPH0580361B2 JP61267716A JP26771686A JPH0580361B2 JP H0580361 B2 JPH0580361 B2 JP H0580361B2 JP 61267716 A JP61267716 A JP 61267716A JP 26771686 A JP26771686 A JP 26771686A JP H0580361 B2 JPH0580361 B2 JP H0580361B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- phase
- vibrator
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)
- Cleaning By Liquid Or Steam (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、制御回路を備えた超音波洗浄機に関
するものである。
するものである。
従来、例えば超音波洗浄機などに用いる超音波
発振器のように、とくに強力なエネルギーを供給
する出力回路には、トランジスタを使用したいわ
ゆるＢ級プツシユプル回路が多く使われていた
が、近年では性能の優れたスイツチング用トラン
ジスタが開発されるに至り、これを用いたＢ級及
びＣ級シングルエンド・プツシユプル回路（以下
Ｂ、Ｃ級SEPP回路という）やこのトランジスタ
をスイツチ動作で使用しているＤ級プツシユプル
回路（以下Ｄ級PP回路という）の方が、従来の
Ｂ級より効率が良いので、Ｂ級に代わつて主流の
座を占めつつある。
発振器のように、とくに強力なエネルギーを供給
する出力回路には、トランジスタを使用したいわ
ゆるＢ級プツシユプル回路が多く使われていた
が、近年では性能の優れたスイツチング用トラン
ジスタが開発されるに至り、これを用いたＢ級及
びＣ級シングルエンド・プツシユプル回路（以下
Ｂ、Ｃ級SEPP回路という）やこのトランジスタ
をスイツチ動作で使用しているＤ級プツシユプル
回路（以下Ｄ級PP回路という）の方が、従来の
Ｂ級より効率が良いので、Ｂ級に代わつて主流の
座を占めつつある。
ところでＢ、Ｃ級SEPP回路及びＤ級PP回路
は、定電圧駆動回路であり、発振器出力P0は Ｂ、Ｃ級SEPP回路では P0≒V2 CC／8RL ………(1) Ｄ級PP回路では、 P0≒8V2 T／π2RL ………(2) 但し式中 RL：発振器の負荷インピーダンス VCC：電源電圧 VT：出力電圧 で表されることは周知の通りである。
は、定電圧駆動回路であり、発振器出力P0は Ｂ、Ｃ級SEPP回路では P0≒V2 CC／8RL ………(1) Ｄ級PP回路では、 P0≒8V2 T／π2RL ………(2) 但し式中 RL：発振器の負荷インピーダンス VCC：電源電圧 VT：出力電圧 で表されることは周知の通りである。
(1)と(2)式において、電圧VCCとVTは一定である
から、出力回路P0は第６図に示す通り負荷イン
ピーダンスRLに反比例し、RLの値が大きくなる
に従つて出力P0は段々と小さくなる。
から、出力回路P0は第６図に示す通り負荷イン
ピーダンスRLに反比例し、RLの値が大きくなる
に従つて出力P0は段々と小さくなる。
従つてこのような出力回路を用いると、振動子
の共振点に関係なくインピーダンスが最低又はア
ドミツタンスが最大の点で出力が最大となつてし
まう、という問題点があつた。
の共振点に関係なくインピーダンスが最低又はア
ドミツタンスが最大の点で出力が最大となつてし
まう、という問題点があつた。
また、振動周波数についても次の如き問題点が
ある。
ある。
負荷の性質を電気的にみると、磁歪型はインピ
ーダンスＬ、電歪型は容量Ｃが大部分とみて差支
えないから、それぞれのＬ及びＣの成分を打消
し、位相差をゼロとして発振器側からみた総合イ
ンピーダンスが見掛上純抵抗になるようにするた
め、第７図に示すように回路を構成する。
ーダンスＬ、電歪型は容量Ｃが大部分とみて差支
えないから、それぞれのＬ及びＣの成分を打消
し、位相差をゼロとして発振器側からみた総合イ
ンピーダンスが見掛上純抵抗になるようにするた
め、第７図に示すように回路を構成する。
すなわち第７図は磁歪型の場合を示し、２１は
発振器、２２は振動子、Ｃは振動子２２のインダ
クタンス成分を打消すための共軛整合用コンデン
サである。第８図は電歪型の場合であり、２３は
振動子、Ｌは振動子２３の容量成分を打消すため
の共軛整合用インダクタンスである。
発振器、２２は振動子、Ｃは振動子２２のインダ
クタンス成分を打消すための共軛整合用コンデン
サである。第８図は電歪型の場合であり、２３は
振動子、Ｌは振動子２３の容量成分を打消すため
の共軛整合用インダクタンスである。
かくして第７図の磁歪型における負荷側の自由
インピーダンスZfは、Ｘ軸に周波数ｆをとると第
９図に実線で示すようになりA1とA2でインピー
ダンスZfが極少となり、また第８図の電歪型の負
荷側における自由アドミツタンスYfは、第１０
図の実線に示す通りB1とB2で極大となる。
インピーダンスZfは、Ｘ軸に周波数ｆをとると第
９図に実線で示すようになりA1とA2でインピー
ダンスZfが極少となり、また第８図の電歪型の負
荷側における自由アドミツタンスYfは、第１０
図の実線に示す通りB1とB2で極大となる。
なお第９図及び第１０図において点線で示した
曲線は、それぞれの振動子だけについて求めたイ
ンピーダンスとアドミツタンスの周波数特性であ
り、その値が極少又は極大なる周波数の付近がい
わゆる物理的な共振周波数に相当する。
曲線は、それぞれの振動子だけについて求めたイ
ンピーダンスとアドミツタンスの周波数特性であ
り、その値が極少又は極大なる周波数の付近がい
わゆる物理的な共振周波数に相当する。
ここで、Ｄ級SEPP回路（Ｄ級シングルエン
ド・プツシユプル回路）、Ｄ級PP回路を用いた場
合、出力は磁歪型ではインピーダンスが最小とな
る周波数に相当するA1又はA2において、また電
歪型ではアドミツタンスが最大となる周波数に相
当するB1又はB2において最大出力が得られるこ
とになるが、これらの周波数は振動子固有の物理
的な共振周波数と一致しないはずれた値であるか
ら、振動に面からみて共振周波数で駆動する場合
と較べて効率が悪く、したがつて最適な駆動周波
数とはいい難い。
ド・プツシユプル回路）、Ｄ級PP回路を用いた場
合、出力は磁歪型ではインピーダンスが最小とな
る周波数に相当するA1又はA2において、また電
歪型ではアドミツタンスが最大となる周波数に相
当するB1又はB2において最大出力が得られるこ
とになるが、これらの周波数は振動子固有の物理
的な共振周波数と一致しないはずれた値であるか
ら、振動に面からみて共振周波数で駆動する場合
と較べて効率が悪く、したがつて最適な駆動周波
数とはいい難い。
しかるに周波数調整機能のついている発振器で
調整すると、負荷のインピーダンスが最小になる
周波数又はアドミツタンスが最大になる周波数に
合わせてしまうし、周波数自動追尾方式のもので
も見掛け上の最大出力を得るように作動するか
ら、最も望ましい振動効率が最大である振動子の
物理的な共振周波数で駆動することができないと
いう問題点があつた。
調整すると、負荷のインピーダンスが最小になる
周波数又はアドミツタンスが最大になる周波数に
合わせてしまうし、周波数自動追尾方式のもので
も見掛け上の最大出力を得るように作動するか
ら、最も望ましい振動効率が最大である振動子の
物理的な共振周波数で駆動することができないと
いう問題点があつた。
また、従来周波数自動追尾を行なうには、発振
周波数を希望の周波数となる様にする為バンドパ
スフイルターを用いていた。このフイルターを使
用すると最適周波数からずれた場合、位相がずれ
最適な共振周波数にて作動しなくなる、という問
題点があつた。
周波数を希望の周波数となる様にする為バンドパ
スフイルターを用いていた。このフイルターを使
用すると最適周波数からずれた場合、位相がずれ
最適な共振周波数にて作動しなくなる、という問
題点があつた。
本発明は、従来のものの上記の問題点を解決
し、振動子の最適な共振周波数で駆動作用が行な
われる超音波洗浄機を提供することを第１の目的
とするものである。
し、振動子の最適な共振周波数で駆動作用が行な
われる超音波洗浄機を提供することを第１の目的
とするものである。
さらに本発明は、周波数として共振周波数を自
動的に追尾して、その共振周波数により効率のよ
い洗浄を行なう超音波洗浄機を提供することを第
２の目的とするものである。
動的に追尾して、その共振周波数により効率のよ
い洗浄を行なう超音波洗浄機を提供することを第
２の目的とするものである。
本発明は、移相回路と、位相比較器及び電圧制
御発振器を含むフエーズロツクループ回路と、電
源電圧制御回路と、Ｄ級シングルエンド・プツシ
ユプル回路又はＤ級プツシユプル回路を用いた出
力回路と、該出力回路の負荷としての超音波振動
子とを備えた超音波洗浄機であつて、 前記出力回路と前記振動子との間に配置され、
前記出力回路からの出力電流を検出する電流検出
回路と、 該電流検出回路からの検出電流に基づく信号を
受け、該信号に応じて前記出力回路の電源電圧
を、該出力回路が出力電流が一定となるように制
御する電源電圧制御回路と、 前記電流検出回路と前記振動子との間に配置さ
れ、該振動子の振動速度に比例した信号を検出す
る振動検出回路と、 該振動検出回路より出力される電圧信号を受け
て該電圧信号の位相を変える移相回路と、 該移相回路の出力fiとフエーズロツクループ回
路の出力fvとの位相差を90゜に保つよう発振周波
数を制御するフエーズロツクループ用回路を含む
周波数自動追尾回路と を備えたことを特徴とする超音波洗浄機である。
御発振器を含むフエーズロツクループ回路と、電
源電圧制御回路と、Ｄ級シングルエンド・プツシ
ユプル回路又はＤ級プツシユプル回路を用いた出
力回路と、該出力回路の負荷としての超音波振動
子とを備えた超音波洗浄機であつて、 前記出力回路と前記振動子との間に配置され、
前記出力回路からの出力電流を検出する電流検出
回路と、 該電流検出回路からの検出電流に基づく信号を
受け、該信号に応じて前記出力回路の電源電圧
を、該出力回路が出力電流が一定となるように制
御する電源電圧制御回路と、 前記電流検出回路と前記振動子との間に配置さ
れ、該振動子の振動速度に比例した信号を検出す
る振動検出回路と、 該振動検出回路より出力される電圧信号を受け
て該電圧信号の位相を変える移相回路と、 該移相回路の出力fiとフエーズロツクループ回
路の出力fvとの位相差を90゜に保つよう発振周波
数を制御するフエーズロツクループ用回路を含む
周波数自動追尾回路と を備えたことを特徴とする超音波洗浄機である。
本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第１図において、１は移相回路、２はフエーズ
ロツクループ回路（以下PLL回路という）、３は
電源電圧制御回路、４はＤ級SEPP回路又はＤ級
PP回路などのプツシユプル回路を用いた出力回
路、５は電流検出回路、６は振動検出回路、７は
超音波振動子である。
ロツクループ回路（以下PLL回路という）、３は
電源電圧制御回路、４はＤ級SEPP回路又はＤ級
PP回路などのプツシユプル回路を用いた出力回
路、５は電流検出回路、６は振動検出回路、７は
超音波振動子である。
この系において、出力回路４から出力された電
流は電流検出回路５により検出され、その検出信
号が電圧として電源電圧制御回路３に帰還され、
出力回路４の電源電圧を、出力回路４の出力電流
が一定の値になるように制御する。即ち出力回路
４、電流検出回路５、電源電圧制御回路３はルー
プを形成して作動するようになつている。
流は電流検出回路５により検出され、その検出信
号が電圧として電源電圧制御回路３に帰還され、
出力回路４の電源電圧を、出力回路４の出力電流
が一定の値になるように制御する。即ち出力回路
４、電流検出回路５、電源電圧制御回路３はルー
プを形成して作動するようになつている。
また、振動検出回路６で検出された電圧は移相
回路１を通つて位相を変え、PLL回路２に帰還
され、内蔵せる周波数発振器の周波数が入力周波
数に自動追尾し、振動子７に最適の共振周波数を
与えるようになつている。
回路１を通つて位相を変え、PLL回路２に帰還
され、内蔵せる周波数発振器の周波数が入力周波
数に自動追尾し、振動子７に最適の共振周波数を
与えるようになつている。
第１図の各回路を具体化した一例を第２図に示
す。
す。
出力回路４につき説明すれば、第２図には
SEPP回路としての一例が、バイアス回路が省略
されて示されている。５１は入力トランス、５２
と５３はトランジスタ、５４と５５は抵抗、５６
はコンデンサ、５７は直流電源の役目をする平滑
回路、５８は出力用のトランスである。
SEPP回路としての一例が、バイアス回路が省略
されて示されている。５１は入力トランス、５２
と５３はトランジスタ、５４と５５は抵抗、５６
はコンデンサ、５７は直流電源の役目をする平滑
回路、５８は出力用のトランスである。
２個のトランジスタ５２と５３には、入力トラ
ンス５１を通して各々逆位相の入力信号が加えら
れており、入力信号の正負の半サイクル毎に２個
のトランジスタが一方ずつ交互に動作する。
ンス５１を通して各々逆位相の入力信号が加えら
れており、入力信号の正負の半サイクル毎に２個
のトランジスタが一方ずつ交互に動作する。
すなわちトランジスタ５２が動作してコレクタ
電流IC1が流れているときは、電流電源としての
平滑回路５７からトランス５８を通してコンデン
サ５６に充電され、次にトランジスタ５３が動作
しているときは、コンデンサ５６に蓄えられた電
荷が出力トランス５８を通して放電し、コレクタ
電流IC2が流れる。かくして正負の半サイクルず
つが合成されて入力波形が再現される。
電流IC1が流れているときは、電流電源としての
平滑回路５７からトランス５８を通してコンデン
サ５６に充電され、次にトランジスタ５３が動作
しているときは、コンデンサ５６に蓄えられた電
荷が出力トランス５８を通して放電し、コレクタ
電流IC2が流れる。かくして正負の半サイクルず
つが合成されて入力波形が再現される。
電流検出回路５においては、６２は共軛整合用
のコンデンサであり、トランス５８を経て入力し
た電圧信号を伝え、かつ、電流を検出してトラン
ス６４を介して電圧信号として電源電圧制御回路
３に与えるようになつている。
のコンデンサであり、トランス５８を経て入力し
た電圧信号を伝え、かつ、電流を検出してトラン
ス６４を介して電圧信号として電源電圧制御回路
３に与えるようになつている。
電源電圧制御回路３においては、４０はダイオ
ード、４１はサイリスタ、４２はパルストラン
ス、４３はユニジヤンクシヨントランジスタ、４
４及び４６，４９は抵抗、４７は可変抵抗、４
８，５０はトランジスタ、６１はツエナーダイオ
ードである。
ード、４１はサイリスタ、４２はパルストラン
ス、４３はユニジヤンクシヨントランジスタ、４
４及び４６，４９は抵抗、４７は可変抵抗、４
８，５０はトランジスタ、６１はツエナーダイオ
ードである。
第３図は動作説明図であり、ゲートに信号が加
えられないときはサイリスタ４１は遮断状態であ
つて平滑回路５７に電圧が供給されないが、電源
電圧（第３図）ａ参照）の半サイクル毎のある移
相αでゲートに信号（第３図ｂ参照）を加える
と、サイリスタ４１はその位相で導通状態にな
り、平滑回路５７にはサイリスタ４１及びダイオ
ード４０を通して電源電圧（第３図ｃ参照）が供
給される。
えられないときはサイリスタ４１は遮断状態であ
つて平滑回路５７に電圧が供給されないが、電源
電圧（第３図）ａ参照）の半サイクル毎のある移
相αでゲートに信号（第３図ｂ参照）を加える
と、サイリスタ４１はその位相で導通状態にな
り、平滑回路５７にはサイリスタ４１及びダイオ
ード４０を通して電源電圧（第３図ｃ参照）が供
給される。
したがつてサイリスタ４１のゲートに対して電
圧を印加するタイミングを変えると、出力の電源
電圧を変えるように制御することができる。
圧を印加するタイミングを変えると、出力の電源
電圧を変えるように制御することができる。
トランス６４における入力電圧が或る所定の値
より大きくなると、ツエナーダイオード６１から
トランジスタ５０に電圧が加わり、トランジスタ
５０の内部抵抗を下げ、トランジスタ４８のベー
スに加わる電圧が下がり、トランジスタ４８の内
部抵抗が第５図に示す如く急激に増大するもので
あり、ユニジヤンクシヨントランジスタ４３のパ
ルス幅を広くしてサイリスタ４１のゲートに対し
て電圧を印加するタイミングを変え、平滑回路５
７への出力電圧を低下せしめる。平滑回路５７に
より得られた電圧は直流電源として出力回路４に
印加される。
より大きくなると、ツエナーダイオード６１から
トランジスタ５０に電圧が加わり、トランジスタ
５０の内部抵抗を下げ、トランジスタ４８のベー
スに加わる電圧が下がり、トランジスタ４８の内
部抵抗が第５図に示す如く急激に増大するもので
あり、ユニジヤンクシヨントランジスタ４３のパ
ルス幅を広くしてサイリスタ４１のゲートに対し
て電圧を印加するタイミングを変え、平滑回路５
７への出力電圧を低下せしめる。平滑回路５７に
より得られた電圧は直流電源として出力回路４に
印加される。
振動検出回路６においては、振動子７としての
磁歪型振動子６３の振動速度に比例した信号を検
出するブリツジ回路が、コンデンサ６８，６９、
インダクタンス７０、トランス７１により形成さ
れている。
磁歪型振動子６３の振動速度に比例した信号を検
出するブリツジ回路が、コンデンサ６８，６９、
インダクタンス７０、トランス７１により形成さ
れている。
トランス７１によりとり出された電圧は移相回
路１に入力される。
路１に入力される。
移相回路１においては、可変抵抗６６とコンデ
ンサ６７が設けられ、可変抵抗６６の値を変える
ことで位相角を変えることができる。
ンサ６７が設けられ、可変抵抗６６の値を変える
ことで位相角を変えることができる。
PLL回路２おいては、フエーズロツクループ
用ICを用いて位相比較器（PC）７５、ローパス
フイルタ（LPF）７６、電圧制御発振器（VCO）
７７による閉ループが構成され、被比較入力電圧
の周波数fiに対し電源電圧発振器７７の発振周波
数fv（フリーラン周波数f0と異なる）が追従し一
致し、かつ両者の位相のずれは90゜になつた状態
で安定するようになつている。
用ICを用いて位相比較器（PC）７５、ローパス
フイルタ（LPF）７６、電圧制御発振器（VCO）
７７による閉ループが構成され、被比較入力電圧
の周波数fiに対し電源電圧発振器７７の発振周波
数fv（フリーラン周波数f0と異なる）が追従し一
致し、かつ両者の位相のずれは90゜になつた状態
で安定するようになつている。
この実施例は以上の如く構成されているので、
負荷インピーダンスが低くなつたときには、出力
回路４の出力電流が増大するのを電流検出回路５
で検出し、これを電源電圧制御回路３に帰還して
出力回路４の電源電圧を低下せしめて出力回路４
の出力電流の増大を抑制し、逆に負荷インピーダ
ンスが高くならばそれに応じて電源電圧を高くし
て出力回路４の出力電流の低下を抑制し、インピ
ーダンスが最大のときに最大出力を得さしめるよ
うにする。
負荷インピーダンスが低くなつたときには、出力
回路４の出力電流が増大するのを電流検出回路５
で検出し、これを電源電圧制御回路３に帰還して
出力回路４の電源電圧を低下せしめて出力回路４
の出力電流の増大を抑制し、逆に負荷インピーダ
ンスが高くならばそれに応じて電源電圧を高くし
て出力回路４の出力電流の低下を抑制し、インピ
ーダンスが最大のときに最大出力を得さしめるよ
うにする。
かくしてPP回路の出力に見られるインピーダ
ンスに反比例する性質が抑制されるから、検出回
路と電源電圧制御回路の作動条件を然るべく設定
し、第４図に示すようにあるインピーダンスで出
力が最大になる負荷特性をつくり、ここで最大出
力時のインピーダンスの値を超音波振動子の共振
時における動インピーダンスRn以上になるよう
にすれば、超音波振動子の共振周波数で最大出力
となつて、共振周波数において駆動することがで
きる。
ンスに反比例する性質が抑制されるから、検出回
路と電源電圧制御回路の作動条件を然るべく設定
し、第４図に示すようにあるインピーダンスで出
力が最大になる負荷特性をつくり、ここで最大出
力時のインピーダンスの値を超音波振動子の共振
時における動インピーダンスRn以上になるよう
にすれば、超音波振動子の共振周波数で最大出力
となつて、共振周波数において駆動することがで
きる。
また、この実施例においては次の如き周波数自
動追尾の作用がある。
動追尾の作用がある。
即ち、振動検出回路６で検出された振動子の振
動速度に比例した信号は移相回路１の移相器に入
り、ここで振動子駆動電圧に対して移相を90゜ず
らして、PLL回路２のフエーズロツクループ用
ICに入る。このPLL回路２には位相比較器７５、
電圧制御発振器７７を備え発振周波数を自動的に
入力信号fiと基準信号fvの位相差を90゜となるよう
働く特性を有している。
動速度に比例した信号は移相回路１の移相器に入
り、ここで振動子駆動電圧に対して移相を90゜ず
らして、PLL回路２のフエーズロツクループ用
ICに入る。このPLL回路２には位相比較器７５、
電圧制御発振器７７を備え発振周波数を自動的に
入力信号fiと基準信号fvの位相差を90゜となるよう
働く特性を有している。
移相回路１からの信号fiはPLL回路２の内部位
相比較器７５で駆動電圧の位相と比較し、位相的
に対応した制御電圧が発生され、内部の電圧制御
発振器７７の発振周波数fvが制御される。
相比較器７５で駆動電圧の位相と比較し、位相的
に対応した制御電圧が発生され、内部の電圧制御
発振器７７の発振周波数fvが制御される。
この周波数自動追尾回路により振動子電流と電
圧が常に同位相点となり、最適共振点にて駆動す
ることができる。
圧が常に同位相点となり、最適共振点にて駆動す
ることができる。
第１の発明により、Ｄ級SEPP、Ｄ級PP回路
を用いながら、負荷インピーダンスが変化しても
電流検出回路で出力電流、つまり振動子の駆動電
流を検出し、これを電源電圧制御回路に帰還し
て、出力回路の電源電圧を低下或いは高めて出力
回路の出力電流の増減を抑制して出力回路の出力
電流を一定に保ち、所要の負荷特性を実現させ安
定した運転を行うことができ、さらに振動子振動
振幅に比例した駆動電流をとりだし所要の負荷特
性を実現するために振動振幅に比例した電圧出力
を位相差90度に保つてPLL回路に帰還させて超
音波振動子に対し最適の共振周波数において超音
波発振を行なうことができ効率の大なる超音波洗
浄機を提供することができ、実用上極めて大なる
効果を奏する。
を用いながら、負荷インピーダンスが変化しても
電流検出回路で出力電流、つまり振動子の駆動電
流を検出し、これを電源電圧制御回路に帰還し
て、出力回路の電源電圧を低下或いは高めて出力
回路の出力電流の増減を抑制して出力回路の出力
電流を一定に保ち、所要の負荷特性を実現させ安
定した運転を行うことができ、さらに振動子振動
振幅に比例した駆動電流をとりだし所要の負荷特
性を実現するために振動振幅に比例した電圧出力
を位相差90度に保つてPLL回路に帰還させて超
音波振動子に対し最適の共振周波数において超音
波発振を行なうことができ効率の大なる超音波洗
浄機を提供することができ、実用上極めて大なる
効果を奏する。
第１図は本発明の実施例のフロー図、第２図は
その回路図の一例、第３図は電源電圧制御装置の
一部の作動説明図、第４図は負荷特性の一例、第
５図は電源電圧制御装置の一部の作動特性図、第
６図は従来の一般の発振器の負荷特性図、第７図
は磁歪型振動子の整合回路、第８図は電歪型振動
子の整合回路、第９図は磁歪型の自由インピーダ
ンスの周波数特性、第１０図は電歪型の自由アド
ミツタンスの周波数特性である。 １…移相回路、２…フエーズロツクループ回路
（PLL）、３…電源電圧制御回路、４…出力回路、
５…電流検出回路、６…振動検出回路、７…振動
子、２１…発振器、２２…振動子、２３…振動
子、４０…ダイオード、４１…サイリスタ、４２
…パルストランス、４３…ユニジヤンクシヨント
ランジスタ、４４…抵抗、４６…抵抗、４７…可
変抵抗、４８…トランジスタ、４９…抵抗、５０
…トランジスタ、５１…入力トランス、５２…ト
ランジスタ、５３…トランジスタ、５４…抵抗、
５５…抵抗、５６…コンデンサ、５７…平滑回
路、５８…トランス、６１…ツエナーダイオー
ド、６２…コンデンサ、６３…磁歪型振動子、６
４…トランス、６５…抵抗回路、６６…可変抵
抗、６７…コンデンサ、６８…コンデンサ、６９
…コンデンサ、７０…インダクタンス、７１…ト
ランス、７５…位相比較器、７６…ローパスフイ
ルタ、７７…電圧制御発振器。
その回路図の一例、第３図は電源電圧制御装置の
一部の作動説明図、第４図は負荷特性の一例、第
５図は電源電圧制御装置の一部の作動特性図、第
６図は従来の一般の発振器の負荷特性図、第７図
は磁歪型振動子の整合回路、第８図は電歪型振動
子の整合回路、第９図は磁歪型の自由インピーダ
ンスの周波数特性、第１０図は電歪型の自由アド
ミツタンスの周波数特性である。 １…移相回路、２…フエーズロツクループ回路
（PLL）、３…電源電圧制御回路、４…出力回路、
５…電流検出回路、６…振動検出回路、７…振動
子、２１…発振器、２２…振動子、２３…振動
子、４０…ダイオード、４１…サイリスタ、４２
…パルストランス、４３…ユニジヤンクシヨント
ランジスタ、４４…抵抗、４６…抵抗、４７…可
変抵抗、４８…トランジスタ、４９…抵抗、５０
…トランジスタ、５１…入力トランス、５２…ト
ランジスタ、５３…トランジスタ、５４…抵抗、
５５…抵抗、５６…コンデンサ、５７…平滑回
路、５８…トランス、６１…ツエナーダイオー
ド、６２…コンデンサ、６３…磁歪型振動子、６
４…トランス、６５…抵抗回路、６６…可変抵
抗、６７…コンデンサ、６８…コンデンサ、６９
…コンデンサ、７０…インダクタンス、７１…ト
ランス、７５…位相比較器、７６…ローパスフイ
ルタ、７７…電圧制御発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 移相回路１と、位相比較器７５及び電圧制御
発振器７７を含むフエーズロツクループ回路２
と、電源電圧制御回路３と、Ｄ級シングルエン
ド・プツシユプル回路又はＤ級プツシユプル回路
を用いた出力回路４と、該出力回路４の負荷とし
ての超音波振動子７とを備えた超音波洗浄機であ
つて、 前記出力回路４と前記振動子７との間に配置さ
れ、前記出力回路４からの出力電流を検出する電
流検出回路５と、 該電流検出回路からの検出電流に基づく信号を
受け、該信号に応じて前記出力回路の電源電圧
を、該出力回路の出力電流が一定となるように制
御する電源電圧制御回路３と、 前記電流検出回路５と前記振動子７との間に配
置され、該振動子７の振動速度に比例した信号を
検出する振動検出回路６と、 該振動検出回路より出力される電圧信号を受け
て該電圧信号の位相を変える移相回路１と、 該移相回路１の出力fiとフエーズロツクループ
回路２の出力fvとの位相差を90゜に保つよう発振
周波数を制御するフエーズロツクループ回路２を
含む周波数自動追尾回路と を備えたことを特徴とする超音波洗浄機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26771686A JPS63123476A (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | 超音波洗浄機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26771686A JPS63123476A (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | 超音波洗浄機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63123476A JPS63123476A (ja) | 1988-05-27 |
| JPH0580361B2 true JPH0580361B2 (ja) | 1993-11-08 |
Family
ID=17448560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26771686A Granted JPS63123476A (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | 超音波洗浄機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63123476A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03181378A (ja) * | 1989-12-11 | 1991-08-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 洗浄装置 |
| CN112865612B (zh) | 2019-11-27 | 2023-05-16 | 北京小米移动软件有限公司 | 电子设备及其控制方法、装置、可读存储介质 |
| DE102022107867B4 (de) * | 2022-03-31 | 2024-02-01 | Olympus Winter & Ibe Gmbh | Chirurgischer Generator mit verbessertem Antrieb des chirurgischen Ultraschallinstruments |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5123342A (en) * | 1971-05-22 | 1976-02-24 | Iwao Kurosawa | Kazariito no seizoho |
| JPS5227625A (en) * | 1975-08-28 | 1977-03-02 | Asahi Glass Co Ltd | Ultrasonic oscillation circuit for ultrasonic oscillator |
-
1986
- 1986-11-12 JP JP26771686A patent/JPS63123476A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63123476A (ja) | 1988-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5130619A (en) | Drive control apparatus for an ultrasonic motor | |
| KR960000798B1 (ko) | 공진 정류기 회로 | |
| US6930562B2 (en) | Oscillation with multiple series circuits in parallel | |
| US6011440A (en) | Amplifier having output range that exceeds supply voltage | |
| US4081706A (en) | Oscillatory circuit for an ultrasonic cleaning device with feedback from the piezoelectric transducer | |
| JPH07185457A (ja) | 超音波振動子駆動回路 | |
| JPH01293170A (ja) | 圧電振動子駆動回路 | |
| US7061338B2 (en) | Average controlled (AC) resonator driver | |
| US4492935A (en) | Switched capacitor oscillator formed by a damped resonator with saturable feedback | |
| JPS5881470A (ja) | 超音波加工機用発振回路 | |
| US4003000A (en) | Sinusoidal oscillator with electronically variable frequency | |
| JPS63123476A (ja) | 超音波洗浄機 | |
| JPS6142392B2 (ja) | ||
| US6483356B2 (en) | Sinusoidal signal generating circuit providing small phase difference with respect to reference signal and apparatus for driving oscillating element with circuit | |
| JPS6285684A (ja) | 超音波モ−タ−の駆動回路 | |
| JP2540466B2 (ja) | 振動回路の充放電状態の制御方法および回路装置 | |
| JPH053269Y2 (ja) | ||
| JP2613521B2 (ja) | Ｐｌｌ発振装置 | |
| JP3257112B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH04313369A (ja) | 超音波アクチュエータ駆動回路 | |
| JP2002059094A (ja) | 超音波洗浄装置 | |
| JPH04222476A (ja) | 超音波モータの駆動制御装置 | |
| JPH0974744A (ja) | 電源装置 | |
| JP2893919B2 (ja) | 振動機の駆動制御装置 | |
| JPH01305699A (ja) | 超音波振動子の駆動回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |