JPH0584119B2 - - Google Patents
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- JPH0584119B2 JPH0584119B2 JP58126170A JP12617083A JPH0584119B2 JP H0584119 B2 JPH0584119 B2 JP H0584119B2 JP 58126170 A JP58126170 A JP 58126170A JP 12617083 A JP12617083 A JP 12617083A JP H0584119 B2 JPH0584119 B2 JP H0584119B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- level
- output
- original signal
- speaker
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers
- H04R3/04—Circuits for transducers for correcting frequency response
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、スピーカ駆動装置に関するものであ
る。
る。
一般に小形のスピーカなどでは、再生音の低域
周波数成分のレベルが他の周波数成分のそれに比
し、低いという特性をもつているので、これを改
善するため、スピーカの再生音の周波数特性が高
域のみならず低域においてもほゞ平坦な特性とな
るように、スピーカを駆動する駆動装置（具体的
には原信号のアンプ）の側に、原信号に含まれる
低域周波数成分の振幅を増幅してやるためのブー
スト回路を設けることが実用化されている。
周波数成分のレベルが他の周波数成分のそれに比
し、低いという特性をもつているので、これを改
善するため、スピーカの再生音の周波数特性が高
域のみならず低域においてもほゞ平坦な特性とな
るように、スピーカを駆動する駆動装置（具体的
には原信号のアンプ）の側に、原信号に含まれる
低域周波数成分の振幅を増幅してやるためのブー
スト回路を設けることが実用化されている。
第１図はかかる従来のブースカ回路を示す回路
図である。同図において、入力端子１から出力端
子２に至る回路部分が低域ブースト回路Ａを構成
しており、かかる回路Ａは一般にスピーカ５を駆
動するパワーアンプ４の前後に設けられる。
図である。同図において、入力端子１から出力端
子２に至る回路部分が低域ブースト回路Ａを構成
しており、かかる回路Ａは一般にスピーカ５を駆
動するパワーアンプ４の前後に設けられる。
回路Ａにおいては、３はオペアンプ（オペレー
シヨナル・アンプリフアイア）、６はブースト量
を決める可変抵抗器、７はコンデンサ、８は抵抗
器である。低域ブーストに際してのターンオーバ
周波数tは次の(1)式で決定される。
シヨナル・アンプリフアイア）、６はブースト量
を決める可変抵抗器、７はコンデンサ、８は抵抗
器である。低域ブーストに際してのターンオーバ
周波数tは次の(1)式で決定される。
t＝１／2πCR ……(1)
ここで、Ｃはコンデンサ７の静電容量、Ｒは抵
抗器８の抵抗値である。
抗器８の抵抗値である。
この低域ブースト回路Ａを用いると、スピーカ
駆動電圧の周波数特性は第２図ａにおいて１０か
ら１０′へと移行し（なお、tがターンオーバ周
波数）、スピーカの音圧周波数特性は９から９′へ
と移行して低音再生の周波数範囲が拡大される。
駆動電圧の周波数特性は第２図ａにおいて１０か
ら１０′へと移行し（なお、tがターンオーバ周
波数）、スピーカの音圧周波数特性は９から９′へ
と移行して低音再生の周波数範囲が拡大される。
ところが、第２図ｂに示す様に、電圧レベルの
低い小出力時における周波数特性１０′において
KdBの低域ブーストを実施した場合、そればそ
のまま電圧レベルの高い大出力時に移行すると、
周波数特性１０″に見られるように、KdBだけ前
もつてブーストされている低域がパワーアンプ４
の飽和電圧レベル１１に先に達してしまい、低域
を除く電圧レベルはKdBの余裕を残しながらそ
れ以上の電圧レベルには達し得ないため、KdB
だけダイナミツクレンジが減少してしまう結果に
なると言う欠点がある。
低い小出力時における周波数特性１０′において
KdBの低域ブーストを実施した場合、そればそ
のまま電圧レベルの高い大出力時に移行すると、
周波数特性１０″に見られるように、KdBだけ前
もつてブーストされている低域がパワーアンプ４
の飽和電圧レベル１１に先に達してしまい、低域
を除く電圧レベルはKdBの余裕を残しながらそ
れ以上の電圧レベルには達し得ないため、KdB
だけダイナミツクレンジが減少してしまう結果に
なると言う欠点がある。
たとえば10dB低域ブーストするものとすると、
100Wのパワーアンプを用いても飽和が生じない
パワー値は10dBの余裕を残す都合上、10Wにな
り、著しく非効率的である。このため、逆に低域
ブースト量を大きくすることが難しくなり、従つ
て低音再生の周波数範囲の拡大効果も不十分にな
るという欠点があつた。
100Wのパワーアンプを用いても飽和が生じない
パワー値は10dBの余裕を残す都合上、10Wにな
り、著しく非効率的である。このため、逆に低域
ブースト量を大きくすることが難しくなり、従つ
て低音再生の周波数範囲の拡大効果も不十分にな
るという欠点があつた。
本発明は、上述のような従来技術における欠点
を除去するためになされたものであり、従つて本
発明の目的は、スピーカを駆動するパワーアンプ
のダイナミツクレンジを損なうことなしに、低音
再生の周波数範囲の拡大を可能にしたスピーカ駆
動装置を提供することにある。
を除去するためになされたものであり、従つて本
発明の目的は、スピーカを駆動するパワーアンプ
のダイナミツクレンジを損なうことなしに、低音
再生の周波数範囲の拡大を可能にしたスピーカ駆
動装置を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明によるスピー
カ駆動装置では、低域の入力信号レベルを用い
て、スピーカ駆動用パワーアンプの入力信号の増
幅に関与するVCA（電圧制御増幅器）のゲインま
たは、VCR（電圧制御抵抗器）の抵抗値を制御す
ることにより、低域ブースト量を入力信号レベル
の大小に応じて自動的に可変できる構成としたも
のである。
カ駆動装置では、低域の入力信号レベルを用い
て、スピーカ駆動用パワーアンプの入力信号の増
幅に関与するVCA（電圧制御増幅器）のゲインま
たは、VCR（電圧制御抵抗器）の抵抗値を制御す
ることにより、低域ブースト量を入力信号レベル
の大小に応じて自動的に可変できる構成としたも
のである。
この結果、スピーカ駆動電圧の周波数特性は第
３図ａに示した様に、電圧レベルが高くなるにつ
れて、１２から１２′さらに１２″へと移行し、か
かる周波数特性に見られるように、低域ブースト
量が周波数特性１２のとき最大であつたものが、
１２′のときは減少し、１２″に至つては零にまで
減じていることが認められるであろう。このよう
にすると、電圧レベルの高いときにおいても、ダ
イナミツクレンジの損失は発生しない。
３図ａに示した様に、電圧レベルが高くなるにつ
れて、１２から１２′さらに１２″へと移行し、か
かる周波数特性に見られるように、低域ブースト
量が周波数特性１２のとき最大であつたものが、
１２′のときは減少し、１２″に至つては零にまで
減じていることが認められるであろう。このよう
にすると、電圧レベルの高いときにおいても、ダ
イナミツクレンジの損失は発生しない。
他方、このときのスピーカの出力音圧の周波数
特性は、第３図ｂに示した様に１３から１３′さ
らに１３″へと変化する。すなわち、音圧レベル
の低い小出力時には、低域ブースト量が大きいの
に伴つて、特性１３に見られるように音圧レベル
の一定な領域が低周波領域にまで大きく拡大する
が、音圧レベルが高くなるに従い、低域ブースト
量が減少してゆくので、音圧レベルの一定な領域
は、特性１３′，１３″に見られる如く、減少して
くる。
特性は、第３図ｂに示した様に１３から１３′さ
らに１３″へと変化する。すなわち、音圧レベル
の低い小出力時には、低域ブースト量が大きいの
に伴つて、特性１３に見られるように音圧レベル
の一定な領域が低周波領域にまで大きく拡大する
が、音圧レベルが高くなるに従い、低域ブースト
量が減少してゆくので、音圧レベルの一定な領域
は、特性１３′，１３″に見られる如く、減少して
くる。
しかし、このように、パワー出力の大小に応じ
て低音特性を変化させても、人間の聴覚のラウド
ネス特性の故に、人間の耳にはそれほど不自然に
は聞こえないものである。音圧レベルが大きくな
るに従つて人間の低音感はそれ以上に増大するか
らである。
て低音特性を変化させても、人間の聴覚のラウド
ネス特性の故に、人間の耳にはそれほど不自然に
は聞こえないものである。音圧レベルが大きくな
るに従つて人間の低音感はそれ以上に増大するか
らである。
次に図を参照して本発明の実施例を説明する。
第４図は本発明の一実施例の示すブロツク図であ
る。同図に示す実施例を第１図に示した従来例と
比較すると、入力端子１と出力端子２の間におけ
る回路構成が相違するものである。
第４図は本発明の一実施例の示すブロツク図であ
る。同図に示す実施例を第１図に示した従来例と
比較すると、入力端子１と出力端子２の間におけ
る回路構成が相違するものである。
第４図を参照する。先ず入力端子１より入力さ
れた原信号は２径路に分かれ、一方は直接加算器
１４に、他方はローパスフイルタ（LPF）１５
及びVCA（電圧制御増幅器）１６を経て加算器１
４のもう一方の入力端子に加えられる。すなわ
ち、LPF１５を介して原信号から取り出された
低周波成分がVCA１６により増幅された後、加
算器１４において原信号に加算され（低域ブース
トの実施に相当）、その加算出力が出力端子２を
介してパワーアンプ４に入力される。従つて
VCA１６のゲインを変化させれば低域ブースト
量を変化させることになる。
れた原信号は２径路に分かれ、一方は直接加算器
１４に、他方はローパスフイルタ（LPF）１５
及びVCA（電圧制御増幅器）１６を経て加算器１
４のもう一方の入力端子に加えられる。すなわ
ち、LPF１５を介して原信号から取り出された
低周波成分がVCA１６により増幅された後、加
算器１４において原信号に加算され（低域ブース
トの実施に相当）、その加算出力が出力端子２を
介してパワーアンプ４に入力される。従つて
VCA１６のゲインを変化させれば低域ブースト
量を変化させることになる。
LPF１５におけるゲインを0dBとしたとき、
VCA１６のゲインの変化に対する低域ブースト
量の変化の一例を示すと第５図に示す如くなる。
VCA１６のゲインの変化に対する低域ブースト
量の変化の一例を示すと第５図に示す如くなる。
第５図において、VCAのゲインが負の値から
零に至り、更に正の値へと変化するのにつれて、
低域ブースト量は0dBから次第に上昇してゆくの
が判るであろう。
零に至り、更に正の値へと変化するのにつれて、
低域ブースト量は0dBから次第に上昇してゆくの
が判るであろう。
一方、VCA１６においてその制御入力端子ｋ
に入力される制御電圧Vkとゲインの関係を示す
と第６図ａに示す如くである。すなわち、制御電
圧Vkが、−VLという負の値から次第に上昇して０
に達し、以後、＋VLという正の値に達するのに応
じて、ゲインは直線的に単調増加していることが
認められるであろう。
に入力される制御電圧Vkとゲインの関係を示す
と第６図ａに示す如くである。すなわち、制御電
圧Vkが、−VLという負の値から次第に上昇して０
に達し、以後、＋VLという正の値に達するのに応
じて、ゲインは直線的に単調増加していることが
認められるであろう。
第４図に戻る。本発明の原理によれば、入力端
子１に入力される原信号のレベル（振幅）が高く
なれば（従つてLOF１５の出力レベルが高くな
れば）、低域ブースト量を減らすわけであるから、
VCA１６のゲインは低下させなくてはならない
（つまり制御入力端子ｋに入力される制御電圧Vk
は、減少させなくてはならない）。
子１に入力される原信号のレベル（振幅）が高く
なれば（従つてLOF１５の出力レベルが高くな
れば）、低域ブースト量を減らすわけであるから、
VCA１６のゲインは低下させなくてはならない
（つまり制御入力端子ｋに入力される制御電圧Vk
は、減少させなくてはならない）。
かかる関係を満足する制御電圧Vkを、LPF１
５の出力から作り出す回路が、第４図において破
線で囲んで示した制御電圧作成回路Ｓである。こ
の制御電圧作成回路Ｓは、整流回路１７、リミツ
タ回路１８、積分回路１９、反転回路２０、レベ
ルシフト回路２１、から成るものである。
５の出力から作り出す回路が、第４図において破
線で囲んで示した制御電圧作成回路Ｓである。こ
の制御電圧作成回路Ｓは、整流回路１７、リミツ
タ回路１８、積分回路１９、反転回路２０、レベ
ルシフト回路２１、から成るものである。
第６図ｂは、第４図の制御電圧作成回路Ｓにお
ける各部信号の入力信号振幅に対する変化を示し
たグラフである。
ける各部信号の入力信号振幅に対する変化を示し
たグラフである。
第４図および第６図ｂを参照する。LPF１５
の出力信号Ｉは、整流回路１７により全波整流さ
れ、積分回路１９に入り、直流に変換される。レ
ベルシフト回路２１により、積分回路１９の直流
出力は負電圧方向へとレベルシフトされ第６図ｂ
に示す直線２２の如き特性になる。
の出力信号Ｉは、整流回路１７により全波整流さ
れ、積分回路１９に入り、直流に変換される。レ
ベルシフト回路２１により、積分回路１９の直流
出力は負電圧方向へとレベルシフトされ第６図ｂ
に示す直線２２の如き特性になる。
この積分回路１９の出力を反転回路２０に入力
することにより、反転回路２０の出力特性は第６
図ｂに示した直線２２′となる。次にスピーカの
耐入力を考慮して最大ブースト量を制限するた
め、反転回路２０の出力側にリミツタ回路１８を
設け、第６図ｂに示した折れ線２２″の制御電圧
Vkを得る。各部の回路定数を調整して低周波領
域の入力信号成分のレベルがパワーアンプ飽和レ
ベル１１（第２図ｂ参照）にまで達した時得られ
る制御電圧Vkが、VCA１６がオフ（ゲインが−
∞、換言すればその出力が零）するのに必要な電
圧（−VL）になるようにしておけば、ダイナミ
ツクレンジに余裕を残したまま、パワーアンプ４
において低域の信号成分の飽和が生じることはな
い。
することにより、反転回路２０の出力特性は第６
図ｂに示した直線２２′となる。次にスピーカの
耐入力を考慮して最大ブースト量を制限するた
め、反転回路２０の出力側にリミツタ回路１８を
設け、第６図ｂに示した折れ線２２″の制御電圧
Vkを得る。各部の回路定数を調整して低周波領
域の入力信号成分のレベルがパワーアンプ飽和レ
ベル１１（第２図ｂ参照）にまで達した時得られ
る制御電圧Vkが、VCA１６がオフ（ゲインが−
∞、換言すればその出力が零）するのに必要な電
圧（−VL）になるようにしておけば、ダイナミ
ツクレンジに余裕を残したまま、パワーアンプ４
において低域の信号成分の飽和が生じることはな
い。
第７図は、第４図にブロツク図で示した実施例
の具体的回路例を示した回路図であり、以下に詳
細を説明する。
の具体的回路例を示した回路図であり、以下に詳
細を説明する。
抵抗２３とコンデンサ２４はローパスフイルタ
１５を構成しており、このカツトオフ周波数は前
記(1)式と同一の式で表わされる。A1，A2，A3，
A4はそれぞれオペアンプ（オペレーシヨナル・
アンプリフアイア）である。オペアンプA1はダ
イオード２５，２６と共に両波整流回路１７を構
成している。オペアンプA2は抵抗３０、コンデ
ンサ２９と共に積分回路１９を構成しており、そ
の積分時定数τは次の(2)式で決定される。
１５を構成しており、このカツトオフ周波数は前
記(1)式と同一の式で表わされる。A1，A2，A3，
A4はそれぞれオペアンプ（オペレーシヨナル・
アンプリフアイア）である。オペアンプA1はダ
イオード２５，２６と共に両波整流回路１７を構
成している。オペアンプA2は抵抗３０、コンデ
ンサ２９と共に積分回路１９を構成しており、そ
の積分時定数τは次の(2)式で決定される。
τ＝Ci・Ri ……(2)
但し、Ciはコンデンサ２９の静電容量、Riは抵
抗器３０の抵抗値である。この時定数τは周波数
20Hzの信号が積分される様、十分大きな値にする
ことが好ましい。
抗器３０の抵抗値である。この時定数τは周波数
20Hzの信号が積分される様、十分大きな値にする
ことが好ましい。
抵抗器２７と定電圧源２８は、レベルシフト回
路２１を構成するものであり、オペナプA2の反
転入力側に正の電圧を印加することにより、オペ
アンプA2の出力を負の電圧方向へレベルシフト
することができる。
路２１を構成するものであり、オペナプA2の反
転入力側に正の電圧を印加することにより、オペ
アンプA2の出力を負の電圧方向へレベルシフト
することができる。
オペアンプA3は反転回路２０を構成するもの
であり、そのゲインは0dBとなる様抵抗値を設定
する。ダイオード３１と定電圧源３２は、リミツ
タ回路１８を構成するものであり、制御電圧Vk
は、定電圧源３２によりその上限電圧が制限され
る。オペアンプA4は加算回路１４を構成してお
り、２つの入力がたとえば同一加重割合で出力へ
加算される様に抵抗値を設定する。
であり、そのゲインは0dBとなる様抵抗値を設定
する。ダイオード３１と定電圧源３２は、リミツ
タ回路１８を構成するものであり、制御電圧Vk
は、定電圧源３２によりその上限電圧が制限され
る。オペアンプA4は加算回路１４を構成してお
り、２つの入力がたとえば同一加重割合で出力へ
加算される様に抵抗値を設定する。
次に、本発明の他の実施例を説明する。
第８図は本発明の他の実施例を示すブロツク図
である。同図に示す実施例は、第１図に示した従
来回路と比較して入力端子１と出力端子２の間の
回路構成が相違するものである。
である。同図に示す実施例は、第１図に示した従
来回路と比較して入力端子１と出力端子２の間の
回路構成が相違するものである。
以下、図に従つて詳しく説明する。まず入力端
子１より入力された原信号は２径路に分けられ、
一方は低域ブースト回路A′に、他方はローパス
フイルタ１５′に加えられる。低域ブースト回路
A′は、第１図に示した低域ブースト回路Ａの可
変抵抗器６をVCR（電圧制御抵抗器）３３に置き
換えたものである。ローパスフイルタ１５′以降
の回路は、VCA１６を用いた第４図の実施例の
場合と同様にしてVCR３３の制御信号を作成す
るための回路である。第８図の場合、反転回路は
不要になつている。
子１より入力された原信号は２径路に分けられ、
一方は低域ブースト回路A′に、他方はローパス
フイルタ１５′に加えられる。低域ブースト回路
A′は、第１図に示した低域ブースト回路Ａの可
変抵抗器６をVCR（電圧制御抵抗器）３３に置き
換えたものである。ローパスフイルタ１５′以降
の回路は、VCA１６を用いた第４図の実施例の
場合と同様にしてVCR３３の制御信号を作成す
るための回路である。第８図の場合、反転回路は
不要になつている。
動作は次の通りである。入力端子１より入力さ
れた原信号は、低域ブースト回路A′を通つて低
域ブーストをほどこされた後、出力端子２を介し
てパワーアンプ４に入力される。
れた原信号は、低域ブースト回路A′を通つて低
域ブーストをほどこされた後、出力端子２を介し
てパワーアンプ４に入力される。
回路A′における低域ブースト量はVCR３３に
より可変制御することが可能になつている。そこ
で制御電圧作成回路S′において、LPF１５′を介
して原信号から取り出した低域信号成分を用い
て、そのレベルが高ければ回路A′におけるブー
スト量が小さく、低ければ大きくなるように、
VCR３３の制御電圧Vkを作成してその制御入力
端子ｋに入力するわけである。
より可変制御することが可能になつている。そこ
で制御電圧作成回路S′において、LPF１５′を介
して原信号から取り出した低域信号成分を用い
て、そのレベルが高ければ回路A′におけるブー
スト量が小さく、低ければ大きくなるように、
VCR３３の制御電圧Vkを作成してその制御入力
端子ｋに入力するわけである。
第９図は、第８図にブロツク図で示した実施例
の具体的回路例を示した回路図であり、以下に詳
細を説明する。
の具体的回路例を示した回路図であり、以下に詳
細を説明する。
オペアンプA6は、第１図に示したオペアンプ
３と同様に低域ブースト回路を構成しており、タ
ーンオーバ周波数tはコンデンサ７、抵抗８によ
り前記(1)式で決定され、ブースト量Ｋは、次の(3)
式で決定される。
３と同様に低域ブースト回路を構成しており、タ
ーンオーバ周波数tはコンデンサ７、抵抗８によ
り前記(1)式で決定され、ブースト量Ｋは、次の(3)
式で決定される。
Ｋ＝１＋Rx／Ｒ ……(3)
但し、Rxは、VCR３３の呈する抵抗値、Ｒは
抵抗器８の抵抗器８の抵抗値である。
抵抗器８の抵抗器８の抵抗値である。
第１０図は、VCR３３の呈する相対抵抗値
Rx′（＝Rx／Ｒ）と低域ブースト量Ａとの関係を示 したグラフであり、その関係は第５図におけるの
と同様な曲線で表わされる。VCR３３の呈する
相対抵抗値Rx′は一般に、第１１図ａに示す様に
負から正へと変化する直流制御電圧Vkにより単
調に減少する。
Rx′（＝Rx／Ｒ）と低域ブースト量Ａとの関係を示 したグラフであり、その関係は第５図におけるの
と同様な曲線で表わされる。VCR３３の呈する
相対抵抗値Rx′は一般に、第１１図ａに示す様に
負から正へと変化する直流制御電圧Vkにより単
調に減少する。
従つて、VCR３３の呈する抵抗値を低域入力
信号成分のレベルにより制御するためには、該信
号成分である交流信号を直流信号に変換した後、
更にレベルシフトさせた上で制御入力端子ｋに印
加する必要がある。
信号成分のレベルにより制御するためには、該信
号成分である交流信号を直流信号に変換した後、
更にレベルシフトさせた上で制御入力端子ｋに印
加する必要がある。
第９図のオペアンプA1，A2は交流信号を直流
信号に変換する作用を受けもつ部分であり、第７
図のA1，A2と同一の動作をする。抵抗器２７と
定電圧源２８は第７図のそれと同様、オペアンプ
A2の直流出力を負電圧方向へレベルシフトさせ、
第１１図ｂの直線３８で示した制御電圧Vkを得
るためのレベルシフト回路２１である。
信号に変換する作用を受けもつ部分であり、第７
図のA1，A2と同一の動作をする。抵抗器２７と
定電圧源２８は第７図のそれと同様、オペアンプ
A2の直流出力を負電圧方向へレベルシフトさせ、
第１１図ｂの直線３８で示した制御電圧Vkを得
るためのレベルシフト回路２１である。
ダイオード３１と定電圧源３２は第７図のそれ
と同様、最大ブースト量を制限するためのリミツ
タ回路１８を構成するものであり、定電圧源３２
により下限電圧が制限され、第１１図ｂの直線３
８′で示した如き制御電圧Vkが得られる。
と同様、最大ブースト量を制限するためのリミツ
タ回路１８を構成するものであり、定電圧源３２
により下限電圧が制限され、第１１図ｂの直線３
８′で示した如き制御電圧Vkが得られる。
各部の回路定数を調整して低域入力信号成分が
パワーアンプの飽和レベル１１に達した時、制御
電圧VkがVCR３３の相対抵抗値Rx′が０に十分
近い値になるのに必要な電圧（＋VL′）になる様
にすれば、先の実施例と同様にパワーアンプ４の
ダイナミツクレンジを減少させることはない。
パワーアンプの飽和レベル１１に達した時、制御
電圧VkがVCR３３の相対抵抗値Rx′が０に十分
近い値になるのに必要な電圧（＋VL′）になる様
にすれば、先の実施例と同様にパワーアンプ４の
ダイナミツクレンジを減少させることはない。
オペアンプA5は、コンデンサ３４、コンデン
サ３５、抵抗器３６、抵抗器３７と共に12dB／
0ct（周波数が倍になるとレベルが12dB低下する）
のアクテイブローパスフイルタ１５′を構成して
いる。このローバスフイルタ１５′のカツトオフ
周波数は、低域ブースト回路A′のターンオーバ
周波数に合わせる様に各回路定数を設定する。
サ３５、抵抗器３６、抵抗器３７と共に12dB／
0ct（周波数が倍になるとレベルが12dB低下する）
のアクテイブローパスフイルタ１５′を構成して
いる。このローバスフイルタ１５′のカツトオフ
周波数は、低域ブースト回路A′のターンオーバ
周波数に合わせる様に各回路定数を設定する。
第１２図ａは、本発明によるスピーカ駆動装置
により、キヤビネツト容積10の小型スピーカシ
ステムを駆動した時のスピーカ駆動電圧レベルの
周波数特性を、また第１２図ｂはスピーカからの
出力音圧レベルの周波数特性を、それぞれスピー
カ駆動電力をパラメータとして示している。
により、キヤビネツト容積10の小型スピーカシ
ステムを駆動した時のスピーカ駆動電圧レベルの
周波数特性を、また第１２図ｂはスピーカからの
出力音圧レベルの周波数特性を、それぞれスピー
カ駆動電力をパラメータとして示している。
これらの図に示した特性は、パワーアンプ４と
して100Wのものを使用したときに得られた特性
である。読取時の平均電力が1Wの時においては、
大幅な低域ブーストを実施して低音再生周波数範
囲の大幅な拡大効果が得られており、また最大出
力（100W）まで、パワーアンプのダイナミツク
レンジを減少させることなく、スピーカを駆動で
きるものであることが、これらの図から読み取れ
るであろう。
して100Wのものを使用したときに得られた特性
である。読取時の平均電力が1Wの時においては、
大幅な低域ブーストを実施して低音再生周波数範
囲の大幅な拡大効果が得られており、また最大出
力（100W）まで、パワーアンプのダイナミツク
レンジを減少させることなく、スピーカを駆動で
きるものであることが、これらの図から読み取れ
るであろう。
以上説明したように、本発明によれば、スピー
カ駆動装置において、低域ブースト量を低域入力
信号レベルにより自動的に可変できる構成とした
ので、パワーアンプのダイナミツクレンジを減少
させることなく、大幅に再生周波数範囲を低域の
方へ拡大可能であるという効果がある。また、本
発明により実現される低域の周波数特性は、人間
の聴覚のラウドネス特性を考慮すると人間の耳に
とつて不自然さがなく、充分実用可能なものであ
る。
カ駆動装置において、低域ブースト量を低域入力
信号レベルにより自動的に可変できる構成とした
ので、パワーアンプのダイナミツクレンジを減少
させることなく、大幅に再生周波数範囲を低域の
方へ拡大可能であるという効果がある。また、本
発明により実現される低域の周波数特性は、人間
の聴覚のラウドネス特性を考慮すると人間の耳に
とつて不自然さがなく、充分実用可能なものであ
る。
第１図は従来のスピーカ駆動装置に用いられる
ブースト回路の一例を示した回路図、第２図ａは
従来のスピーカ駆動装置における周波数特性を低
域ブーストを実施した場合としない場合について
示したグラフ、第２図ｂは従来のスピーカ駆動装
置において低域ブーストを実施した場合における
欠点を示すための周波数特性を示したグラフ、第
３図ａは、本発明を実施した場合において周波数
特性が電圧レベルと共に変化する様子を示したグ
ラフ、第３図ｂは同じく再生音声の周波数特性が
音圧レベルと共に変化する様子を示したグラフ、
第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第
５図は第４図の回路において、VCA１６のゲイ
ンを変化させた場合における低域ブースト量の変
化を示したグラフ、第６図ａはVCA１６におけ
る制御電圧とゲインの関係を示したグラフ、第６
図ｂは第４図の制御電圧作成回路Ｓにおける各部
信号の入力信号振幅に対する関係を示したグラ
フ、第７図は、第４図にブロツク図で示した実施
例の具体的回路例を示した回路図、第８図は本発
明の他の実施例を示すブロツク図、第９図は第８
図にブロツク図で示した実施例の具体的回路例を
示した回路図、第１０図は第９図におけるVCR
３３の呈する抵抗値と低域ブースト回路A′の低
域ブースト量の関係を示したグラフ、第１１図ａ
はVCR３３における制御電圧Vkとその呈する相
対抵抗値の関係を示したグラフ、第１１図ｂは
VCR３３に印加される制御電圧Vkと入力信号振
幅の関係を示したグラフ、第１２図ａは、本発明
を実施したときのスピーカ駆動電圧レベルの周波
数特性を示したグラフ、第１２図ｂは同じくスピ
ーカからの出力音圧レベルの周波数特性を示した
グラフ、である。 符号説明、１……入力端子、２……出力端子、
３，A1，A2，A3，A4，A5，A6……オペアンプ、
４……パワーアンプ、５……スピーカ、６……可
変抵抗器、７，２４，２９，３４，３５……コン
デンサ、８，２３，２７，３０，３６，３７……
抵抗器、９，９′，１３，１３′，１３″……スピ
ーカ出力音圧特性、１０，１０′，１０″，１２，
１２′，１２″……スピーカ駆動電圧特性、１１…
…パワーアンプ飽和電圧レベル、１４……加算
器、１５，１５′……ローパスフイルタ、１６…
…VCA（電圧制御増幅器）、１７……整流回路、
１８……リミツタ回路、１９……積分回路、２０
……反転回路、２１……レベルシフト回路、２
２，２２′，２２″……VCAの制御電圧、２５，
２６，３１……ダイオード、２８，３２……定電
圧源、３３……VCR（電圧制御抵抗器）、Ａ，
A′……低域ブースト回路、３８，３８′……VCR
の制御電圧。
ブースト回路の一例を示した回路図、第２図ａは
従来のスピーカ駆動装置における周波数特性を低
域ブーストを実施した場合としない場合について
示したグラフ、第２図ｂは従来のスピーカ駆動装
置において低域ブーストを実施した場合における
欠点を示すための周波数特性を示したグラフ、第
３図ａは、本発明を実施した場合において周波数
特性が電圧レベルと共に変化する様子を示したグ
ラフ、第３図ｂは同じく再生音声の周波数特性が
音圧レベルと共に変化する様子を示したグラフ、
第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第
５図は第４図の回路において、VCA１６のゲイ
ンを変化させた場合における低域ブースト量の変
化を示したグラフ、第６図ａはVCA１６におけ
る制御電圧とゲインの関係を示したグラフ、第６
図ｂは第４図の制御電圧作成回路Ｓにおける各部
信号の入力信号振幅に対する関係を示したグラ
フ、第７図は、第４図にブロツク図で示した実施
例の具体的回路例を示した回路図、第８図は本発
明の他の実施例を示すブロツク図、第９図は第８
図にブロツク図で示した実施例の具体的回路例を
示した回路図、第１０図は第９図におけるVCR
３３の呈する抵抗値と低域ブースト回路A′の低
域ブースト量の関係を示したグラフ、第１１図ａ
はVCR３３における制御電圧Vkとその呈する相
対抵抗値の関係を示したグラフ、第１１図ｂは
VCR３３に印加される制御電圧Vkと入力信号振
幅の関係を示したグラフ、第１２図ａは、本発明
を実施したときのスピーカ駆動電圧レベルの周波
数特性を示したグラフ、第１２図ｂは同じくスピ
ーカからの出力音圧レベルの周波数特性を示した
グラフ、である。 符号説明、１……入力端子、２……出力端子、
３，A1，A2，A3，A4，A5，A6……オペアンプ、
４……パワーアンプ、５……スピーカ、６……可
変抵抗器、７，２４，２９，３４，３５……コン
デンサ、８，２３，２７，３０，３６，３７……
抵抗器、９，９′，１３，１３′，１３″……スピ
ーカ出力音圧特性、１０，１０′，１０″，１２，
１２′，１２″……スピーカ駆動電圧特性、１１…
…パワーアンプ飽和電圧レベル、１４……加算
器、１５，１５′……ローパスフイルタ、１６…
…VCA（電圧制御増幅器）、１７……整流回路、
１８……リミツタ回路、１９……積分回路、２０
……反転回路、２１……レベルシフト回路、２
２，２２′，２２″……VCAの制御電圧、２５，
２６，３１……ダイオード、２８，３２……定電
圧源、３３……VCR（電圧制御抵抗器）、Ａ，
A′……低域ブースト回路、３８，３８′……VCR
の制御電圧。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スピーカを駆動すべき原信号から低域周波数
成分を取り出す手段と、取り出した該低域周波数
成分を増幅する手段と、該増幅手段からの増幅出
力を前記原信号に加算する手段と、該加算手段か
らの加算出力によりスピーカを駆動する手段と、
から成るスピーカ駆動装置において、 前記増幅手段が電圧制御増幅器から成るとき、
該増幅手段におけるゲインを前記原信号のレベル
が高くなれば低く、低くなれば高くなるように、
原信号のレベルに依存して可変制御する手段とし
て、 原信号から取り出した低域周波数成分を整流す
る整流回路と、該整流回路の出力を積分する積分
回路と、該積分回路からの直流出力をレベルシフ
トさせるレベルシフト回路と、レベルシフトされ
た該積分回路からの直流出力を正負反転させる反
転回路と、該反転回路の出力をそのレベルの上限
を制限してから制御電圧として前記電圧制御増幅
器に加えるリミツタ回路と、から成る手段を具備
したことを特徴とするスピーカ駆動装置。 ２ スピーカを駆動すべき原信号から低域周波数
成分を取り出す手段と、取り出した該低域周波数
成分を増幅する手段と、該増幅手段からの増幅出
力を前記原信号に加算する手段と、該加算手段か
らの加算出力によりスピーカを駆動する手段と、
から成るスピーカ駆動装置において、 前記増幅手段が、電圧制御抵抗器の可変抵抗値
によりそのゲインを制御される増幅器から成ると
き、前記増幅手段におけるゲインを前記原信号の
レベルが高くなれば低く、低くなれば高くなるよ
うに、原信号のレベルに依存して可変制御する手
段として、 原信号から取り出した低域周波数成分を整流す
る整流回路と、該整流回路の出力を積分する積分
回路と、該積分回路からの直流出力をレベルシフ
トさせるレベルシフト回路と、レベルシフトされ
た該積分回路からの出力をそのレベルの下限を制
限してから制御電圧として前記電圧制御抵抗器に
加えるリミツタ回路と、から成る手段を具備した
ことを特徴とするスピーカ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12617083A JPS6019397A (ja) | 1983-07-13 | 1983-07-13 | スピ−カ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12617083A JPS6019397A (ja) | 1983-07-13 | 1983-07-13 | スピ−カ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6019397A JPS6019397A (ja) | 1985-01-31 |
| JPH0584119B2 true JPH0584119B2 (ja) | 1993-11-30 |
Family
ID=14928410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12617083A Granted JPS6019397A (ja) | 1983-07-13 | 1983-07-13 | スピ−カ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6019397A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62171300A (ja) * | 1986-01-23 | 1987-07-28 | Fujitsu Ten Ltd | 音響機器の騒音補償装置 |
| JPH0722436B2 (ja) * | 1986-01-27 | 1995-03-08 | 松下電器産業株式会社 | 音響再生装置 |
| JPH07103734B2 (ja) * | 1986-12-12 | 1995-11-08 | アイシン精機株式会社 | 車上開口覆材の施錠装置 |
| JPH0767198B2 (ja) * | 1987-06-17 | 1995-07-19 | 富士通テン株式会社 | 音響機器の騒音補償装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0139034Y2 (ja) * | 1980-05-12 | 1989-11-21 |
-
1983
- 1983-07-13 JP JP12617083A patent/JPS6019397A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6019397A (ja) | 1985-01-31 |
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