JPH06103995B2 - センサレス方式ブラシレスモータ - Google Patents
センサレス方式ブラシレスモータInfo
- Publication number
- JPH06103995B2 JPH06103995B2 JP1139560A JP13956089A JPH06103995B2 JP H06103995 B2 JPH06103995 B2 JP H06103995B2 JP 1139560 A JP1139560 A JP 1139560A JP 13956089 A JP13956089 A JP 13956089A JP H06103995 B2 JPH06103995 B2 JP H06103995B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- drive
- circuit
- brushless motor
- rotation speed
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 31
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 22
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 10
- 238000012790 confirmation Methods 0.000 claims description 9
- 230000005405 multipole Effects 0.000 claims description 2
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 6
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 6
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- BGPVFRJUHWVFKM-UHFFFAOYSA-N N1=C2C=CC=CC2=[N+]([O-])C1(CC1)CCC21N=C1C=CC=CC1=[N+]2[O-] Chemical compound N1=C2C=CC=CC2=[N+]([O-])C1(CC1)CCC21N=C1C=CC=CC1=[N+]2[O-] BGPVFRJUHWVFKM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000819 phase cycle Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
- H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、駆動磁極位置検出器を省いたセンサレス方式
のブラシレスモータに関する。
のブラシレスモータに関する。
（従来の技術） 近年、ブラシレスモータは広く使用されている。このブ
ラシレスモータにおいて、ホール素子等の駆動磁極位置
検出器を省いた、いわゆるセンサレス方式のブラシレス
モータが公知である。
ラシレスモータにおいて、ホール素子等の駆動磁極位置
検出器を省いた、いわゆるセンサレス方式のブラシレス
モータが公知である。
第６図は、従来のセンサレス方式ブラシレスモータの例
を示すブロック図、第７図は、第６図のモータの動作を
説明する波形図である。
を示すブロック図、第７図は、第６図のモータの動作を
説明する波形図である。
第６図に示すように、従来例のセンサレス方式ブラシレ
スモータ31において、ロータに配置された円板状の駆動
マグネット２に形成された４極の駆動磁極2aと、ステー
タに配置されたこの駆動磁極2aと対向する４相の駆動コ
イル３とでモータ出力部が構成されている。又、この駆
動マグネット２の外周に配置されたリング状のFGマグネ
ット４に形成された128極のFG磁極4aと、このステータ
に配置されたこのFG磁極4aと対向する回転速度検出信号
発生用の磁電変換要素であるFGヘッド５とで回転速度検
出用周波数発電機（以降FGと略記する）６が構成され、
又、このロータの外周付近に配置されたPGマグネット32
に形成された単極のPG磁極32aと、このステータに配置
された回転位置検出信号発生用の磁電変換要素であるFG
ヘッド33とで回転位置検出用パルス発電機（以降PGと略
記する）34が構成されている。
スモータ31において、ロータに配置された円板状の駆動
マグネット２に形成された４極の駆動磁極2aと、ステー
タに配置されたこの駆動磁極2aと対向する４相の駆動コ
イル３とでモータ出力部が構成されている。又、この駆
動マグネット２の外周に配置されたリング状のFGマグネ
ット４に形成された128極のFG磁極4aと、このステータ
に配置されたこのFG磁極4aと対向する回転速度検出信号
発生用の磁電変換要素であるFGヘッド５とで回転速度検
出用周波数発電機（以降FGと略記する）６が構成され、
又、このロータの外周付近に配置されたPGマグネット32
に形成された単極のPG磁極32aと、このステータに配置
された回転位置検出信号発生用の磁電変換要素であるFG
ヘッド33とで回転位置検出用パルス発電機（以降PGと略
記する）34が構成されている。
そして、このロータの回転に伴い、このPGヘッド33から
は、このロータの１回転に付き１回、このPG磁極32aが
このPGヘッド33と対向する回転角ごとにPG出力ｌが発生
し、このPG出力ｌは波形整形回路７−２に供給される。
この波形整形回路７−２においてこのPG出力ｌは、矩形
状に波形整形されたインデックス信号ｍとなり、このイ
ンデックス信号ｍはFG分周回路39に供給される。
は、このロータの１回転に付き１回、このPG磁極32aが
このPGヘッド33と対向する回転角ごとにPG出力ｌが発生
し、このPG出力ｌは波形整形回路７−２に供給される。
この波形整形回路７−２においてこのPG出力ｌは、矩形
状に波形整形されたインデックス信号ｍとなり、このイ
ンデックス信号ｍはFG分周回路39に供給される。
一方、前記FGヘッド５からは、このロータの１回転当た
り64サイクルの回転速度に比例した周波数のFG出力ａが
発生し、このFG出力ａは波形整形回路７−１に供給され
る。この波形整形回路７−１においてこのFG出力ａは矩
形波に波形整形されてFG信号ｂとなり、このFG信号ｂは
起動確認回路８、前記FG分周回路39、定速度制御回路14
に供給される。
り64サイクルの回転速度に比例した周波数のFG出力ａが
発生し、このFG出力ａは波形整形回路７−１に供給され
る。この波形整形回路７−１においてこのFG出力ａは矩
形波に波形整形されてFG信号ｂとなり、このFG信号ｂは
起動確認回路８、前記FG分周回路39、定速度制御回路14
に供給される。
前記ロータが停止時は、この起動確認回路８の働きで電
子スイッチ12は第６図で左側に接続されることにより、
発振起動回路11が発生する起動信号がブラシレスモータ
駆動回路13−２に供給される。この起動信号に基づきこ
のブラシレスモータ駆動回路13−２において、前記４相
の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すことによ
り、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは回転駆
動される。
子スイッチ12は第６図で左側に接続されることにより、
発振起動回路11が発生する起動信号がブラシレスモータ
駆動回路13−２に供給される。この起動信号に基づきこ
のブラシレスモータ駆動回路13−２において、前記４相
の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すことによ
り、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは回転駆
動される。
そして、前記FG信号ｂに基づき、前記起動確認回路８の
働きによりこのロータが所定の回転速度に達したことを
確認して、前記電子スイッチ12を第６図で右側に接続す
ることにより、前記FG分周回路39の出力がこのブラシレ
スモータ駆動回路13−２に供給される。このFG分周回路
39において、このFG信号ｂは所定の分周比（本例では1/
8）で分周されると共に、前記インデックス信号ｍによ
りリセットされ、回転方向に対する位置情報となった駆
動信号ｄ−２が生成される。この駆動信号ｄ−２に基づ
き前記ブラシレスモータ駆動回路13−２において、４相
の相電流流通信号ｅ−2,f−2,g−2,h−２が生成され、
この４相の相電流流通信号ｅ−2,f−2,g−2,h−２に基
づき前記４相の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流
すことにより、前記駆動マグネット２、従って前記ロー
タは回転駆動される。
働きによりこのロータが所定の回転速度に達したことを
確認して、前記電子スイッチ12を第６図で右側に接続す
ることにより、前記FG分周回路39の出力がこのブラシレ
スモータ駆動回路13−２に供給される。このFG分周回路
39において、このFG信号ｂは所定の分周比（本例では1/
8）で分周されると共に、前記インデックス信号ｍによ
りリセットされ、回転方向に対する位置情報となった駆
動信号ｄ−２が生成される。この駆動信号ｄ−２に基づ
き前記ブラシレスモータ駆動回路13−２において、４相
の相電流流通信号ｅ−2,f−2,g−2,h−２が生成され、
この４相の相電流流通信号ｅ−2,f−2,g−2,h−２に基
づき前記４相の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流
すことにより、前記駆動マグネット２、従って前記ロー
タは回転駆動される。
又、前記定速度制御回路14において、前記FG信号ｂに基
づきこのロータを定速度に制御するための信号である定
速度制御信号が生成され、このブラシレスモータ駆動回
路13−２に供給される。このブラシレスモータ駆動回路
13−２において、この定速度制御信号に基づき前記駆動
コイル３に流す前記駆動電流を調整することにより、上
記の如くこのモータ31に回転速度を負帰還するループが
形成されるから、このロータは定速度に制御される。
づきこのロータを定速度に制御するための信号である定
速度制御信号が生成され、このブラシレスモータ駆動回
路13−２に供給される。このブラシレスモータ駆動回路
13−２において、この定速度制御信号に基づき前記駆動
コイル３に流す前記駆動電流を調整することにより、上
記の如くこのモータ31に回転速度を負帰還するループが
形成されるから、このロータは定速度に制御される。
（発明が解決しようとする課題） 以上のような構成の従来例のセンサレス方式ブラシレス
モータ31において、前記PG34が前記モータ出力部の側部
に形成された構造であるから、このモータ31を小型化す
る場合障害となる。又、このPG34は、前記PG信号ｍと前
記FG信号ｂとの位相調整のため、前記PGヘッド33の位置
調整に工数を要し、部品代も掛かるから、コスト高とな
る。特にこのFG信号ｂのパルス数が多い場合は、このPG
信号ｍとこのFG信号ｂとの高精度な位相調整は困難なも
のとなる。
モータ31において、前記PG34が前記モータ出力部の側部
に形成された構造であるから、このモータ31を小型化す
る場合障害となる。又、このPG34は、前記PG信号ｍと前
記FG信号ｂとの位相調整のため、前記PGヘッド33の位置
調整に工数を要し、部品代も掛かるから、コスト高とな
る。特にこのFG信号ｂのパルス数が多い場合は、このPG
信号ｍとこのFG信号ｂとの高精度な位相調整は困難なも
のとなる。
又、このモータ31の定格負荷状態において、前記駆動磁
極2aの回転により前記４相の駆動コイル３に誘起される
逆起電力波形に対して、前記４相の相電流流通信号ｅ−
2,f−2,g−2,h−２のタイミングが適性となるように、
この駆動磁極2a、前記FG磁極4a及びPG磁極32aは所定の
関係位置に配置されているが、この負荷が変動した場合
は、電機子反作用の変化により、この逆起電力波形に対
するこの４相の相電流流通信号ｅ−2,f−2,g−2,h−
２、従って前記駆動電流のタイミングが上記適正状態か
らずれる、いわゆる中性点ずれが発生し、このモータの
発生トルクが減少する。
極2aの回転により前記４相の駆動コイル３に誘起される
逆起電力波形に対して、前記４相の相電流流通信号ｅ−
2,f−2,g−2,h−２のタイミングが適性となるように、
この駆動磁極2a、前記FG磁極4a及びPG磁極32aは所定の
関係位置に配置されているが、この負荷が変動した場合
は、電機子反作用の変化により、この逆起電力波形に対
するこの４相の相電流流通信号ｅ−2,f−2,g−2,h−
２、従って前記駆動電流のタイミングが上記適正状態か
らずれる、いわゆる中性点ずれが発生し、このモータの
発生トルクが減少する。
本発明は上記の点に着目してなされたもので、前記PG34
を省略し、しかもこの中性点ずれが発生しないセンサレ
ス方式ブラシレスモータを提供することを目的とするも
のである。
を省略し、しかもこの中性点ずれが発生しないセンサレ
ス方式ブラシレスモータを提供することを目的とするも
のである。
（課題を解決するための手段） 本発明のセンサレス方式ブラシレスモータは、ロータに
備えた多極の駆動磁極とステータに備えたこの駆動磁極
と協働して回転トルクを発生する多相の駆動コイルとを
有するモータ出力部と、前記ロータの回転速度に応じた
回転速度検出信号を発生する回転速度検出手段と、前記
回転速度検出信号に応じて駆動電流切換情報となるパル
スの駆動信号を生成すると共に位相補正信号に基づきこ
の駆動信号のタイミングを補正する駆動信号発生手段
と、起動信号又は前記駆動信号に基づき前記多相の駆動
コイルに駆動電流を切り換えて流すことにより前記ロー
タを回転駆動するブラシレスモータ駆動回路と、起動時
前記ロータを起動させる起動信号を出力する発振起動回
路と、前記起動時は前記発振起動回路からの前記起動信
号を、所定の回転速度に達した後は前記駆動信号発生手
段からの前記駆動信号を前記ブラシレスモータ駆動回路
へ切り換えて供給する起動確認回路と、前記回転速度検
出信号及び駆動信号に基づき、前記多相の駆動コイルに
前記駆動電流を流す流通期間に対して所定のタイミング
で２点以上の測定タイミングを表す測定タイミング信号
を生成する測定タイミング信号発生手段と、前記駆動コ
イルに誘起される逆起電力波形を表す電圧を検出する逆
起電力波形検出手段と、前記逆起電力波形検出手段の検
出電圧を前記測定タイミング信号に基づき測定し、前記
２点以上の測定タイミングに対応した２個以上の測定値
を得る電圧測定手段と、前記２個以上の測定値に基づき
前記逆起電力波形に対する前記流通期間のタイミングを
表す前記位相補正信号を生成する位相補正信号発生手段
とを備えるよう構成したものである。
備えた多極の駆動磁極とステータに備えたこの駆動磁極
と協働して回転トルクを発生する多相の駆動コイルとを
有するモータ出力部と、前記ロータの回転速度に応じた
回転速度検出信号を発生する回転速度検出手段と、前記
回転速度検出信号に応じて駆動電流切換情報となるパル
スの駆動信号を生成すると共に位相補正信号に基づきこ
の駆動信号のタイミングを補正する駆動信号発生手段
と、起動信号又は前記駆動信号に基づき前記多相の駆動
コイルに駆動電流を切り換えて流すことにより前記ロー
タを回転駆動するブラシレスモータ駆動回路と、起動時
前記ロータを起動させる起動信号を出力する発振起動回
路と、前記起動時は前記発振起動回路からの前記起動信
号を、所定の回転速度に達した後は前記駆動信号発生手
段からの前記駆動信号を前記ブラシレスモータ駆動回路
へ切り換えて供給する起動確認回路と、前記回転速度検
出信号及び駆動信号に基づき、前記多相の駆動コイルに
前記駆動電流を流す流通期間に対して所定のタイミング
で２点以上の測定タイミングを表す測定タイミング信号
を生成する測定タイミング信号発生手段と、前記駆動コ
イルに誘起される逆起電力波形を表す電圧を検出する逆
起電力波形検出手段と、前記逆起電力波形検出手段の検
出電圧を前記測定タイミング信号に基づき測定し、前記
２点以上の測定タイミングに対応した２個以上の測定値
を得る電圧測定手段と、前記２個以上の測定値に基づき
前記逆起電力波形に対する前記流通期間のタイミングを
表す前記位相補正信号を生成する位相補正信号発生手段
とを備えるよう構成したものである。
（実施例） 本発明のセンサレス方式ブラシレスモータは、前記PGを
省略し、その代りに、前記逆起電力波形を表す電圧を検
出し、前記相電流流通信号に対して所定のタイミングで
２点以上この検出電圧レベルを測定し、この測定値から
前記中性点ずれを検出し、この検出値に基づきこの中性
点ずれを自動補正するものである。
省略し、その代りに、前記逆起電力波形を表す電圧を検
出し、前記相電流流通信号に対して所定のタイミングで
２点以上この検出電圧レベルを測定し、この測定値から
前記中性点ずれを検出し、この検出値に基づきこの中性
点ずれを自動補正するものである。
第１図は、本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの
第１の実施例を示すブロック図、第２図は、第１図及び
第４図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は
第１図のモータの中性点調整動作を説明する波形図であ
る。
第１の実施例を示すブロック図、第２図は、第１図及び
第４図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は
第１図のモータの中性点調整動作を説明する波形図であ
る。
第１図に示すように、本発明の第１の実施例のセンサレ
ス方式ブラシレスモータ１において、ロータに配置され
た円板状の駆動マグネット２に形成された４極の駆動磁
極2aと、ステータに配置されたこの駆動磁極2aと対向す
る４相の駆動コイル３とで前述の従来例と同様なモータ
出力部が構成されている。
ス方式ブラシレスモータ１において、ロータに配置され
た円板状の駆動マグネット２に形成された４極の駆動磁
極2aと、ステータに配置されたこの駆動磁極2aと対向す
る４相の駆動コイル３とで前述の従来例と同様なモータ
出力部が構成されている。
又、この駆動マグネット２の外周に配置されたリング状
のFGマグネット４に形成された128極のFG磁極4aと、こ
のステータに配置されたこのFG磁極4aと対向する回転速
度検出信号発生用の磁電変換要素であるFGヘッド５と
で、前述の従来例と同様なFG6が構成されている。
のFGマグネット４に形成された128極のFG磁極4aと、こ
のステータに配置されたこのFG磁極4aと対向する回転速
度検出信号発生用の磁電変換要素であるFGヘッド５と
で、前述の従来例と同様なFG6が構成されている。
そして、前記ロータの回転に伴い、このFGヘッド５から
は、このロータの１回転当たり64サイクルの回転速度に
比例した周波数のFG出力ａが発生し、このFG出力ａは波
形整形回路７−１に供給される。この波形整形回路７−
１においてこのFG出力ａは、矩形波に波形整形されてFG
信号ｂとなり、このFG信号ｂは起動確認回路８、FG分周
回路９、定速度制御回路14に供給される。
は、このロータの１回転当たり64サイクルの回転速度に
比例した周波数のFG出力ａが発生し、このFG出力ａは波
形整形回路７−１に供給される。この波形整形回路７−
１においてこのFG出力ａは、矩形波に波形整形されてFG
信号ｂとなり、このFG信号ｂは起動確認回路８、FG分周
回路９、定速度制御回路14に供給される。
このFG分周回路９において、このFG信号ｂは所定の分周
比（本例では1/2）で分周され、FG分周信号ｃが生成さ
れ、このFG分周信号ｃはFGカウンタ10及び測定タイミン
グ発生回路15−１に供給される。このFGカウンタ10にお
いて、このFG分周信号ｃはカウントされ、所定のカウン
ト数（本例では４カウント）ごとにハイとなる矩形波で
ある駆動信号ｄ−１が生成されると共に、後述するカウ
ント補正回路18からのカウント補正信号に応じて、この
矩形波生成のカウント数の増減が行なわれることにより
前述の中性点ずれの自動補正が行なわれ、この駆動信号
ｄ−１は前記電子スイッチ12に供給される。
比（本例では1/2）で分周され、FG分周信号ｃが生成さ
れ、このFG分周信号ｃはFGカウンタ10及び測定タイミン
グ発生回路15−１に供給される。このFGカウンタ10にお
いて、このFG分周信号ｃはカウントされ、所定のカウン
ト数（本例では４カウント）ごとにハイとなる矩形波で
ある駆動信号ｄ−１が生成されると共に、後述するカウ
ント補正回路18からのカウント補正信号に応じて、この
矩形波生成のカウント数の増減が行なわれることにより
前述の中性点ずれの自動補正が行なわれ、この駆動信号
ｄ−１は前記電子スイッチ12に供給される。
前記ロータが停止時は、前記起動確認回路８の働きで電
子スイッチ12は第１図で左側に接続されることにより、
発振起動回路11が発生する起動信号がブラシレスモータ
駆動回路13−１に供給される。この起動信号に基づきこ
のブラシレスモータ駆動回路13−１において、前記４相
の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すことによ
り、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは回転駆
動される。
子スイッチ12は第１図で左側に接続されることにより、
発振起動回路11が発生する起動信号がブラシレスモータ
駆動回路13−１に供給される。この起動信号に基づきこ
のブラシレスモータ駆動回路13−１において、前記４相
の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すことによ
り、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは回転駆
動される。
そして、前記FG信号ｂに基づき、前記起動確認回路８の
働きによりこのロータが所定の回転速度に達したことを
確認して、前記電子スイッチ12を第１図で右側に接続す
ることにより、前記FGカウンタ10からの前記駆動信号ｄ
−１がこのブラシレスモータ駆動回路13−１に供給され
る。この駆動信号ｄ−１に基づきこのブラシレスモータ
駆動回路13−１において、この駆動信号ｄ−１の立ち上
がりタイミングで所定の相順で順次切り換わる４相の相
電流流通信信号ｅ−1,f−1,g−1,h−１が生成され、こ
の４相の相電流流通信信号ｅ−1,f−1,g−1,h−１に基
づき、前記４相の駆動コイル３に一定の電圧である駆動
電圧を順次印加し駆動電流を切り換えて流すことによ
り、前記駆動マグネット２、従って前記ロータは回転駆
動される。
働きによりこのロータが所定の回転速度に達したことを
確認して、前記電子スイッチ12を第１図で右側に接続す
ることにより、前記FGカウンタ10からの前記駆動信号ｄ
−１がこのブラシレスモータ駆動回路13−１に供給され
る。この駆動信号ｄ−１に基づきこのブラシレスモータ
駆動回路13−１において、この駆動信号ｄ−１の立ち上
がりタイミングで所定の相順で順次切り換わる４相の相
電流流通信信号ｅ−1,f−1,g−1,h−１が生成され、こ
の４相の相電流流通信信号ｅ−1,f−1,g−1,h−１に基
づき、前記４相の駆動コイル３に一定の電圧である駆動
電圧を順次印加し駆動電流を切り換えて流すことによ
り、前記駆動マグネット２、従って前記ロータは回転駆
動される。
又、前記定速度制御回路14による定速度制御信号によ
り、前述の従来例と同様に、このロータは定速度に制御
される。
り、前述の従来例と同様に、このロータは定速度に制御
される。
又、前述の中性点ずれの自動補正は、前記FGカウンタ1
0、測定タイミング信号発生回路15−１、電圧測定回路1
6−１、演算回路17、カウント補正回路18等により行な
われる。
0、測定タイミング信号発生回路15−１、電圧測定回路1
6−１、演算回路17、カウント補正回路18等により行な
われる。
前記４相の駆動コイル３中の１相分の駆動コイル、例え
ば第１相の駆動コイルの前記駆動電圧が印加される端子
電圧が、この電圧測定回路16−１に供給される。この第
１相の駆動コイルの端子電圧波形は、第３図（Ｄ）〜
（Ｈ）に示すように、この駆動コイルにこの駆動電圧が
印加されている流通期間は、この駆動電圧である一定電
圧レベルを示し、この駆動電圧が他の相の駆動コイルに
印加されこの第１相の駆動コイルには印加されていない
非流通期間は、同図（Ａ）に示すような前記逆起電力波
形が現れる。
ば第１相の駆動コイルの前記駆動電圧が印加される端子
電圧が、この電圧測定回路16−１に供給される。この第
１相の駆動コイルの端子電圧波形は、第３図（Ｄ）〜
（Ｈ）に示すように、この駆動コイルにこの駆動電圧が
印加されている流通期間は、この駆動電圧である一定電
圧レベルを示し、この駆動電圧が他の相の駆動コイルに
印加されこの第１相の駆動コイルには印加されていない
非流通期間は、同図（Ａ）に示すような前記逆起電力波
形が現れる。
一方、前記測定タイミング信号発生回路15−１に前記ブ
ラシレスモータ駆動回路13−１から、前述の第１相の相
電流流通信号ｅ−１が供給され、この回路15−１におい
て、前記FG分周信号ｃ及びこの第１相の相電流流通信号
ｅ−１により、このFG分周信号ｃのこの流通期間の前及
び後１カウントの立ち上がりタイミングを表す測定タイ
ミング信号が生成され、この測定タイミング信号は前記
電圧測定回路16−１に供給される。
ラシレスモータ駆動回路13−１から、前述の第１相の相
電流流通信号ｅ−１が供給され、この回路15−１におい
て、前記FG分周信号ｃ及びこの第１相の相電流流通信号
ｅ−１により、このFG分周信号ｃのこの流通期間の前及
び後１カウントの立ち上がりタイミングを表す測定タイ
ミング信号が生成され、この測定タイミング信号は前記
電圧測定回路16−１に供給される。
この電圧測定回路16−１において、この測定タイミング
信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つの測定
タイミングに対応した測定値V1，V2が得られ、この測定
値V1，V2は前記演算回路17に供給される。この演算回路
17において、このV1とV2の引き算が行なわれ、V1−V2＝
Vdなる差電圧Vdが求められ、この差電圧Vdは前記カウン
ト補正回路18に供給される。このカウント補正回路18に
おいて、この差電圧Vdい基づいて、前述の駆動信号ｄ−
１を補正するカウント補正信号が生成される。
信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つの測定
タイミングに対応した測定値V1，V2が得られ、この測定
値V1，V2は前記演算回路17に供給される。この演算回路
17において、このV1とV2の引き算が行なわれ、V1−V2＝
Vdなる差電圧Vdが求められ、この差電圧Vdは前記カウン
ト補正回路18に供給される。このカウント補正回路18に
おいて、この差電圧Vdい基づいて、前述の駆動信号ｄ−
１を補正するカウント補正信号が生成される。
即ち、このカウント補正信号は、第３図（Ｆ）に示す前
記逆起電力波形に対して前記流通期間が適正位相の場合
は０となり、同図（Ｄ）に示すこの流通期間が前記FG分
周信号ｃの２カウント分進んでいる場合は、この流通期
間の終了を２カウント分遅らせるものとなり、同図
（Ｅ）に示す１カウント分進んでいる場合は１カウント
分遅らせるものとなり、同図（Ｈ）に示す２カウント分
遅れている場合はこの流通期間の開始を２カウント分早
めるものとなる。このカウント補正信号に応じて、前記
FGカウンタ10において、前述の如く、前記駆動信号ｄ−
１のカウント数の増減が行なわれ、中性点ずれの自動補
正が行なわれる。
記逆起電力波形に対して前記流通期間が適正位相の場合
は０となり、同図（Ｄ）に示すこの流通期間が前記FG分
周信号ｃの２カウント分進んでいる場合は、この流通期
間の終了を２カウント分遅らせるものとなり、同図
（Ｅ）に示す１カウント分進んでいる場合は１カウント
分遅らせるものとなり、同図（Ｈ）に示す２カウント分
遅れている場合はこの流通期間の開始を２カウント分早
めるものとなる。このカウント補正信号に応じて、前記
FGカウンタ10において、前述の如く、前記駆動信号ｄ−
１のカウント数の増減が行なわれ、中性点ずれの自動補
正が行なわれる。
以上説明した本発明の第１の実施例は、定電圧駆動にお
いて、この中性点ずれの検出に、前記逆起電力波形を表
す電圧として前記駆動コイルの端子電圧を用いる例であ
るが、次に、この駆動コイルを流れる前記駆動電流を用
いる第２の実施例について説明する。
いて、この中性点ずれの検出に、前記逆起電力波形を表
す電圧として前記駆動コイルの端子電圧を用いる例であ
るが、次に、この駆動コイルを流れる前記駆動電流を用
いる第２の実施例について説明する。
第４図は、本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの
第２の実施例を示すブロック図、第５図は第４図のモー
タの中性点調整動作を説明する波形図である。
第２の実施例を示すブロック図、第５図は第４図のモー
タの中性点調整動作を説明する波形図である。
本発明の第２の実施例のセンサレス方式ブラシレスモー
タ21は、前述の第１の実施例のモータ１に対して、前述
の如く、前記中性点ずれの検出に前記駆動電流を用いる
点だけが異なるものであるから、この第１の実施例と同
様部分には同符号を付し、この説明を省略する。
タ21は、前述の第１の実施例のモータ１に対して、前述
の如く、前記中性点ずれの検出に前記駆動電流を用いる
点だけが異なるものであるから、この第１の実施例と同
様部分には同符号を付し、この説明を省略する。
この第２の実施例のモータ21において、前記４相の駆動
コイル３の共通接続点とアースとの間に、小抵抗値の駆
動電流検出抵抗Ｒが挿入されており、この駆動電流検出
抵抗Ｒのこの駆動コイル３の共通接続点側の端子電圧
が、電圧測定回路16−２に供給される。この駆動電流検
出抵抗Ｒの端子電圧波形は、第５図（Ｄ）〜（Ｈ）に示
すように、前記各流通期間内に前記駆動電圧と前記逆起
電力との差電圧によりこの４相の駆動コイル３にそれぞ
れ流れる前記駆動電流を示し、前記逆起電力波形を表す
波形が現れる。この同図（Ｄ）〜（Ｈ）の波形は、この
流通期間のタイミングが、前述の第３図（Ｄ）〜（Ｈ）
にそれぞれ対応したものである。
コイル３の共通接続点とアースとの間に、小抵抗値の駆
動電流検出抵抗Ｒが挿入されており、この駆動電流検出
抵抗Ｒのこの駆動コイル３の共通接続点側の端子電圧
が、電圧測定回路16−２に供給される。この駆動電流検
出抵抗Ｒの端子電圧波形は、第５図（Ｄ）〜（Ｈ）に示
すように、前記各流通期間内に前記駆動電圧と前記逆起
電力との差電圧によりこの４相の駆動コイル３にそれぞ
れ流れる前記駆動電流を示し、前記逆起電力波形を表す
波形が現れる。この同図（Ｄ）〜（Ｈ）の波形は、この
流通期間のタイミングが、前述の第３図（Ｄ）〜（Ｈ）
にそれぞれ対応したものである。
一方、測定タイミング信号発生回路15−２に前記FGカウ
ンタ10から、前記駆動信号ｄ−１が供給され、この回路
15−２において、前記FG分周信号ｃ及び駆動信号ｄ−１
により、このFG分周信号ｃのこの流通期間の開始後及び
終了前１カウントの立ち上がりタイミングを表す測定タ
イミング信号が生成され、この測定タイミング信号は前
記電圧測定回路16−２に供給される。
ンタ10から、前記駆動信号ｄ−１が供給され、この回路
15−２において、前記FG分周信号ｃ及び駆動信号ｄ−１
により、このFG分周信号ｃのこの流通期間の開始後及び
終了前１カウントの立ち上がりタイミングを表す測定タ
イミング信号が生成され、この測定タイミング信号は前
記電圧測定回路16−２に供給される。
この電圧測定回路16−２において、この測定タイミング
信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つの測定
タイミングに対応した測定値V1，V2が得られ、この測定
値V1，V2に基づき、前述の本発明の第１の実施例の場合
と同様に、前記駆動信号ｄ−１のカウント数の増減が行
なわれ、前記中性点ずれの自動補正が行なわれる。
信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つの測定
タイミングに対応した測定値V1，V2が得られ、この測定
値V1，V2に基づき、前述の本発明の第１の実施例の場合
と同様に、前記駆動信号ｄ−１のカウント数の増減が行
なわれ、前記中性点ずれの自動補正が行なわれる。
以上説明した本発明の第１及び第２の実施例は、前記１
相の駆動コイルの逆起電力波形の電気角360°に対し
て、前記FG分出力信号ｃの16カウントを対応させ、±２
カウントの前記流通期間の増減を行なうものであるが、
前記FG6によるFG信号ｂのパルス数は、前述の定速度制
御の精度向上のため、本例よりも多くする場合も多いか
ら、この場合は、この中性点ずれの自動補正のピッチを
更に細かくすることが可能となる。この場合、この流通
期間の切り換わり期間付近は、ノイズ、過渡現像等があ
るから、この付近を前記測定タイミングとしないように
する。又、このFG信号ｂのパルス数が少ない場合、前記
FG分周回路９によるこのFG信号ｂの分周を省略すること
が出来るのは勿論である。
相の駆動コイルの逆起電力波形の電気角360°に対し
て、前記FG分出力信号ｃの16カウントを対応させ、±２
カウントの前記流通期間の増減を行なうものであるが、
前記FG6によるFG信号ｂのパルス数は、前述の定速度制
御の精度向上のため、本例よりも多くする場合も多いか
ら、この場合は、この中性点ずれの自動補正のピッチを
更に細かくすることが可能となる。この場合、この流通
期間の切り換わり期間付近は、ノイズ、過渡現像等があ
るから、この付近を前記測定タイミングとしないように
する。又、このFG信号ｂのパルス数が少ない場合、前記
FG分周回路９によるこのFG信号ｂの分周を省略すること
が出来るのは勿論である。
上述の第１及び第２の実施例において、前記中性点調整
動作をディジタル信号処理により行った場合は、この動
作を行なう回路部分が、前記回転動作を行なうディジタ
ルICに一緒に収納可能であるから、この回路部分のコス
トアップなしに構成可能である。又、上述の第１及び第
２の実施例のモータ１及び21は、駆動磁極位置検出器を
省いたセンサレス方式ブラシレスモータであるから、こ
の駆動磁極位置検出器分のコストダウン、小型化が可能
となるのは勿論のこと、前記PG34を省略したものである
から、更にコストダウンが可能であり、又、小型化が可
能である。又、中性点の自動調整が行なわれるから、負
荷変動があった場合等でも常に前記最適位相に補正さ
れ、高効率に駆動されると共に、トルクリップルが抑制
され、ノイズの発生が防止される。
動作をディジタル信号処理により行った場合は、この動
作を行なう回路部分が、前記回転動作を行なうディジタ
ルICに一緒に収納可能であるから、この回路部分のコス
トアップなしに構成可能である。又、上述の第１及び第
２の実施例のモータ１及び21は、駆動磁極位置検出器を
省いたセンサレス方式ブラシレスモータであるから、こ
の駆動磁極位置検出器分のコストダウン、小型化が可能
となるのは勿論のこと、前記PG34を省略したものである
から、更にコストダウンが可能であり、又、小型化が可
能である。又、中性点の自動調整が行なわれるから、負
荷変動があった場合等でも常に前記最適位相に補正さ
れ、高効率に駆動されると共に、トルクリップルが抑制
され、ノイズの発生が防止される。
又、この中性点の自動調整が行なわれることにより、前
述の発振起動回路11の動作及びこの発振起動回路11と前
記FGカウンタ10との切り換え動作が多少ラフな場合で
も、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
述の発振起動回路11の動作及びこの発振起動回路11と前
記FGカウンタ10との切り換え動作が多少ラフな場合で
も、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
又、この中性点の自動調整が行なわれることにより、前
記駆動磁極2aとFG磁極4aとの関係位置が多少ずれた場合
でも、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
記駆動磁極2aとFG磁極4aとの関係位置が多少ずれた場合
でも、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
又、この中性点の自動調整は、前述の電子スイッチ12の
前記FGカウンタ10への切り換えと同時に動作を開始する
から、安定した起動が行なわれる。
前記FGカウンタ10への切り換えと同時に動作を開始する
から、安定した起動が行なわれる。
又、この中性点の自動調整は、前述の如く、前記２つの
測定値V1，V2の相対比較結果に基づいて行なわれるもの
であるから、モータ特性の製造上のばらつき等があった
場合でも、安定に動作する。
測定値V1，V2の相対比較結果に基づいて行なわれるもの
であるから、モータ特性の製造上のばらつき等があった
場合でも、安定に動作する。
なお、前記中性点ずれを表す前記逆起電力波形を表す電
圧としては、上述の２例の外に、定電流駆動の場合の前
記駆動コイルに印加される駆動電圧等が利用可能であ
る。
圧としては、上述の２例の外に、定電流駆動の場合の前
記駆動コイルに印加される駆動電圧等が利用可能であ
る。
（発明の効果） 以上の構成よりなる本発明のセンサレス方式ブラシレス
モータは、中性点の自動調整が行なわれるから、負荷変
動があった場合等でも高効率に駆動されると共に、トル
ククリップルが抑制され、ノイズの発生が防止される。
又、小型化、コストダウンも可能となる。
モータは、中性点の自動調整が行なわれるから、負荷変
動があった場合等でも高効率に駆動されると共に、トル
ククリップルが抑制され、ノイズの発生が防止される。
又、小型化、コストダウンも可能となる。
第１図は本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの第
１の実施例を示すブロック図、第２図は第１図及び第４
図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は第１
図のモータの中性点調整動作を説明する波形図、第４図
は本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの第２の実
施例を示すブロック図、第５図は第４図のモータの中性
点調整動作を説明する波形図、第６図は従来のセンサレ
ス方式ブラシレスモータの例を示すブロック図、第７図
は第６図のモータの動作を説明する波形図である。 1,21,31……センサレス方式ブラシレスモータ、２……
駆動マグネット、2a……駆動磁極、３……駆動コイル、
４……FGマグネット、4a……FG磁極、５……FGヘッド、
６……FG（回転速度検出手段）、８……起動確認回路、
10……FGカウンタ（駆動信号発生手段）、11……発振起
動回路、13−1,13−２……ブラシレスモータ駆動回路、
15−1,15−２……測定タイミング信号発生回路（測定タ
イミング信号発生手段）、16−1,16−２……電圧測定回
路（電圧測定手段）、18……カウント補正回路（位相補
正信号発生手段）。
１の実施例を示すブロック図、第２図は第１図及び第４
図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は第１
図のモータの中性点調整動作を説明する波形図、第４図
は本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの第２の実
施例を示すブロック図、第５図は第４図のモータの中性
点調整動作を説明する波形図、第６図は従来のセンサレ
ス方式ブラシレスモータの例を示すブロック図、第７図
は第６図のモータの動作を説明する波形図である。 1,21,31……センサレス方式ブラシレスモータ、２……
駆動マグネット、2a……駆動磁極、３……駆動コイル、
４……FGマグネット、4a……FG磁極、５……FGヘッド、
６……FG（回転速度検出手段）、８……起動確認回路、
10……FGカウンタ（駆動信号発生手段）、11……発振起
動回路、13−1,13−２……ブラシレスモータ駆動回路、
15−1,15−２……測定タイミング信号発生回路（測定タ
イミング信号発生手段）、16−1,16−２……電圧測定回
路（電圧測定手段）、18……カウント補正回路（位相補
正信号発生手段）。
Claims (1)
- 【請求項１】ロータに備えた多極の駆動磁極とステータ
に備えたこの駆動磁極と協働して回転トルクを発生する
多相の駆動コイルとを有するモータ出力部と、前記ロー
タの回転速度に応じた回転速度検出信号を発生する回転
速度検出手段と、前記回転速度検出信号に応じて駆動電
流切換情報となるパルスの駆動信号を生成すると共に位
相補正信号に基づきこの駆動信号のタイミングを補正す
る駆動信号発生手段と、起動信号又は前記駆動信号に基
づき前記多相の駆動コイルに駆動電流を切り換えて流す
ことにより前記ロータを回転駆動するブラシレスモータ
駆動回路と、起動時前記ロータを起動させる起動信号を
出力する発振起動回路と、前記起動時は前記発振起動回
路からの前記起動信号を、所定の回転速度に達した後は
前記駆動信号発生手段からの前記駆動信号を前記ブラシ
レスモータ駆動回路へ切り換えて供給する起動確認回路
と、前記回転速度検出信号に応じて、前記多相の駆動コ
イルに前記駆動電流を流す流通期間に対して所定のタイ
ミングで２点以上の測定タイミングを表す測定タイミン
グ信号を生成する測定タイミング信号発生手段と、前記
駆動コイルに誘起される逆起電力波形を表す電圧を検出
する逆起電力波形出力手段と、前記逆起電力波形検出手
段の検出電圧を前記測定タイミング信号に基づき測定
し、前記２点以上の測定タイミングに対応した２個以上
の測定値を得る電圧測定手段と、前記２個以上の測定値
に基づき前記逆起電力波形に対する前記流通期間のタイ
ミングを表す前記位相補正信号を生成する位相補正信号
発生手段とを備えたことを特徴とするセンサレス方式ブ
ラシレスモータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1139560A JPH06103995B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | センサレス方式ブラシレスモータ |
| US07/531,489 US5036264A (en) | 1989-05-31 | 1990-05-31 | Brushless motor with no rotor-position sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1139560A JPH06103995B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | センサレス方式ブラシレスモータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH037089A JPH037089A (ja) | 1991-01-14 |
| JPH06103995B2 true JPH06103995B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=15248109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1139560A Expired - Lifetime JPH06103995B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | センサレス方式ブラシレスモータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5036264A (ja) |
| JP (1) | JPH06103995B2 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5444345A (en) * | 1988-03-17 | 1995-08-22 | Canon Kabushiki Kaisha | Speed control apparatus for a motor |
| US5124625A (en) * | 1990-05-11 | 1992-06-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Position control system |
| US5157311A (en) * | 1990-07-31 | 1992-10-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless motor |
| JPH0834711B2 (ja) * | 1990-08-18 | 1996-03-29 | 日本ビクター株式会社 | 位置検知器を有しないブラシレス直流モータにおける回転子の停止位置の検出方法 |
| JP2546085B2 (ja) * | 1991-06-07 | 1996-10-23 | ティアック株式会社 | ディスク装置 |
| US5191270A (en) * | 1991-06-07 | 1993-03-02 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Method for starting a motor |
| US5223771A (en) * | 1991-06-17 | 1993-06-29 | Western Digital (Singapore) Pte., Ltd. | Polyphase brushless DC Motor control |
| US5408153A (en) * | 1991-07-05 | 1995-04-18 | Canon Denshi Kabushiki Kaisha | Index position detecting apparatus for an electromagnetic rotary machine |
| JPH05137393A (ja) * | 1991-11-08 | 1993-06-01 | Victor Co Of Japan Ltd | 情報記録再生装置 |
| JP2704081B2 (ja) * | 1992-03-30 | 1998-01-26 | 株式会社東芝 | センサレス・スピンドルモータ制御回路 |
| US5616994A (en) * | 1994-01-12 | 1997-04-01 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Drive circuit for brushless motor |
| JP2665313B2 (ja) * | 1994-04-22 | 1997-10-22 | 国際電業株式会社 | 反力発生装置 |
| US5469033A (en) * | 1994-05-20 | 1995-11-21 | Sl Montevideo Technology, Inc. | Virtual hall-effect signal generating for a brushless sensorless electrical rotary machine |
| JPH07337073A (ja) * | 1994-06-08 | 1995-12-22 | Toshiba Corp | モータ制御回路及びモータ制御方法 |
| JPH09117186A (ja) * | 1995-10-13 | 1997-05-02 | Zexel Corp | 直流ブラシレスモータ駆動装置 |
| IT1291608B1 (it) * | 1997-04-18 | 1999-01-11 | Sisme Immobiliare S P A | Disposizione a motore sincrono monofase a magneti permanenti |
| US6089115A (en) * | 1998-08-19 | 2000-07-18 | Dana Corporation | Angular transmission using magnetorheological fluid (MR fluid) |
| KR100289496B1 (ko) * | 1999-01-15 | 2001-05-02 | 윤종용 | 고속모터의 센서리스 속도제어방법 |
| US6215261B1 (en) | 1999-05-21 | 2001-04-10 | General Electric Company | Application specific integrated circuit for controlling power devices for commutating a motor based on the back emf of motor |
| JP3940267B2 (ja) * | 2001-02-21 | 2007-07-04 | 株式会社ジェイテクト | 同期モータの起動制御装置およびその装置を用いた自動車駆動系の作動流体制御用電動ポンプ |
| JP2003182391A (ja) * | 2001-12-25 | 2003-07-03 | Koyo Seiko Co Ltd | 車両用駆動力伝達装置 |
| JP2005137076A (ja) * | 2003-10-29 | 2005-05-26 | Favess Co Ltd | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| US7184927B2 (en) * | 2004-03-26 | 2007-02-27 | Honeywell International Inc. | Adaptive position sensing method and apparatus for synchronous motor generator system |
| JP4667767B2 (ja) * | 2004-05-26 | 2011-04-13 | 京セラミタ株式会社 | モータ制御装置 |
| GB0707672D0 (en) * | 2007-04-20 | 2007-05-30 | Melexis Nv | Rotor orientation detection in brushless dc motors |
| JP5149820B2 (ja) * | 2009-01-19 | 2013-02-20 | キヤノン株式会社 | コントローラおよび加工装置 |
| TWI492518B (zh) * | 2013-12-10 | 2015-07-11 | Ind Tech Res Inst | 一種電動機之輸出控制裝置及控制器之控制方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5842882B2 (ja) * | 1976-07-26 | 1983-09-22 | 株式会社小松製作所 | 位置決め装置 |
| US4162435A (en) * | 1976-10-05 | 1979-07-24 | General Electric Company | Method and apparatus for electronically commutating a direct current motor without position sensors |
| JPH0642796B2 (ja) * | 1981-12-30 | 1994-06-01 | ソニー株式会社 | ブラシレスモ−タの駆動回路 |
| US4525657A (en) * | 1983-03-09 | 1985-06-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Torque ripple compensation circuit for a brushless D.C. motor |
| JPS6082087A (ja) * | 1983-10-05 | 1985-05-10 | Sony Corp | ブラシレス直流モ−タの駆動回路 |
| JPS6122787A (ja) * | 1984-07-09 | 1986-01-31 | Sony Corp | ブラシレス直流モ−タの駆動回路 |
| US4631459A (en) * | 1984-12-25 | 1986-12-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless DC motor |
| US4603283A (en) * | 1985-06-03 | 1986-07-29 | Bodine Electric Company | Variable speed control for a brushless direct current motor |
| US4928043A (en) * | 1988-11-14 | 1990-05-22 | Synektron Corporation | Back EMF sampling circuit for phase locked loop motor control |
| US4937508A (en) * | 1989-05-12 | 1990-06-26 | Sundstrand Corporation | VSCF start system with precision voltage |
-
1989
- 1989-05-31 JP JP1139560A patent/JPH06103995B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-05-31 US US07/531,489 patent/US5036264A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH037089A (ja) | 1991-01-14 |
| US5036264A (en) | 1991-07-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH037089A (ja) | センサレス方式ブラシレスモータ | |
| US6081091A (en) | Motor controller, integrated circuit, and method of controlling a motor | |
| EP0316077B1 (en) | Brushless motors | |
| US4136308A (en) | Stepping motor control | |
| JP3250599B2 (ja) | ブラシレスモ−タ | |
| US6218795B1 (en) | Rotor magnetic pole position detection device | |
| USRE31229E (en) | Stepping motor control | |
| US20070252542A1 (en) | Method and apparatus for controlling brushless DC motors in implantable medical devices | |
| JPH0440958B2 (ja) | ||
| KR101053251B1 (ko) | 센서리스 브러시리스 모터 | |
| JP3360946B2 (ja) | ブラシレスモータの制御回路 | |
| JP3344914B2 (ja) | ３相モータの速度制御装置 | |
| US5739663A (en) | Phase energization controller and method for controlling switched reluctance machines using simple angular position sensors with improved angle interpolation | |
| JP2897210B2 (ja) | ブラシレスモータのセンサレス駆動装置 | |
| KR100323294B1 (ko) | 전동기 | |
| Deskur et al. | Application of digital phase locked loop for control of SRM drive | |
| JPH05122983A (ja) | 永久磁石モータの制御装置 | |
| JPH0557837B2 (ja) | ||
| JPS5996859A (ja) | ブラシレスモ−タ− | |
| JP3402328B2 (ja) | ブラシレスモータ | |
| JP2958360B2 (ja) | 同期形ブラシレスｄｃモータ | |
| JP2934258B2 (ja) | サーボ装置 | |
| EP0068756A1 (en) | Brushless DC motors | |
| JPH0568955B2 (ja) | ||
| JPS6220790B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071214 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081214 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091214 Year of fee payment: 15 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091214 Year of fee payment: 15 |