JPH0582148B2

JPH0582148B2 -

Info

Publication number: JPH0582148B2
Application number: JP61008170A
Authority: JP
Inventors: Fuan Den Atsukeru Yo; Antoniusu Maria Puratsu Yosefu
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1985-01-22
Filing date: 1986-01-20
Publication date: 1993-11-17
Also published as: SG89790G; DE3574537D1; US4652984A; JPS61170280A; HK88391A; NL8500154A; CN86100410A; CA1271218A; CN1007027B; EP0188839B1; ATE48348T1; EP0188839A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、種々の値の入力電圧で負荷を給電す
る電源回路であつて、一次巻線と二次巻線を有す
る変成器を具え、その一次巻線をスイツチングト
ランジスタの主電流通路と直列に、入力電圧が供
給される２端子間に配置し、前記スイツチングト
ランジスタは入力電圧に比例する電流に応答する
制御トランジスタによりターンオフされるように
し、且つ前記二次巻線をダイオードと直列にして
負荷と並列に配置すると共に、該二次巻線の一端
と前記スイツチングトランジスタのベースとの間
に、第１抵抗とコンデンサを直列に含む正帰還ル
ープを配置して成る自励発振電源回路に関するも
のである。

斯かる電源回路は電池の充電及び電子機器の附
勢に使用することができる。特に、斯かる電源回
路は電気ひげそり器に使用してその電池に充電電
流を供給すると共に、その電池が消耗した場合に
その直流モータに電流を供給してひげそり器を主
電源から直接附勢することができる。

この種の電源回路は欧州特許第30026号明細書
に開示されている。入力電圧がこの回路に供給さ
れると、小電流が始動抵抗を経てスイツチングト
ランジスタのベースに供給され、このトランジス
タが部分的に導通する。その結果、変成器の一次
巻線に小さな一次電流が流れる。この電流は二次
巻線に電圧を誘起し、その結果として二次巻線と
スイツチングトランジスタのベースとの間に正帰
還ループを経てスイツチングトランジスタのベー
スに大電流が供給される。斯くしてスイツチング
トランジスタが完全な導通状態に急速に駆動され
る。このいわゆる“順方向”インターバルにおい
て一次電流は時間の一次関数として増大する。既
知の回路においてはスイツチングトランジスタの
エミツタ回路内に抵抗を配置し、この抵抗を制御
トランジスタのベース−エミツタ接合と並列に接
続している。この場合、特定の値の一次電流にお
いて制御トランジスタがターンオンし、その結果
スイツチングトランジスタがターンオフする。こ
のいわゆる“フライバツク”インターバル中は変
成器に蓄えられているエネルギーが二次巻線に二
次電流を発生する。この電流は電池の充電電流を
形成するか、或いは関連する装置を附勢する。こ
の二次電流はスイツチングトランジスタが再びタ
ーンオフするまで時間の一次関数として減少す
る。

このように、上記の電源回路は特定の入力電圧
において、一定の平均出力電流及び一定の出力電
圧を供給する自励発振電源を構成する。しかし、
この出力電流は入力電圧に依存する。例えば入力
電圧が高い場合には一次電流が順方向インターバ
ル中に一層高い速度で増大するため、一層急速に
スイツチングトランジスタがターンオフされるレ
ベルに到達する。フライバツクインターバルは
略々一定のままであるから、これにより発振周波
数が高くなり、従つて平均出力電流が大きくな
る。

更に、入力電圧の増大は二次巻線とスイツチン
グトランジスタのベースとの間の正帰還の結果と
して、このトランジスタのベース電流を増大す
る。これがため入力電圧の増大はスイツチングト
ランジスタを一層強い飽和状態に駆動するので、
一次電流がターンオフレベルに到達した後にスイ
ツチングトランジスタがターンオフする際の遅延
が増大する。この結果、一次電流は入力電圧の増
大につれてますます大きくなり、これにより平均
出力電流が更に増大することになる。

しかし、電源回路の出力電流は特定の範囲内に
維持して高入力電圧時において過大電流により電
池及び／又は装置が損傷されないようにすると共
に低入力電圧時において電池及び／又は装置を充
電又は附勢する適正な電流が得られるようにする
必要がある。

電源回路を種々の国の種々の主電源電圧で使用
できるようにするため、既知の回路は主電源電圧
補償回路を用い、これによりスイツチングトラン
ジスタがターンオフされる際の一次電流の値を入
力電圧の増大につれて減少させている。これは、
例えば入力電圧に比例する電流をスイツチングト
ランジスタのエミツタ回路内の抵抗に供給して制
御トランジスタが入力電圧の増大につれて減少す
る一次電流の値に対してターンオンされるように
することによつて達成される。

本発明のねらいは斯かる自励発振電源回路の入
力電圧が増大するにつれて増大する上述したター
ンオフの遅れの影響を除去することにある。入力
電圧の増大の２つの影響、即ちスイツチング周波
数の増大及びターンオフ遅延の増大について試験
した結果、後者が入力電圧の増大時の出力電流の
増大の主原因であることが判明した。更に、ター
ンオフ遅延の増大を除去することによりスイツチ
ング周波数の増大に対する補償は省略することさ
えできることが確かめられた。

これがため、本発明の目的は入力電圧の増大の
結果生ずるターンオフ遅延の増大を簡単な方法で
補償して一層大きな入力電圧範囲に亘つて使用し
得るようにした自励発振電源回路を提供すること
にある。

本発明は頭書に記載した種類の自己発振電源回
路において、前記正帰還ループに、更に前記コン
デンサ及び第１抵抗と直列に第２抵抗を含め、前
記第１抵抗と第２抵抗との間の接続線上に一点
と、前記スイツチングトランジスタの主電流通路
の、前記一次巻線側とは反対側の端子との間にツ
エナーダイオードを配置し、且つ前記コンデンサ
が前記接続線上の一点と前記二次巻線との間を直
流分離するようにしてあることを特徴とする。こ
の回路構成では特定の入力電圧において前記ツエ
ナーダイオードがターンオンするため、それより
高い入力電圧に対してさもなければ増大するベー
ス電流が前記ツエナーダイオードを経てスイツチ
ングトランジスタのエミツタへと流出する。この
結果、スイツチングトランジスタは常に略々同程
度に飽和される。これがため、ターンオフ遅延が
入力電圧の増大につれて増大することはなく、出
力電流は入力電圧と略々無関係になる。

本発明電源回路における上述のベース電流補償
手段は入力電圧の増大の結果生ずるスイツチング
トランジスタのスイツチング周波数の増大に対す
る補償手段と好適な態様に組合わせることができ
る。この場合には上述の電源回路は入力電圧の増
大につれた減少する一次巻線電流の値でスイツチ
ングトランジスタをターンオフさせる補償手段を
具えるものとする。本発明の実施例においては、
この補償手段はスイツチングトランジスタの主電
流通路と直列に負入力電圧端子へと接続された第
３抵抗を具え、該第３抵抗を別のトランジスタの
コレクタ−エミツタ回路を経て制御トランジスタ
の制御電極に結合し、該別のトランジスタのベー
スをそれぞれ第４抵抗及び第５抵抗を経てそのコ
レクタ及びエミツタにそれぞれ接続すると共に第
６抵抗を経て正入力電圧端子に接続し、制御トラ
ンジスタの制御電極を第７抵抗を経て負入力電圧
端子に接続した構成とする。本発明の他の実施例
においては、前記補償手段はスイツチングトラン
ジスタの主電流通路と直列に負入力電圧端子へと
接続された第３抵抗を具え、該第３抵抗を別のト
ランジスタのコレクタ−エミツタ回路を経て制御
トランジスタの制御電極に結合し、該別のトラン
ジスタのベースをそれぞれ第４抵抗及び第５抵抗
を経てそのコレクタ及びエミツタにそれぞれ接続
し、第２コンデンサを前記第４抵抗と並列に接続
した構成とする。前記補償手段に関し本発明の更
に他の実施例においては、二次巻線とダイオード
の接続点を第３抵抗と第２コンデンサの直列接続
を経て負入力電圧端子に接続し、前記第３抵抗と
第２コンデンサの接続点を制御トランジスタの制
御電極に結合した構成とする。

図面につき本発明を説明する。

第１図は本発明の第１実施例の自励発振電源回
路を示す。図には本発明回路の動作に関係のある
部分のみを示してある。電池が完全に充電されて
いるときに電源回路をターンオフする制御回路は
図示してない。回路は主電源電圧（交流電圧でも
直流電圧でもよい）が供給される２個の入力端子
１及び２を具える。主電源電圧は整流器ブリツジ
に供給される。整流された電圧は本例では２個の
コンデンサC₃，C₄とコイルL₁から成るフイルタ
４により平滑される。平滑された電圧はコア６を
有する変成器の一次巻線n₁に供給される。この一
次巻線と並列にツエナーダイオードZ₂とダイオー
ドD₂を直列に配置した一次巻線を流れる電流が
スイツチオフされる際に過渡電圧が生じないよう
にする。スイツチングトランジスタT₁のコレク
タ−エミツタ通路を一次巻線と直列に接続し、こ
のスイツチングトランジスタのベースを高い抵抗
値を有する抵抗R₁を経て正入力電圧端子に接続
する。抵抗R₁は主電源電圧が供給されたときに
回路を始動させるための始動抵抗である。回路は
抵抗R₁による方法以外の方法で始動させること
もできること勿論である。負荷１０と抵抗R₂の
直列接続をスイツチングトランジスタT₁のエミ
ツタと負入力電圧端子との間に接続する。本例で
は負荷１０は２個のニツケル−カドミウム電池１
１及び１２を具え、これと並列に直流モータＭを
スイツチS₁により接続することができる。本例で
はこれと同時にスイツチS₂が抵抗R₃を抵抗R₂と
並列に接続する。制御トランジスタT₂のベース
−エミツタ接合を抵抗R₂と並列に配置し、この
制御トランジスタのコレクタをスイツチングトラ
ンジスタT₁のベースに接続する。負荷１０と並
列に二次巻線とダイオードD₁を直列に接続する。
抵抗R₄とコンデンサC₁と抵抗R₅の直列接続を二
次巻線n₂とダイオードD₁との接続点とスイツチ
ングトランジスタT₁のベースとの間に接続する。
ツエナーダイオードZ₁のカソードを抵抗R₅とコ
ンデンサC₁との接続点に接続し、このツエナー
ダイオードのアノードをスイツチングトランジス
タT₁のエミツタに接続する。抵抗R₄とコンデン
サC₁はその位置を入れ替えてもよい。

回路は次のように動作する。スイツチS₁及びS₂
は開いており、従つて回路は電池１１及び１２に
充電電流を供給するものとする。主電源電圧が入
力端子１及び２に供給されると、極めて小さな電
流が大抵抗値の始動抵抗R₁を経てトランジスタ
T₁のベースに供給される。これにより小さなコ
レクタ電流が生じ、この電流は変成器６の一次巻
線n₁を経て流れる。この結果、二次巻線n₂のダイ
オードD₁に接続された側の端子の電圧が増大す
る。順方向インターバル中正になる二次巻線n₂の
端子とトランジスタT₁のベースとの間に配置さ
れた抵抗R₄及びR₅とコンデンサC₁を具える正帰
還ループによりトランジスタT₁に一層大きなベ
ース電流が供給され、これによりトランジスタ
T₁が一層導通状態に駆動される。こうして正帰
還によりトランジスタT₁が急速に飽和状態にさ
れる。順方向インターバル中、この一次電流は時
間の一次関数として増大する。一次電流が抵抗
R₂の抵抗値により決まる所定のレベルになると
制御トランジスタT₂がターンオンしてスイツチ
ングトランジスタT₁がターンオフされる。制御
トランジスタT₂は抵抗R₂による以外の方法で一
次電流の値に応じてターンオンさせることもでき
ること勿論である。トランジスタT₁がターンオ
フして一次電流が零になると、二次巻線n₂の両端
間の電圧の極性が逆転する。このとき二次巻線n₂
のダイオードD₁に接続された側の端子が負にな
るため、ダイオードD₁がターンオンする。この
とき、順方向インターバル中に変成器６に蓄えら
れたエネルギーが電池１１及び１２にダイオード
D₁を経て充電電流としてフライバツクインター
バル中供給される。この電流は時間の一次関数と
して零まで減少し、斯かる後にスイツチングトラ
ンジスタT₁が再びターンオンする。

順方向インターバル中における二次巻線n₂のダ
イオードD₁に接続された側の端子の最大電圧は
入力電圧と変成器の変成比により決まる。比較的
低い入力電圧に対してはツエナーダイオードZ₁は
導通しない。この場合にはスイツチングトランジ
スタのベース電流は巻線n₂の正端子とスイツチン
グトランジスタT₁のベースとの間の電圧差と、
抵抗R₄及びR₅の抵抗値とにより決まる。入力電
圧が増大すると、コンデンサC₁と抵抗R₅の接続
点の電圧がベース電流の増大の結果として増大す
るため、ツエナーダイオードZ₁が特定の入力電圧
においてターンオンする。この場合にはベース電
流はツエナーダイオード電圧とトランジスタT₁
のベース−エミツタ電圧との差と、抵抗R₅の抵
抗値とにより決まる。入力電圧が更に増大する
と、さもなければ更に増大するベース電流がツエ
ナーダイオードZ₁を経てトランジスタT₁のエミ
ツタに流出される。これがため、トランジスタ
T₁のベース電流は一定に維持されるため、スイ
ツチングトランジスタT₁の入力電圧の増大時に
更に強く飽和状態にされることはない。これによ
り入力電圧の増大時にターンオフ遅延が増大する
ことは起こり得ない。従つて、回路の出力電流は
電池１１及び１２並びに電子回路を損傷し得ない
範囲内に維持される。

ツエナーダイオードZ₁は上述のベース電流補償
に加えて別の利点を有する。順方向インターバル
中はコンデンサC₁の二次巻線n₂に接続された側の
端子がトランジスタT₁のベースに接続された側
の端子に対し正になる。フライバツクインターバ
ルの開始時に、二次巻線n₂の端子電圧の極性が逆
転して巻線n₂のダイオードD₁に接続された側の
端子の電圧が負になる。このときトランジスタ
T₁のベース電圧もコンデンサC₁を経て負になり、
その結果として次の順方向インターバルにおける
始動に一層時間がかかることになる。しかし、こ
のことはフライバツク期間中ツエナーダイオード
Z₁によりコンデンサC₁と抵抗R₅との接続点を電
池電圧により１ダイオード電圧だけ低い電圧にク
ランプすることにより避けられる。

スイツチS₁及びS₂を閉じると、回路は直流モー
タＭのための直流電流を直接供給する。抵抗R₃
を抵抗R₂と並列に配置してあるため、一層大き
な一次電流において制御トランジスタT₂がター
ンオンし、スイツチングトランジスタT₁がター
ンオフする。この状態では回路は一層大きな出力
電流を供給する。その他の点では回路は同様に動
作する。

第２図は本発明の第２実施例の電源回路を示
す。第１図と同一の部分は同一の符号で示してあ
る。本例は第１図に示す例と、負荷１０をスイツ
チングトランジスタのエミツタ回路内に配置しな
いでこのエミツタ回路とは別個に配置した点が相
違する。本例ではトランジスタT₁のエミツタを
抵抗R₂を経て負入力電圧端子に接続する。スイ
ツチS₂により抵抗R₃を抵抗R₂と並列に接続する
ことができるようにする。電池１１及び１２を二
次巻線n₂とダイオトーD₁の直列接続と並列に接
続する。スイツチS₂と同時に駆動されるスイツチ
S₁により直流モータＭを電池１１及び１２と並列
に接続することができるようにする。同様に抵抗
R₄及びR₅とコンデンサC₁を含む正帰還ループを
順方向インターバル中に正になる巻線n₂の端子と
トランジスタT₁のベースとの間に配置する。ツ
エナーダイオードZ₁を抵抗R₅とコンデンサC₁と
の接続点とトランジスタT₁のエミツタとの間に
配置してベース電流補償を与える。本例回路はフ
ライバツクインターバル中にツエナーダイオード
Z₁がトランジスタT₁のベースを電池電圧より１
ダイオード電圧だけ低い電圧にクランプしない点
を除いて第１図の回路と同様に動作する。

入力電圧に対する出力電流の依存性は上述のベ
ース電流補償手段により、出力電流が回路の正し
い動作のための所望の範囲内に維持される程度ま
で低減させることができることが確かめられた。
更に、本発明電源回路は、ベース電流補償に加え
て、入力電圧の増大時におけるスイツチングトラ
ンジスタT₁のスイツチング周波数の増大の補償
を与えることができる。第３図は斯かる補償手段
を具える電源回路を示し、本例電源回路は極めて
良好な主電源電圧補償特性を有する出力電流を供
給する。第１図と同一の部分は同一の符号で示し
てある。本例では制御トランジスタT₂のベース
回路内にベース−エミツタ電圧増倍器を配置し、
これはベースとエミツタとの間に抵抗R₆を具え
ると共にベースとコレクタとの間に抵抗R₇具え
るトランジスタT₃から成る。トランジスタT₃の
ベースを高い抵抗値を有する抵抗R₈を経て正入
力電圧端子に接続する。更に、抵抗R₉をトラン
ジスタT₃のエミツタと負入力電圧端子との間に
配置する。抵抗R₈，R₆及びR₉による分圧により
抵抗R₆の両端間及び従つてトランジスタT₃のベ
ース−エミツタ接合間に入力電圧依存電圧を生じ
させる。

上記増倍器両端間の電圧はトランジスタT₃の
ベース−エミツタ接合間の電圧の分数倍になり、
その分数値は抵抗R₇及びR₆の抵抗値の比により
決まる。制御トランジスタT₂を導通状態に駆動
する抵抗R₂の両端間の電圧値はトランジスタT₂
及びT₃の導通時にトランジスタT₂のベース−エ
ミツタ接合間及び増倍器T₃，R₆及びR₇の両端間
に発生する電圧の和から増倍器T₃，R₆及びR₇の
入力電圧依存バイアス値を差引いた値に等しい。
これがため一次電流がスイツチオフされるレベル
は入力電圧の増大につれて減少する。これは入力
電圧の増大に応答してスイツチングトランジスタ
T₁のスイツチング周波数が増大する結果生ずる
出力電流の増大を補償する。その他の点ではこの
回路は第１図に示す回路と同様に動作する。

第４図は等しく設計した第１図及び第３図に示
す回路の出力電流I₀を主電源電圧の関数としてプ
ロツトしてある。特性及びは第１図の回路の
場合の負荷電流及びモータ電流をそれぞれ示し、
特性及びは第３図の示す回路の場合の負荷電
流及びモータ電流をそれぞれ示す。特性及び
から明らかなように、ベース電流補償が本例では
約120〜130Vの入力電圧値において作用し始め、
出力電流の変化がこの電圧値より高い入力電圧範
囲において、この電圧値より低い入力電圧範囲の
ときよりも小さくなる。特性及びから明らか
なようにベース電流補償とスイツチング周波数補
償の組合わせによれば、入力電圧に対する出力電
流の一層小さな変化が得られる。

第５図は、第３図に示す回路から導出した第３
図の変形例の回路を示す。第３図と同一の部分は
同一の符号で示してある。本例回路は第３図に示
す回路と、トランジスタT₃のベースを抵抗R₈を
経て正入力電圧端子に接続しないと共に抵抗R₉
をトランジスタT₂のベース−エミツタ接合間に
配置しないので、コンデンサC₆を抵抗R₇の両端
間に配置する点が相違いする。既に説明したよう
に、抵抗R₂の両端間電圧は比較的高い入力電圧
のときよりも比較的低い入力電圧のときのほうが
ゆつくり増大する。このことはこの抵抗両端間の
電圧の周波数が入力電圧の増大につれて増大する
ことを意味する。抵抗R₇の両端間のコンデンサ
C₆は比較的低い周波数に対して高いインピーダ
ンスを構成すると共に比較的高い周波数に対して
短格回路を構成する。この結果として増倍器T₃，
R₆，R₇の両端間電圧は入力電圧の増大につれて
減少するため、制御トランジスタT₂が一次電流
の減少レベルでターンオンされ、従つてスイツチ
ングトランジスタT₁が減少レベルでターンオフ
される。この結果、ベース電流補償に加えてスイ
ツチング周波数増大の補償が得られる。

第６図はベース電流補償手段とスイツチング周
波数補償手段の組合わせにより満足な主電源電圧
に補償を与えるようにした本発明の他の実施例の
電源回路を示す。第１図と同一の部分は同一の符
号で示してある。本例ではスイツチングトランジ
スタT₁のエミツタ回路内に一次電流測定用の抵
抗R₂を設けない。抵抗R₁₀とコンデンサC₇の直列
接続を二次巻線n₂とダイオードD₁との接続点と
負入力電圧端子との間に配置する。抵抗R₁₁及び
R₁₂具える分圧器をコンデンサC₇の両端間に配置
すると共にそのタツプを制御トランジスタT₂の
ベースに接続する。コンデンサC₈をスイツチS₁
と同時に駆動されるイツチS₂によりコンデンサ
C₇と並列に接続し得るようにする。本例回路の
動作を、２種類の主電源電圧について順方向イン
ターバル中の一次電流とコンデンサC₇両端間の
電圧の変化を時間の関数として示す第７図を参照
して説明する。第１の主電源電圧V₁に対しては
順方向インターバル中の一次電流は図の特性に
従つて増大する。一次電流が増大するにつれて二
次巻線の両端間電圧がコンデンサC₇を充電する。
コンデンサC₇の電圧は特性に従つて変化する。
一次電流は、コンデンサC₇の電圧が制御トラン
ジスタT₂を分圧器R₁₁，R₁₂を経てターンオンし
トランジスタT₁をターンオフするレベルに到達
する瞬時t₁にスイツチオフされる。電圧V₁の約２
倍の第２の主電源電圧V₂に対しては順方向イン
ターバル中の一次電流は特性に示すように２倍
の速さで増大する。これがため、二次電圧が２倍
になるため、コンデンサC₇も特性で示すよう
に速い速度で充電される。しかし、コンデンサ
C₇の充電は非直線的に行われるため、コンデン
サC₇の電圧は入力電圧V₁の場合に必要さとされ
る時間の半分より短い時間内に一次電流がスイツ
チオフされるレベルに到達する。本例ではこの時
間t₂はt₂＝0.4t₁である。これがため、入力電圧V₂
のときの一次電流の最大値は入力電圧V₁のとき
より小さくなる。トランジスタT₂が導通する時
間は入力電圧の増大につれて直線的に減少するか
ら、一次電流の最大値は入力電圧の増大につれて
減少する。これは出力電流に及ぼすスイツチング
周波数の増大の影響を補償する。一次電流をスイ
ツチオフするコンデンサC₇の電圧レベルは制御
トランジスタT₂のエミツタ回路内に配置した抵
抗により調整することができる。

本発明は上述した実施例にのみ限定されるもの
でなく、多くの変更や変形を加え得るものである
こと勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の電源回路を示す
回路図、第２図は本発明の第２実施例の電源回路
を示す回路図、第３図は本発明の第３実施例の電
源回路を示す回路図、第４図は第１図及び第３図
に示す回路の主電源電圧−出力電流特性を示すグ
ラフ、第５図は本発明の第４実施例の電源回路を
示す回路図、第６図は本発明の第５実施例の電源
回路を示す回路図、第７図は第６図に示す回路の
動作説明用特性曲線図である。１，２……入力端子、３……整流器ブリツジ、
４……平滑フイルタ、６……変成器、n₁，n₂……
一次、二次巻線、１０……負荷、１１，１２……
電池、Ｍ……直流モータ、S₁，S₂……スイツチ、
T₁……スイツチングトランジスタ、T₂……制御
トランジスタ、R₁……始動抵抗、R₂……一次電
流測定抵抗、D₁……ダイオード、R₄，C₁，R₅…
…正帰還ループ、Z₁……ベース電流補償用ツエナ
ーダイオード、T₃，R₆，R₇……ベース−エミツ
タ電圧倍増器、R₈，R₉……分圧抵抗、C₆，C₇，
C₈……コンデンサ、D₂，Z₂……過渡電圧阻止回
路。

Claims

【特許請求の範囲】１種々の値の入力電圧で負荷を給電する電源回
路であつて、一次巻線と二次巻線を有する変成器
を具え、その一次巻線をスイツチングトランジス
タの主電流通路と直列に、入力電圧が供給される
２端子間に配置し、前記スイツチングトランジス
タは入力電圧に比例する電流に応答する制御トラ
ンジスタによりターンオフされるようにし、且つ
前記二次巻線をダイオードと直列にして負荷と並
列に配置すると共に、該二次巻線の一端と前記ス
イツチングトランジスタのベースとの間に、第１
抵抗とコンデンサを直列に含む正帰還ループを配
置して成る自励発振電源回路において、前記正帰
還ループに前記コンデンサ及び第１抵抗と直列に
第２抵抗を含め、前記第１抵抗と該第２抵抗との
間の接続線上の一点と、前記スイツチングトラン
ジスタの主電流通路の、前記一次巻線側とは反対
側の端子との間にツエナーダイオードを配置する
と共に、前記コンデンサが前記第１抵抗と第２抵
抗との間の接続線上の一点と前記二次巻線との間
を直流分離するようにしてあることを特徴とする
自励発振電源回路。２特許請求の範囲第１項に記載の電源回路にお
いて、当該回路はスイツチングトランジスタを入
力電圧の増大につれて減少する一次巻線電流の値
においてターンオフさせる補償手段を含むことを
特徴とする自励発振電源回路。３特許請求の範囲第２項に記載の電源回路にお
いて、前記補償手段はスイツチングトランジスタ
の主電流通路と直列に一方の入力電圧端子へと接
続された第３抵抗を具え、該第３抵抗を別のトラ
ンジスタのコレクタ−エミツタ通路を経て前記制
御トランジスタの制御電極に結合し、該別のトラ
ンジスタのベースをそれぞれ第４抵抗及び第５抵
抗を経てそのコレクタ及びエミツタにそれぞれ接
続すると共に第６抵抗を経て他方の入力電圧端子
に接続し、且つ前記制御トランジスタの制御電極
を第７抵抗を経て一方の入力電圧端子に接続して
あることを特徴とする自励発振電源回路。４特許請求の範囲第２項に記載の電源回路にお
いて、スイツチングトランジスタの主電流通路と
直列に一方の入力電圧端子へと接続された第３抵
抗を具え、該第３抵抗を別のトランジスタのコレ
クタ−エミツタ通路を経て前記制御トランジスタ
の制御電極に結合し、該別のトランジスタのベー
スをそれぞれ第４抵抗及び第５抵抗を経てそのコ
レクタ及びエミツタにそれぞれ接続し、且つ第２
コンデンサを前記第４抵抗と並列に配置してある
ことを特徴とする自励発振電源回路。５特許請求の範囲第２項に記載の電源回路にお
いて、前記二次巻線の前記一端を第３抵抗と第２
コンデンサの直列接続を経て一方の入力電圧端子
に接続し、前記第３抵抗と前記第２コンデンサと
の接続点を前記制御トランジスタの制御電極に結
合してあることを特徴とする自励発振電源回路。６特許請求の範囲第５項に記載の電源回路にお
いて、前記制御トランジスタの制御電極を前記第
２コンデンサと並列に配置された分圧器のタツプ
に接続してあることを特徴とする自励発振電源回
路。７特許請求の範囲第１項〜第６項の何れかに記
載の電源回路において、負荷は前記スイツチング
トランジスタの主電流通路と直列に配置してある
ことを特徴とする自励発振電源回路。