JPH0589396A - 接地電位差補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】信号を授受する二回路部間の内部接地電位差を
補償する接地電位差補償回路を提供する。 【構成】本発明の接地電位差補償回路では、次段回路部
８００の接地電位Ｖ_G2が前段回路部７００に伝送され、
前段回路部７００の補正回路（６００、２６、２７、２
８、２９）は、次段回路部８００の接地電位Ｖ_G1を信号
電圧Ｖ_O に所定比率で重畳して次段回路部８００の信号
入力端に出力する。この結果、次段回路部８００は、接
地電位Ｖ_G1、Ｖ_G2の変動に影響されることなく、入力さ
れるアナログ信号電圧を処理する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、二回路部間の信号授受
に際して両回路部間の内部接地電位差を補償する接地電
位差補償回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】特開昭６３−１９１０２３号公報は、内
燃機関に付設されたエアフロ−メ−タの内部接地電位
と、その出力信号電圧を受け取ってＡ／Ｄ変換するＡ／
Ｄ変換器の接地電位との差を補償するために、エアフロ
−メ−タ装置の出力信号電圧及び内部接地電位を所定の
比率でＡ／Ｄ変換器の入力端に入力している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記した
接地電位差補償方式では、Ａ／Ｄ変換器の出力信号は、
ｋ×Ｖｇ＋（Ｖａ−Ｖｃ）、（ｋは比例定数、Ｖａはエ
アフロ−メ−タ装置の内部接地電位、ＶｃはＡ／Ｄ変換
器の内部接地電位、Ｖｇはエアフロ−メ−タ装置の内部
接地電位Ｖａを基準とする出力信号電圧）に比例し、依
然としてＡ／Ｄ変換器の出力信号は、両内部接地電位差
（Ｖａ−Ｖｃ）だけオフセットを生じてしまう。

【０００４】したがって本発明の目的は、信号を授受す
る二回路部間の内部接地電位差を補償する接地電位差補
償回路を提供することを目的としている。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明の接地電位差補償
回路は、それぞれの内部接地ラインが共通の外部接地点
にそれぞれの接地抵抗を介して接続される前段回路部及
び次段回路部と、前記前段回路部の信号出力端と前記次
段回路部の信号入力端とを接続するアナログ信号ライン
と、前記次段回路部の前記内部接地ラインを前記前段回
路部の次段接地電位入力端に接続する接地電位帰還ライ
ンとを備え、前記前段回路部は、前記次段回路部の接地
電位を前記前段回路部の信号電圧に所定比率で重畳して
前記信号出力端に出力する補正回路を備えることを特徴
としている。

【０００６】補正回路は、前段回路部の信号出力端に直
接又は他の回路を介して前記補償済みの出力信号電圧を
出力することができる。好適な態様において、補正回路
は、信号出力端に次段回路部の接地電位を所定比率で加
算する加算回路により構成され、例えば、信号電圧と次
段回路部の接地電位とをほぼ１：１の割合で加算する加
算回路が採用できる。

【０００７】

【発明の作用および効果】本発明の接地電位差補償回路
では、次段回路部の接地電位が前段回路部に伝送され、
前段回路部の補正回路は、次段回路部の接地電位を信号
電圧に所定比率で重畳して次段回路部の信号入力端に出
力する。これにより、前段回路部及び次段回路部の接地
電位の変動及び両接地電位の電位差は完全に又は必要な
だけキャンセルされる。

【０００８】以上説明したように、この接地電位差補償
回路では、前段回路部の補正回路が信号電圧に次段回路
部の接地電位を所定比率で重畳しているので、次段回路
部は前段回路部及び次段回路部の接地電位の変動及び両
接地電位の電位差の影響を排除したアナログ信号電圧を
処理することができ、また、前段回路部の信号電圧はも
ともと前段回路部の接地電位を基準として創成されてい
るので、前段回路部の接地電位の変動に影響されず、そ
の結果として両回路間の接地電位差により次段回路部の
信号電圧が変動するのが防止される。

【０００９】

【実施例】本発明の一実施例として、車両内燃機関の吸
入空気量を検出するエアフロ−センサが検出したアナロ
グ信号をエンジンコントロ−ルユニット（以下、ＥＣＵ
という）に伝送する回路装置を図１の要部ブロック図、
図２及び図３の回路図により説明する。

【００１０】まず、図１により本実施例の特徴を説明す
る。７００はエアフロ−メ−タ装置（前段回路部）であ
り、８００はＥＣＵ（次段回路部）である。７０１はエ
アフロ−メ−タ装置７００の主回路部、７０２は主回路
部７０１から出力される信号電圧Ｖｏを補正して出力信
号電圧ＶｏｕｔとしてＥＣＵ８００に出力する補正回
路、７０３はエアフロ−メ−タ装置の内部接地ライン、
８０１はＥＣＵの内部接地ライン、９０１は接地電位帰
還ライン、９０２はアナログ信号ライン、９０３は信号
出力端、９０４は信号入力端、９０５は次段接地電位入
力端である。補正回路７０２は、オペアンプ６００、抵
抗２６、２７、２８、２９からなる。

【００１１】Ｖ_O は主回路部７０１が出力する信号電
圧、Ｖ_G1は内部接地ライン７０３の電位（接地電位）、
Ｖ_G2は内部接地ライン８０１の電位（接地電位）、Ｖ_IN
は次段接地電位入力端９０５の電位でＶ_G2に等しいとみ
なす。Ｖｏｕｔは信号出力端９０３の電位（出力信号電
圧）、４０は内部接地ライン７０３と共通接地端ｃとの
間の接地抵抗、５０は内部接地ライン８０１と共通接地
端ｃとの間の接地抵抗である。

【００１２】信号電圧Ｖｏは抵抗２６を通じて、Ｖｉｎ
は抵抗２７を通じてオペアンプ６００の＋入力端に入力
され、抵抗２９、２８はオペアンプ６００の増幅率を所
定値に一致させる。オペアンプ６００の出力電圧Ｖｏｕ
ｔはアナログ信号ライン９０２によりＥＣＵ８００の信
号入力端９０４に入力され、ＥＣＵ８００の内部接地ラ
イン８０１の接地電位Ｖ_G2は接地電位帰還ライン９０１
によりエアフロ−メ−タ装置７００の次段接地電位入力
端９０５に入力される。

【００１３】Ｖｏｕｔはバッテリ−１の負極であるＶ_G
を基準とした電圧値で、以下の式（数式１）により表さ
れる。ただし、Ｖ_O は接地電位Ｖ_G1を基準とした電圧値
であり、Ｖ_INは共通接地電位Ｖ_G を基準とした電圧値で
ある。

【００１４】

【数１】 上式（数式１）から、ＥＣＵ８００の接地電位Ｖ_G2を基
準とするＶ_ADを求めると数式２に示すようになる。

【００１５】

【数２】 ここで例えば、Ｒ₂₆＝Ｒ₂₇としてこれをＲ_A と見なし、
Ｒ₂₈＝Ｒ₂₉としてこれをＲ_B と見なすと数式３のように
なる。

【００１６】

【数３】 したがって、数式３においてＶ_IN＝Ｖ_G2であるから、Ｖ
_AD＝Ｖ_O 、すなわちＶ _ADは接地電位Ｖ_G1を基準とする回
路７０１の出力信号電圧Ｖ_O に等しくなる。

【００１７】したがって、ＥＣＵ８００内のＡ／Ｄ変換
器される電圧値Ｖ_ADは、接地電位Ｖ_G1及び接地電位Ｖ_G2
の変動及び相対電位差に影響されることがなく、正確な
流量を知ることができる。なお、上記した図１では抵抗
値Ｒ₂₆＝Ｒ₂₇＝Ｒ_A と見なし、Ｒ₂₈＝Ｒ₂₉＝Ｒ_B とした
が、これらは後付けの抵抗器であり、ばらつきを減らす
ために適宜交換又は変更が可能である。

【００１８】更にこの実施例ではＡ／Ｄ変換される電圧
値Ｖ_ADが接地電位Ｖ_G1及びＶ_G2の影響を両方とも排除す
るものとしたが、変形態様として、電圧値Ｖ_ADが接地電
位Ｖ_G1に多少の割合連動し、Ｖ_G2の影響を排除するも
の、又は逆のもの等、抵抗値Ｒ₂₆、Ｒ₂₇、Ｒ₂₈、Ｒ₂₉を
調節することにより、用途及び必要に応じてＡ／Ｄ変換
電圧Ｖ_ADが受ける接地電位Ｖ_G1又はＶ_G2の影響の度合い
を調節することもできる。

【００１９】以下、本実施例の具体的回路について図２
及び図３を参照して詳細に説明する。１は車載バッテ
リ、２はノイズ除去用コンデンサ、３は抵抗器、４はバ
ッテリの端子が逆接続された時等、装置の電源ラインが
グラウンドに対し負電圧となった場合に後述する感温抵
抗体７の焼損を保護するための保護ダイオ−ドである。

【００２０】５はパワートランジスタであり、エミッタ
フォロワ回路を構成している。６はパワ−トランジスタ
５のベ−ス接続の抵抗器、７、８は感温抵抗体であり、
空気の流路に設置される。また７、８はセラミック等の
絶縁体ボビンに白金線を巻回した同一のものが用いられ
ほぼ同一抵抗値であり、また熱容量、形状等はほぼ同じ
である。７が第１の感温抵抗を、８が第２の感温抵抗を
構成する。

【００２１】９は第１の固定抵抗器で、第１の感温抵抗
体７に流れる電流を電圧として検出する。１０、１１は
抵抗器で、第１の感温抵抗７の両端電圧を分圧するため
の分圧回路を構成する。１２は抵抗器１３、１４はノイ
ズ除去用コンデンサ、１５、１６は抵抗器である。１７
は第２の固定抵抗器、１８は第３の固定抵抗器である。
１９、２０はノイズ除去用コンデンサ、２１は回路保
護用抵抗器、２２、２３は抵抗器、２４、２５は後述す
る基準電圧源１０４の出力電圧Ｖ_ref を分圧するための
分圧抵抗器である。

【００２２】上述した２６〜２９は抵抗器、２０、３０
はノイズ除去用コンデンサ、１００はモノリシックＩＣ
化された回路部分を示し、１０１、１０２、１０３はバ
ッテリ−電圧の過電圧に対してモノリシックＩＣ１００
を保護するためのツェナーダイオ−ドである。１０４は
基準電圧源であり、バンドギャップ型基準電圧源回路で
ある。１０５はオペアンプ、１０６はトランジスタ、１
０７〜１１０はダイオ−ド、１１１、１１２は抵抗器、
１１３はダイオ−ドであり、１０５〜１１３の素子で、
基準電圧源１０４の出力電圧Ｖ_ref を基準として定電圧
電源回路を構成している。

【００２３】２００はボルテ−ジホロワとして使われる
オペアンプの範囲を示す。オペアンプ２００内におい
て、２０１、２０２は抵抗器、２０３、２０４はペアの
ＰＮＰトランジスタ、２０５、２０６はペアのＮＰＮト
ランジスタ、２０７は定電流源、２０８、２０９はペア
のＰＮＰトランジスタ、２１０、２１１はペアの定電流
源、２１２は電流源、２１３、２１４はペアのトランジ
スタ、２１５は位相補償用のコンデンサ、２１６は抵
抗、２１７、２１８は定電流源、２１９は電圧反転増幅
用ＮＰＮトランジスタ、２２０、２２１は抵抗器、２２
２、２２３はＮＰＮトランジスタである。定電流源２０
７、２１０、２１１、２１２、２１７、２１８はＰＮＰ
トランジスタを用いたカレントミラ−回路で構成してい
る。

【００２４】上記素子で構成されるオペアンプ２００
は、オペアンプの出力端子であるトランジスタ２２３の
エミッタが抵抗２０１を介してトランジスタ２０３のベ
−スに接続されてボルテージホロワ回路となっている。
更に、出力トランジスタ２２３のコレクタは抵抗器１５
を介してパワートランジスタ５のエミッタに接続されて
おり、感温抵抗体８に流す電流のほとんどは、このパワ
ートランジスタ５のエミッタより供給されている。

【００２５】３００はオペアンプで、３０１、３０２は
抵抗器、３０３、３０４はペアのＰＮＰトランジスタ、
３０５、３０６は抵抗器で、基準電圧Ｖ_ref を分圧して
おり、オペアンプ３００にオフセット電圧を作用させて
いる。３０７は定電流源、３０８、３０９はペアのＮＰ
Ｎトランジスタ、３１０、３１１はペアのＰＮＰトラン
ジスタ、３１２、３１３はペアの定電流源、３１４は定
電流源、３１５、３１６はペアのトランジスタ、３１７
は位相補償用のコンデンサ、３１８は抵抗器、３１９、
３２０は定電流源、３２１は電圧反転増幅用のＮＰＮト
ランジスタ、３２２〜３２６はＰＮＰトランジスタ、３
２７〜３３１は定電流源である。定電流源３１２、３１
３、３１４、３１９、３２０はＰＮＰトランジスタを用
いたカレントミラ−回路で構成している。

【００２６】４００、５００、６００はオペアンプであ
る。オペアンプ２００、３００と５〜１９の素子で構成
される回路が空気流量計測用のブリッジ回路及びその制
御回路である。オペアンプ４００、５００、６００と２
０〜２９の素子で構成される回路が、ブリッジ回路から
流量と相関を持った電圧として検出される信号電圧Ｖ_M
を増幅して出力するための出力回路である。上述したよ
うに、オペアンプ６００と抵抗器２６〜２９によって接
地電位差を補正するための補正回路を構成している。

【００２７】ＥＣＵ８００は、抵抗器８０１、コンデン
サ８０２、Ａ／Ｄ変換器８０３を内蔵し、抵抗器８０１
及びコンデンサ８０２はＡ／Ｄ変換器８０３の前置ロ−
パスフィルタを構成している。Ａ／Ｄ変換器８０３は、
エアフロ−メ−タ装置７００から出力される流量相関の
アナログ信号電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換し、変換された
デジタル流量相関信号は図示しないマイクロコンピュ−
タ等により、各種演算処理される。

【００２８】４０はエアフロ−メ−タ装置７００の接地
ライン７０３とバッテリ−１の負極端とを接続するワイ
ヤハーネスの抵抗及びコネクタ等の接触抵抗からなる等
価抵抗である。５０はＥＣＵ８００の接地ライン８０１
とバッテリ−１の負極端とを接続するワイヤハーネスの
抵抗及びコネクタ等の接触抵抗からなる等価抵抗であ
る。 （作動）バッテリ１からエアフロ−メ−タ装置７００に
電源電圧Ｖ_b が供給されると、基準電圧電源１０４は基
準電圧であるＶ_ref を出力する。この基準電圧Ｖ_ref は
バンドギャップ型の回路で作られ、約１．２Ｖの温度特
性に優れた高精度な基準電圧である。このＶ_ref 電圧を
基準として、１０５〜１１３で構成される定電圧電源回
路で定電圧Ｖ_CCを作り他の回路の電源として供給してい
る。Ｖ_CCは下記式（数式４）で与えられる。

【００２９】

【数４】 なお、抵抗器１１１、１１２の抵抗値をＲ₁₁₁ ＋Ｒ₁₁₂
とし、１０７〜１１０、１１３のダイオ−ドの順方向電
圧降下電圧をＶ_F としている。ダイオ−ドのＶ_F は−２
０００ｐｐｍ／℃程度の温度依存性をもち、従って上式
からわかるように、Ｖ_CCには温度依存性が付与されてい
る。

【００３０】次にブリッジ回路の作動を説明する。まず
エアフロ−メ−タ装置７００に電源が供給された時のブ
リッジ回路の起動について説明する。オペアンプ３００
の出力部にトランジスタ３２２〜３２６のエミッタホロ
ワ回路を設けることによって、トランジスタ３２１のコ
レクタの電圧に対してトランジスタ３２６のエミッタ電
圧をシフトアップしている。このため、オペアンプ３０
０の入力トランジスタ３０３、３０４のベ−スにかかる
電圧にかかわりなく、出力トランジスタ３２６のエミッ
タの電圧は、トランジスタ３２２〜３２６のエミッタ、
ベ−ス間の順方向電圧降下をＶ_BE1 とすると、最低電圧
値がほぼＶ_BE1 ×５、最大電圧値がほぼＶ_CC＋Ｖ_BE1 ×
５の範囲内に保持される。従って、エアフロ−メ−タ装
置７００に電源電圧が供給されるとオペアンプ３００の
出力電圧は、オペアンプ３００の入力信号状態には関係
無く、必ず上記範囲内の電圧となる。その結果、エミッ
タフォロワ回路を構成するパワートランジスタ５のエミ
ッタ電圧Ｖ_BRは、パワートランジスタ５のベ−ス、エミ
ッタ間の順方向電圧を２Ｖ_BE2 とすると、Ｖ_BRはほぼ、
（５Ｖ_BE1 ー２Ｖ_BE2 ）〜（Ｖ_CC＋５Ｖ_BE1 ー２
Ｖ_BE2 ）の範囲内の電圧となる。ここで常温でＶ_BE1 及
びＶ_BE2 を０．７Ｖと見なせば、Ｖ_BR＝３Ｖ_BE1 〜Ｖ_CC
＋３Ｖ_BE1 ＝２．１〜Ｖ_CC＋２．１（Ｖ）となる。

【００３１】以上の作動によりオペアンプ３００の入力
状態に関係なく前記範囲内のＶ_BRが感温抵抗体７、８を
含むブリッジ回路に印加され、それによりオペアンプ３
００の入力電圧Ｖ_M 、Ｖ_K が発生する。この時はまだ電
源の供給直後のため第１の感温抵抗体７は発熱していな
いから、Ｖ_M ＞Ｖ_K となり、オペアンプ３００の出力電
圧はＶ_CC＋５Ｖ_BE1 、Ｖ_BRはほぼ３Ｖ_BE1 の最大電圧と
なり、トランジスタ５のエミッタ電圧は５Ｖ_BE1 ＋Ｖ_CC
−２Ｖ_BE2 の最大電圧となる。この結果、第１の感温抵
抗体７には最大の電流が通電され、感温抵抗体７は発熱
してその抵抗値が上昇し、電圧Ｖ_M が低下し、Ｖ_M ＝Ｖ
_K となるようにオペアンプ３００がトランジスタ５を制
御する。また起動時など、バッテリ−１の電圧Ｖ_B が通
常使用状態の電圧値よりはるかに高くてもパワートラン
ジスタ５のエミッタ電圧Ｖ_BRがとり得る最大電圧は前述
のＶ_CC＋３Ｖ_BE1 となり、電源Ｖ_B の電圧値によって、
Ｖ_BRの最大値が変わることはない。

【００３２】また、流量計として作動中に何らかの外乱
ノイズによって、ブリッジバランスがくずれてもＶ
_BRは、前記最大電圧以上の電圧になることはない。ま
た、Ｖ_BRの最大電圧はＶ_CC＋３Ｖ_BE1 で示されることか
らわかるように、トランジスタのエミッタ−ベ−ス間の
順方向電圧Ｖ_BEはー２ｍＶ／℃程度の温度特性を有して
いる。このため定電圧電源回路の所で説明した様に、Ｖ
_CCには上記３Ｖ_BEの温度特性をキャンセルするために約
＋６ｍＶ／℃の温度特性を持たせ、それにより電圧Ｖ_BR
の最大値は温度、及び電圧Ｖ_B に影響を受けることなく
ほぼ一定電圧値となっている。また当然ではあるが、流
量計として使用される最大流量時に必要な電圧Ｖ_BRよ
り、前記Ｖ_BRの最大電圧値は高く設定している。

【００３３】次にブリッジ回路起動後の作動について説
明する。ブリッジ回路を構成する主要な部品は、オペア
ンプ２００、３００、トランジスタ５、感温抵抗体７、
８、固定抵抗器９〜１１、１７、１８である。以下、第
１の感温抵抗体７の抵抗値をＲ_H 、第２の感温抵抗体８
の抵抗値をＲ_K 、第１の固定抵抗器９の抵抗値Ｒ₉ 、第
２の固定抵抗器１７の抵抗値をＲ₁₇、第３の固定抵抗器
１８の抵抗値をＲ₁₈、固定抵抗器１０、１１の抵抗値を
Ｒ₁₀、Ｒ₁₁として表わす。また図中のＶ_BR、Ｖ_M 、Ｖ_K
は、その記号の付してある部分の電圧を表わすものであ
る。

【００３４】前述の起動時作動によりブリッジが起動す
ると、次式で示すブリッジ平衡条件式が成立するよう作
動し、安定する。但しＲ_H ＜＜Ｒ₁₀＋Ｒ₁₁とする。

【００３５】

【数５】Ｖ_M ＋Ｖ_OS3 ＝Ｖ_K

【００３６】

【数６】

【００３７】

【数７】

【００３８】

【数８】 故に、数式９のようになる。

【００３９】

【数９】 上式（数式５）においてＶ_OS3 はオペアンプ３００の内
部オフセット電圧であり、Ｖ_OS3 は基準電圧源１０４の
出力であるＶ_ref 電圧を抵抗器３０６、３０５の分圧回
路で分圧したオフセット電圧△Ｖとオペアンプ３００の
内部回路で前記△Ｖ以外に発生するオフセット電圧（Ｖ
_OS3 ’とする）とで、決まり次式（数式１０）となる。

【００４０】

【数１０】Ｖ_OS3 ＝△Ｖ＋Ｖ_OS3 ’ である。このＶ_OS3 ’は主にトランジスタ３０３と３０
４、３０８と３０９、３１０と３１１のそれぞれのペア
性の不整合及び電流源３１２、３１３の不整合によって
生じるオフセット電圧である。Ｖ_OS2 はオペアンプ２０
０の内部オフセット電圧であり、前記Ｖ_OS3 ’と同じ理
由により生ずる。

【００４１】作動説明を簡単にするために、Ｖ_OS2 、Ｖ
_OS3を０（Ｖ）として以下説明する。前述の数式９にお
いてＶ_OS2 、Ｖ_OS3 を０（Ｖ）として式を整理すると、
ブリッジ平衡条件式は次式（数式１１）となる。

【００４２】

【数１１】 数式１１の右辺は空気流路に設置される第２の感温抵抗
体８の抵抗値Ｒ_K と固定抵抗器であるＲ₁₇、Ｒ₁₈、
Ｒ₁₀、Ｒ₁₁で決まる。ここで空気流路に設置される感温
抵抗体７、８はほぼ同一抵抗器でかつ、同一熱容量を持
つ感温抵抗体であるが、第１の感温抵抗体７は自己発熱
しないよう、抵抗器１０、１１の分圧回路とオペアンプ
２００によって、第２の感温抵抗体８の両端に加わる電
圧は、第１の感温抵抗体７の両端に加わる電圧（Ｖ_BRー
Ｖ_M ）の１／１０〜１／２０程度となるように設定して
いる。従って（７）式の右辺は、空気流路を流れる空気
温度によって決まる値となる。

【００４３】一方、左辺のＲ_H ／Ｒ₉ は、Ｒ₉ が第１の
固定抵抗器であるから、前述の右辺の値がＲ_H ／Ｒ₉ に
等しくなるようＲ_H が変化する。Ｒ_H は空気流路に設置
され、Ｒ_H に流れる電流をＩとすると、Ｉ² Ｒ_H の電力
を消費し、発熱する。この発熱電力Ｉ² Ｒ_H は、空気流
路を流れる空気に放熱されるので、この流路を流れる空
気流量が多いか、少ないかによって空気に奪われる熱量
が変わってくる。この様に空気流路に流れる空気流量が
変わっても第１の感温抵抗体７の抵抗値Ｒ_H が変わらな
いよう回路が制御する。つまり空気流量に応じて、前記
Ｉを変化させることにより、Ｉ² Ｒ_H を変化させるＲ_H
が常に所定抵抗値になるように制御される。具体的に
は、回路図中のＶ_BRを変化させることにより、前述のＩ
を変化させる。従ってこの電流Ｉは空気流量に相関を持
った値である。第１の固定抵抗器９の電圧降下電圧（Ｉ
×Ｒ₉ ）としてＩを電圧として検出することにより、空
気流量に相関を持った電圧として検出している。この電
圧Ｖ_M を後述する出力回路にて増幅し補正し、その後、
流量信号電圧Ｖｏｕｔとして他装置すなわちここではＥ
ＣＵ８００に出力する。

【００４４】以上の様に作動するが、第２の感温抵抗体
８の役割について以下詳細説明する。前述で述べた様に
第２の感温抵抗体は空気流路を流れる空気温度を計測し
ているもので自己発熱させない（自己発熱は約１℃以下
が望ましい）ことが必要である。感温抵抗体７、８は白
金線を巻回した抵抗器体であり、その抵抗値は３８００
ｐｐｍ／℃の温度依存性を有している。この感温抵抗体
８によって、感温抵抗体７の抵抗値が流路を流れる空気
温度変化により変化するのを補償しており、これにより
流れる空気温度に関係することなく、流量に相関を持っ
た電圧Ｖ_M を得ている。具体的には、第２の感温抵抗体
８の温度に対し、第１の感温抵抗体７の温度を常に一定
温度高くすれば良い。これは数式８にて、Ｒ₁₇、Ｒ₁₈を
未知数として、具体的温度の２点について連立方程式を
立て、解くことにより、容易に実現できる。また第１、
第２の感温抵抗体７、８の温度差に空気流路を流れる空
気温度に応じて温度依存性を与えることもできる。

【００４５】次にＶ_OS2 、Ｖ_OS3 について説明する。数
式７にブリッジ平衡条件式を示すが、この式を変形し
て、流量に相関を持った電圧Ｖ_M を求めると数式１２の
ようになる。

【００４６】

【数１２】 そこで、Ｖ_OS3 ＝△Ｖ＋Ｖ_OS3 ’を代入し、式を変形す
ると下式（数式１３）となる。

【００４７】

【数１３】

【００４８】数式１３のアンダーラインを引いた項が本
回路構成におけるブリッジ回路の作動に関与する総合オ
フセット電圧Ｖ_OSである。

【００４９】

【数１４】 数式１４からわかるように、オペアンプ３００の内部オ
フセット電圧（Ｖ_OS3 ）の△Ｖ以外のオフセット電圧Ｖ
_OS3 ’とオペアンプ２００の内部オフセット電圧は、相
殺するよう作用す。数式１４で表わされる総合オフセッ
ト電圧の理想はＶ_OS＝△Ｖである。すなわちＶ_OS3’及
びＶ_OS2 は０（Ｖ）が理想であるが、現実的には、オペ
アンプ内のペア素子の不整合等により必ずオフセット電
圧が生じる。モノリシックＩＣ１００内つまり、１チッ
プ上にオペアンプ２００、３００は作られており、また
オペアンプ２００、３００のチップ上への配置、素子サ
イズの最適化等により、Ｖ_OS2 ＝Ｖ_OS3 ’に近づけるこ
とができる。

【００５０】また、このようにして作ったオペアンプ２
００、３００の内部オフセット電圧の温度ドリフトもＶ
_OS2 とＶ_OS3 ’でほぼ同じとなる。ここでＲ₁₈／（Ｒ_K
＋Ｒ₁₇＋Ｒ₁₈）は、抵抗器１０、１１の分圧比でほぼき
まるが、第２の感温抵抗体８の自己発熱が殆ど無視でき
る程度（自己発熱１℃以下）に押さえると０．７〜０．
９の値となる。

【００５１】総合オフセット電圧Ｖ_OS（特に△Ｖ）は、
ブリッジ回路を安定に作動させるために必要であり、正
の電圧でなければならない。Ｖ_OSが負の電圧であるとブ
リッジ回路は不安定となり、発振現象が発生する。すな
わちＶ_OSが負の場合はオペアンプ３００の入力と出力の
関係で見ると正帰還がかかることになり、不安定とな
る。以上の理由によりＶ_OSは正の電圧である必要がある
が、この正のＶ_OSの大、小によってブリッジ回路の応答
性が左右される。具体的は空気流路を流れる空気量が急
激に変化した場合の流量信号であるＶ_M 電圧の応答がＶ
_OSの値によって変わる。総合オフセット電圧Ｖ_OSが大き
いとブリッジ回路ループの負帰還が強くなり応答性は遅
くなる。逆にＶ_OSが小さいほど負帰還は弱くなり応答性
は早くなる。応答性を早くすると過度時にリンギング等
が発生し好ましくない。応答性が遅いと過度時の流量が
計れないので問題となる。そこで総合オフセット電圧Ｖ
_OSの最適化が必要であり、通常このＶ_OSは数ｍＶに設定
する。以上の理由によりＶ_OSはできる限りバラツキの少
ない所定電圧値であることが望ましい。この実施例にお
いては数式１４で示す総合オフセット電圧の誤差要素で
あるオペアンプ２００のオフセット電圧Ｖ_OS2 とオペア
ンプ３００の内部オフセット電圧Ｖ_OS3 ’が相殺するよ
う、作用するのでＶ_OSの誤差を最小限に押さえている。

【００５２】オペアンプ２００の出力トランジスタ２２
３のコレクタは抵抗器１５を介してトランジスタ５のエ
ミッタに接続しており、第２の感温抵抗体８と固定抵抗
器１７、１８の直列回路に流す電流をトランジスタ５の
エミッタから供給している。この直列回路に供給する電
流は抵抗器１０、１１の値によってかわるが数ｍＡ〜数
十ｍＡの電流であり、この電流をＶ_CCから供給しようと
すると抵抗器３の電圧降下が大きくなり、正常に作動で
きるＶ_B 電圧が低下してしまう。またこれを改善するた
めに抵抗器３の抵抗値を下げると、過電圧保護用のツェ
ナーダイオ−ド１０１〜１０３に大電流容量素子が必要
となり、チップサイズの大型化を招き、コストが上が
る。以上のことを避けるためにトランジスタ２２３のコ
レクタを抵抗器１５を介してパワートランジスタ５のエ
ミッタに接続している。抵抗器１５はトランジスタ２２
３の消費電力を減らす（発熱を押さえる）ために挿入し
ているが、別に抵抗器１５はなくても特に問題はない。

【００５３】前述の作動接続でわかる様に、第１の感温
抵抗体７の消費電力は、抵抗器９〜１８、オペアンプ２
００、３００、トランジスタ５等により構成される制御
回路により、帰還制御される。この帰還ループ内には、
以下の電圧増幅回路が介在している。オペアンプ２００
内にはトランジスタ２０５、２０６、２０８、２０９で
構成される差動増幅回路があり、これはトランジスタ２
０３と２０４のそれぞれベ−ス端子電圧の差電圧を電圧
増幅しており、トランジスタ２０９のコレクタ端子に増
幅後の電圧が出力され通常６０ｄＢ程度の増幅度を有し
ている。次にトランジスタ２２１では電圧反転増幅を行
っている。このトランジスタ２２１、１個で通常６０ｄ
Ｂ前後の電圧増幅度を有している。これらの２つの増幅
回路の電源は定電圧源Ｖ_CCに電流源２１０〜２１１、２
１７を介して接続してる。オペアンプ２００内のその他
のトランジスタ２０３、２０４、２１３、２１４、２２
２、２２３はすべてエミッタフォロワ回路を構成してお
り、電圧増幅作用はない（電圧増幅度は１倍）。

【００５４】次にオペアンプ３００はオペアンプ２００
と同様にトランジスタ３０８、３０９、３１０、３１１
で差動増幅回路を、トランジスタ３２１で電圧反転増幅
回路を構成し、それらの電源は電流源３１２〜３１４、
３２０を介して定電圧電源の定電圧Ｖ_CCに接続してい
る。その他のトランジスタ３０３、３０４、３１５、３
１６、３２２〜３２６はエミッタホロワ回路を構成して
おり、電圧増幅作用はない。

【００５５】またパワートランジスタ５はエミッタホロ
ワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。従って帰
還ループ内に介在する電圧増幅回路は前記回路だけであ
り、その電圧増幅回路の電源はすべて定電圧電源Ｖ_CCよ
り供給しているので装置の電源であるＶ_B の電圧が変動
してもＶ_CCは定電圧として一定電圧値であり、Ｖ_BRが変
動することはない。

【００５６】次にバッテリ−１の電圧が低下した場合に
ついて説明する。つまり流量計測するために必要なＶ_BR
電圧に対しバッテリ−１の電圧Ｖ_B は最低何（Ｖ）必要
かについて述べる。抵抗器３の電圧降下電圧をＶ₁ 、抵
抗器６の電圧降下電圧をＶ₂ 、ダーリントン型パワート
ランジスタ５の前段トランジスタのベ−ス、エミッタ間
の順方向電圧降下電圧をＶ_BE1 、後段トランジスタのベ
−ス、エミッタ間の順方向電圧降下電圧をＶ_BE2 、電流
源３３１の電圧降下電圧の最小値をＶ_CE.MINとすると流
量計測に必要なＶ_B 電圧の最電圧値は次式となる。

【００５７】 Ｖ_B ＝Ｖ_BR＋Ｖ_BE2 ＋Ｖ_BE1 ＋Ｖ₂ ＋Ｖ_CE.MIN＋Ｖ₁ ここで、Ｖ_CE.MINは電流源３３１の電圧降下電圧Ｖ_CEの
最小値を意味し、トランジスタ５を正常に作動させるの
に必要なベ−ス電流を電流源１０が出力できる最低電圧
である。電流源の具体的回路を図４に示す。

【００５８】図４における３２７〜３３１のＰＮＰトラ
ンジスタは、図１の電流源３２７〜３３１に相当する。
図４の電流源回路は一般的なカレントミラー回路であ
り、基本電流Ｉ₁ は下式（数式１５）で決まる。

【００５９】

【数１５】 Ｖ_BE350 ：トランジスタ３５０のエミッタ−ベ−ス間順
方向電圧 Ｖ_BE351 ：トランジスタ３５１のエミッタ−ベ−ス間順
方向電圧 上記電流Ｉ₁ がトランジスタ３５０のコレクタ電流とし
て流れ、トランジスタ３２７〜３３１はそれぞれ基本電
流Ｉ₁ をミラーして出力する。トランジスタ３２７〜３
３１の出力する電流値は、バイポーラＩＣの同一チップ
上で回路を構成する場合において、トランジスタ３５０
とトランジスタ３２７〜３３１に同一素子を用いれば各
トランジスタの出力電流は基本電流Ｉ₁と同一電流とな
る。本実施例における電流源３２７〜３３１は同一電流
値の電流源とし、電流源３３１はパワートランジスタ５
のベ−ス電流を供給するものであり、前記他の電流源の
電流に比べ、数十倍の電流値としている。これはトラン
ジスタ３５０の素子面積に対し、トランジスタ３３１の
素子面積を大きくするか、あるいはトランジスタ３５０
と同一素子を並列に何個か接続することにより容易に達
成できる。

【００６０】次に出力回路について説明する。出力回路
はオペアンプ４００、５００、６００と抵抗器２１〜２
９、コンデンサ２０、３０で構成している。抵抗器２
４、２５は基準電圧Ｖ_ref を分圧してボルテ−ジホロワ
としてのオペアンプ４００に入力し、定電圧Ｖ_R （接地
電位Ｖ_G1を基準とする）を作る。定電圧Ｖ_R は抵抗器２
３を介してオペアンプ５００の反転信号入力端に印加さ
れる。オペアンプ５００の非反転信号入力端には流量に
相関を持った電圧として検出される電圧Ｖ_M が印加され
る。

【００６１】非反転増幅器であるオペアンプ５００の出
力信号電圧Ｖ_O は接地ライン７０３の接地電位Ｖ_G1を基
準として作られる（数式１６）

【００６２】

【数１６】 そしてこの出力信号電圧Ｖ_O が抵抗器２６を通じてオペ
アンプ６００の非反転信号入力端に印加される。また、
ＥＣＵ８００の接地ライン８０１の接地電位Ｖ_G2が抵抗
２７を通じてオペアンプ６００の非反転信号入力端に印
加される。

【００６３】そして、オペアンプ６００の出力電圧が抵
抗２１及びコンデンサ２０からなるロ−パスフィルタを
通じてＥＣＵ８００に送られ、ＥＣＵ８００は抵抗８０
９及びコンデンサ８０２からなるロ−パスフィルタを通
じてＥＣＵ８００内のＡ／Ｄ変換器８０３に入力されて
Ａ／Ｄ変換される。なお、コンデンサ３０は抵抗２７と
ともにロ−パスフィルタとして作用する。

【００６４】オペアンプ６００及び抵抗２６、２７、２
８、２９からなる補正回路については図１により詳細説
明したので再度の説明を省略する。ここで、定電圧Ｖ_R
及びＲ₂₂／Ｒ₂₃を調整することにより、個々の素子のば
らつきによるＶ_M 特性のばらつきを低減するとともに、
オペアンプ５００により電圧増幅がなされる。ＥＣＵ８
００内のＡ／Ｄ変換器８０３のＡ／Ｄ変換可能電圧範囲
をできるだけ広く使うよう、Ｖ_OUT 電圧を調整すること
もでき、これにより、Ａ／Ｄ変換時のビット誤差をでき
るだけ小さくすると共に、出力信号電圧Ｖ_{OU T} に重畳す
るノイズ電圧に対するＳ／Ｎ比を大きくすることが可能
になる。

【００６５】なおオペアンプ４００、５００、６００の
内部オフセット電圧や抵抗器２６〜２９の製造上のばら
つき等の影響は、前記Ｖ_R 及びＲ₂₂／Ｒ₂₃の調整をＶ
_OUT の電圧をモニタして調整することにより、ほとんど
無視できる程度に軽減できる。なお、図１の説明では、
簡略化のためにＲ₂₆＝Ｒ₂₇、Ｒ₂₈＝Ｒ₂₉としたが、これ
らの条件を満足しなくてもよく、ただ、ＥＣＵ８００の
Ａ／Ｄ変換器８０３の入力電圧Ｖ_ADがＥＣＵ８００の接
地電位Ｖ_G2に依存しないようにＲ₂₆、Ｒ₂₇、Ｒ₂₈、Ｒ₂₉
を設定すればよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例装置の要部ブロック図

【図２】本発明の一実施例装置を示す部分等価回路図

【図３】本発明の一実施例装置を示す部分等価回路図

【図４】電流源回路を示す等価回路図

【符号の説明】

７００はエアフロ−メ−タ装置 ８００はＥＣＵ、７０２は補正回路 ７０３はエアフロ−メ−タ装置（前段回路部）の内部接
地ライン ８０１はＥＣＵ（次段回路部）の内部接地ライン ９０１は接地電位帰還ライン ９０２はアナログ信号ライン ９０３は信号出力端、 ９０４は信号入力端 ９０５は次段接地電位入力端 ４０は内部接地ライン７０３と共通接地端ｃとの間の接
地抵抗 ５０は内部接地ライン８０１と共通接地端ｃとの間の接
地抵抗

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】それぞれの内部接地ラインが共通の外部接
   地点にそれぞれの接地抵抗を介して接続される前段回路
   部及び次段回路部と、前記前段回路部の信号出力端と前
   記次段回路部の信号入力端とを接続するアナログ信号ラ
   インと、前記次段回路部の前記内部接地ラインを前記前
   段回路部の次段接地電位入力端に接続する接地電位帰還
   ラインとを備え、 前記前段回路部は、前記次段回路部の接地電位を前記前
   段回路部の信号電圧に所定比率で重畳して、前記信号出
   力端に出力する補正回路を備えることを特徴とする接地
   電位差補償回路。