JPH06140136A - 高周波処理装置 - Google Patents
高周波処理装置Info
- Publication number
- JPH06140136A JPH06140136A JP31116792A JP31116792A JPH06140136A JP H06140136 A JPH06140136 A JP H06140136A JP 31116792 A JP31116792 A JP 31116792A JP 31116792 A JP31116792 A JP 31116792A JP H06140136 A JPH06140136 A JP H06140136A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- circuit
- current
- high frequency
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- General Induction Heating (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 正確に電力制御できる高周波処理装置を提供
する。 【構成】 インバータ１２から発生した高周波出力は、
共振コンデンサ１５及びカレントトランス（ＣＴ）１６
と直列接続される高周波加熱コイル１３ヘ供給される。
インバータ１２は電流のスイッチングを行う主回路部１
７と、ゲート信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 を発生して主回路部へ
送るゲート信号発生回路１８から構成される。Ｖｇ1 は
ＴＲ1 ，ＴＲ4 の、Ｖｇ2 はＴＲ2 ，ＴＲ3 のベースへ
夫々供給される。ＣＴ１６からの高周波瞬時電流信号に
基づいて電流強度を検出する高周波電流検出回路の出力
は誤差検出回路２０に送られて基準電圧源２１からの基
準電圧と比較され、得られた差信号は電圧−周波数変換
回路２２に送られて周波数信号に変換される。この周波
数信号及び高周波瞬時電流信号を整形回路２３で波形整
形して得られるタイミング信号に基づきＶｇ1 ，Ｖｇ2
が作成される。
する。 【構成】 インバータ１２から発生した高周波出力は、
共振コンデンサ１５及びカレントトランス（ＣＴ）１６
と直列接続される高周波加熱コイル１３ヘ供給される。
インバータ１２は電流のスイッチングを行う主回路部１
７と、ゲート信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 を発生して主回路部へ
送るゲート信号発生回路１８から構成される。Ｖｇ1 は
ＴＲ1 ，ＴＲ4 の、Ｖｇ2 はＴＲ2 ，ＴＲ3 のベースへ
夫々供給される。ＣＴ１６からの高周波瞬時電流信号に
基づいて電流強度を検出する高周波電流検出回路の出力
は誤差検出回路２０に送られて基準電圧源２１からの基
準電圧と比較され、得られた差信号は電圧−周波数変換
回路２２に送られて周波数信号に変換される。この周波
数信号及び高周波瞬時電流信号を整形回路２３で波形整
形して得られるタイミング信号に基づきＶｇ1 ，Ｖｇ2
が作成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波発振器からの高
周波電力を高周波加熱コイルへ供給して処理を行う高周
波処理装置に関する。
周波電力を高周波加熱コイルへ供給して処理を行う高周
波処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は、従来の高周波処理装置の一例を
示す。図１において、１は三相商用電源から電力を受け
る整流回路で、例えば、サイリスタによる流通角制御に
より出力電圧を調節することができる。整流回路１から
の直流電圧は、真空管、トランジスター、サイリスタな
どを用いた高周波発振回路２へ供給される。発振回路２
から発生した高周波出力は、内部に被加熱物４が配置さ
れる高周波加熱コイル３ヘ供給される。５は、整流回路
１からの直流電圧を検出するための電圧検出回路であ
り、その検出出力は、誤差検出回路６へ送られて基準電
圧源７からの基準電圧との差が求められる。求められた
差信号は、サイリスタによる流通角を制御して整流回路
１の出力電圧を調節する制御回路８へ送られる。この様
な差信号による帰還制御により高周波発振回路への供給
電圧が安定化され、又、基準電圧を変えることにより、
コイルへの供給電力を調節することができる。
示す。図１において、１は三相商用電源から電力を受け
る整流回路で、例えば、サイリスタによる流通角制御に
より出力電圧を調節することができる。整流回路１から
の直流電圧は、真空管、トランジスター、サイリスタな
どを用いた高周波発振回路２へ供給される。発振回路２
から発生した高周波出力は、内部に被加熱物４が配置さ
れる高周波加熱コイル３ヘ供給される。５は、整流回路
１からの直流電圧を検出するための電圧検出回路であ
り、その検出出力は、誤差検出回路６へ送られて基準電
圧源７からの基準電圧との差が求められる。求められた
差信号は、サイリスタによる流通角を制御して整流回路
１の出力電圧を調節する制御回路８へ送られる。この様
な差信号による帰還制御により高周波発振回路への供給
電圧が安定化され、又、基準電圧を変えることにより、
コイルへの供給電力を調節することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この様に、従来は、高
周波発振回路へ供給される直流電圧を検出した検出出力
に基づいて直流電圧を制御して被加熱物への供給電力を
制御しているが、被加熱物によっては、高周波発振回路
へ供給する直流電圧と被加熱物へ加えられる高周波電力
とが一対一に対応しない場合がある。このため、基準電
圧を一定に保っていても、加熱する対象の性質によっ
て、加熱電力が異なってしまうことがあり、負荷への投
入電力を正確に制御することができなかった。
周波発振回路へ供給される直流電圧を検出した検出出力
に基づいて直流電圧を制御して被加熱物への供給電力を
制御しているが、被加熱物によっては、高周波発振回路
へ供給する直流電圧と被加熱物へ加えられる高周波電力
とが一対一に対応しない場合がある。このため、基準電
圧を一定に保っていても、加熱する対象の性質によっ
て、加熱電力が異なってしまうことがあり、負荷への投
入電力を正確に制御することができなかった。
【０００４】本発明は上述した点に鑑みてなされたもの
であり、負荷への投入電力を正確に制御することのでき
る高周波処理装置を提供することを目的としている。
であり、負荷への投入電力を正確に制御することのでき
る高周波処理装置を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源から
の電力にもとづいて発振する高周波発振器からの高周波
電力を高周波加熱コイルへ供給して処理を行う高周波処
理装置において、高周波加熱コイルに供給される高周波
電流値に対応した出力を発生する検出回路と、該検出回
路からの検出信号と所定値との差分を求める回路と、該
差分回路の出力に基づいて前記高周波発振器の発振周波
数を制御する制御回路とを設けたことを特徴としてい
る。
の電力にもとづいて発振する高周波発振器からの高周波
電力を高周波加熱コイルへ供給して処理を行う高周波処
理装置において、高周波加熱コイルに供給される高周波
電流値に対応した出力を発生する検出回路と、該検出回
路からの検出信号と所定値との差分を求める回路と、該
差分回路の出力に基づいて前記高周波発振器の発振周波
数を制御する制御回路とを設けたことを特徴としてい
る。
【０００６】
【作用】本発明では、高周波加熱コイルに供給される高
周波電流値に対応した出力を発生する検出回路と、該検
出回路からの検出信号と所定値との差分を求める回路
と、該差分回路の出力に基づいて前記高周波発振器の発
振周波数を制御する制御回路とを設けたことにより、負
荷への投入電力を正確に制御することができる。以下、
本発明を図面を参照して詳説する。
周波電流値に対応した出力を発生する検出回路と、該検
出回路からの検出信号と所定値との差分を求める回路
と、該差分回路の出力に基づいて前記高周波発振器の発
振周波数を制御する制御回路とを設けたことにより、負
荷への投入電力を正確に制御することができる。以下、
本発明を図面を参照して詳説する。
【０００７】
【実施例】図２は本発明の一実施例を示しており、図２
において、１１は三相商用電源から電力を受ける整流回
路である。整流回路１１からの直流電圧は、トランジス
ターインバータ１２へ供給される。インバータ１２から
発生した高周波出力は、内部に被加熱物１４が配置され
る高周波加熱コイル１３ヘ供給される。１５及び１６
は、コイル１３に直列に接続される共振コンデンサ及び
カレントトランスである。
において、１１は三相商用電源から電力を受ける整流回
路である。整流回路１１からの直流電圧は、トランジス
ターインバータ１２へ供給される。インバータ１２から
発生した高周波出力は、内部に被加熱物１４が配置され
る高周波加熱コイル１３ヘ供給される。１５及び１６
は、コイル１３に直列に接続される共振コンデンサ及び
カレントトランスである。
【０００８】前記インバータ１２は、コイル１３へ供給
する電流のスイッチングを行う主回路部１７と、ゲート
信号を発生して主回路部へ送るゲート信号発生回路１８
から構成される。主回路部１７は、整流回路出力端子間
に２組の直列接続されたトランジスタＴＲ1 ，ＴＲ2 と
ＴＲ3 ，ＴＲ4 を並列接続した構成を有している。各ト
ランジスタには、コレクタ−エミッタ間に保護ダイオー
ドＤが逆並列に接続されている。前記ゲート信号発生回
路１８はゲート信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 を発生し、ゲート信
号Ｖｇ1 がＴＲ1 ，ＴＲ4 のベースへ、ゲート信号Ｖｇ
2 がＴＲ2 ，ＴＲ3 のベースへそれぞれ供給される。
する電流のスイッチングを行う主回路部１７と、ゲート
信号を発生して主回路部へ送るゲート信号発生回路１８
から構成される。主回路部１７は、整流回路出力端子間
に２組の直列接続されたトランジスタＴＲ1 ，ＴＲ2 と
ＴＲ3 ，ＴＲ4 を並列接続した構成を有している。各ト
ランジスタには、コレクタ−エミッタ間に保護ダイオー
ドＤが逆並列に接続されている。前記ゲート信号発生回
路１８はゲート信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 を発生し、ゲート信
号Ｖｇ1 がＴＲ1 ，ＴＲ4 のベースへ、ゲート信号Ｖｇ
2 がＴＲ2 ，ＴＲ3 のベースへそれぞれ供給される。
【０００９】１９は、カレントトランス１６から得られ
る高周波瞬時電流信号に基づいて、実効値あるいはピー
ク−ピーク値などの電流強度に対応した検出出力を発生
する高周波電流検出回路であり、その検出出力は、誤差
検出回路２０へ送られて基準電圧源２１からの基準電圧
との差が求められる。求められた差信号は、電圧−周波
数変換回路２２に送られ、周波数信号に変換される。こ
の周波数信号及び前記高周波瞬時電流信号を整形回路２
３で波形整形して得られるタイミング信号に基づき、前
記ゲート信号発生回路１７はゲート信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2
を作成する。
る高周波瞬時電流信号に基づいて、実効値あるいはピー
ク−ピーク値などの電流強度に対応した検出出力を発生
する高周波電流検出回路であり、その検出出力は、誤差
検出回路２０へ送られて基準電圧源２１からの基準電圧
との差が求められる。求められた差信号は、電圧−周波
数変換回路２２に送られ、周波数信号に変換される。こ
の周波数信号及び前記高周波瞬時電流信号を整形回路２
３で波形整形して得られるタイミング信号に基づき、前
記ゲート信号発生回路１７はゲート信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2
を作成する。
【００１０】図３（ａ），（ｂ）はゲート信号Ｖｇ1 ，
Ｖｇ2 を夫々示しており、Ｖｇ1 によってＴＲ1 とＴＲ
4 がＯＮの期間は、電流Ｉ1 がＴＲ1 −コンデンサ１５
−コイル１３−ＴＲ4 と流れ、Ｖｇ2 によってＴＲ2 と
ＴＲ3 がＯＮの期間は、電流Ｉ2 がＴＲ3 −コイル１３
−コンデンサ１５−ＴＲ2 と流れる。図３（ｃ）は、こ
の結果コイル１３を流れる電流（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）の波形を
示しており、基本的に正弦波形である。
Ｖｇ2 を夫々示しており、Ｖｇ1 によってＴＲ1 とＴＲ
4 がＯＮの期間は、電流Ｉ1 がＴＲ1 −コンデンサ１５
−コイル１３−ＴＲ4 と流れ、Ｖｇ2 によってＴＲ2 と
ＴＲ3 がＯＮの期間は、電流Ｉ2 がＴＲ3 −コイル１３
−コンデンサ１５−ＴＲ2 と流れる。図３（ｃ）は、こ
の結果コイル１３を流れる電流（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）の波形を
示しており、基本的に正弦波形である。
【００１１】ところで、トランジスタインバータでは、
トランジスタの損失は、ＯＮ電圧ロスと、スイッチング
ロスに大別できる。ＯＮ電圧ロスは、ＯＮ状態でのＯＮ
電圧と流れる電流との積で発生するロスで、静的に測定
することも可能であり、周波数には関連しない。スイッ
チングロスは、ＴＲ1 ，ＴＲ4 からＴＲ2 ，ＴＲ3 へ
（またはその逆に）電流通路が切替わるときに、有限の
立上がり／立下がり特性を持つため、過渡的にＯＮ電圧
よりもはるかに大きな電圧で電流が流れる期間ができる
ことによる。このスイッチングロスは、繰返し周波数に
比例して増大し、１００ＫＨz 以上の周波数領域では、
ロスのほとんどを占めることになる。
トランジスタの損失は、ＯＮ電圧ロスと、スイッチング
ロスに大別できる。ＯＮ電圧ロスは、ＯＮ状態でのＯＮ
電圧と流れる電流との積で発生するロスで、静的に測定
することも可能であり、周波数には関連しない。スイッ
チングロスは、ＴＲ1 ，ＴＲ4 からＴＲ2 ，ＴＲ3 へ
（またはその逆に）電流通路が切替わるときに、有限の
立上がり／立下がり特性を持つため、過渡的にＯＮ電圧
よりもはるかに大きな電圧で電流が流れる期間ができる
ことによる。このスイッチングロスは、繰返し周波数に
比例して増大し、１００ＫＨz 以上の周波数領域では、
ロスのほとんどを占めることになる。
【００１２】このスイッチングロスを最小にするため、
ゲート信号発生回路１７は、電流波形に基づき、コイル
を流れる電流が零のタイミング、すなわち図３（ｃ）に
おけるＡ点及びＢ点で、電流通路が切換わるようにゲー
ト信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 のＯＮのタイミング（オンディレ
イ）を決めている。一方、トランジスタをＯＮからＯＦ
Ｆにするタイミングは、トランジスタのオフディレイが
大きいので、その分、互いに逆ブランチのトランジスタ
がＯＮになるのよりも早くＯＦＦにし、ＴＲ1とＴＲ2
、ＴＲ3 とＴＲ4 のあいだで短絡電流が流れるのを防
止している。このため、２組のトランジスタの切換えの
間に双方ともＯＦＦの期間が含まれることになる。
ゲート信号発生回路１７は、電流波形に基づき、コイル
を流れる電流が零のタイミング、すなわち図３（ｃ）に
おけるＡ点及びＢ点で、電流通路が切換わるようにゲー
ト信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 のＯＮのタイミング（オンディレ
イ）を決めている。一方、トランジスタをＯＮからＯＦ
Ｆにするタイミングは、トランジスタのオフディレイが
大きいので、その分、互いに逆ブランチのトランジスタ
がＯＮになるのよりも早くＯＦＦにし、ＴＲ1とＴＲ2
、ＴＲ3 とＴＲ4 のあいだで短絡電流が流れるのを防
止している。このため、２組のトランジスタの切換えの
間に双方ともＯＦＦの期間が含まれることになる。
【００１３】この様にコイルを流れる電流が零をよぎる
点でトランジスタをターンオンすることは、ゲート信号
より電流の零点が進んでいれば、動作周波数を高い方に
ずらせてゲート信号が遅れるように制御し、逆に電流の
零点が遅れていれば、動作周波数を低いほうにずらせて
ゲート信号が進むように制御することになる。従って、
負荷の共振特性を利用して、周波数の変化で電圧−電流
の位相関係を調整し、スイッチングロスが最小になる動
作点を選んでいることになる。
点でトランジスタをターンオンすることは、ゲート信号
より電流の零点が進んでいれば、動作周波数を高い方に
ずらせてゲート信号が遅れるように制御し、逆に電流の
零点が遅れていれば、動作周波数を低いほうにずらせて
ゲート信号が進むように制御することになる。従って、
負荷の共振特性を利用して、周波数の変化で電圧−電流
の位相関係を調整し、スイッチングロスが最小になる動
作点を選んでいることになる。
【００１４】直列共振の場合の、負荷インピーダンス、
負荷電流、電圧に対する負荷電流の位相角の変化の周波
数特性は図４に示す通りで、周波数ｆ0 の共振点より少
し高い所（点Ｐ）に位相角が来るように前述したオンデ
ィレイを設定することにより、電流の零点近傍でターン
オンさせることができる。
負荷電流、電圧に対する負荷電流の位相角の変化の周波
数特性は図４に示す通りで、周波数ｆ0 の共振点より少
し高い所（点Ｐ）に位相角が来るように前述したオンデ
ィレイを設定することにより、電流の零点近傍でターン
オンさせることができる。
【００１５】負荷電流の値を変化させることは、基準電
圧源２１の出力電圧を変化させて行うことができる。例
えば、電圧を減少させることにより、動作周波数を高い
側にずらすと、図４の負荷電流特性で負荷インピーダン
スの大きな領域で動作することになるので、電流が減少
すると同時に、電流の位相は益々大きな後れを生じるこ
とになり、実効出力電流が下がる。これは、図５の電流
波形ＣがＤへ移ることを意味している。図５における斜
線部分はトランジスタに逆並列に接続されたダイオード
に流れる電流成分である。このように周波数が変化して
も、トランジスタは電流の零点近傍でターンオンするの
で、トランジスタのスイッチングロスは増大しない。
圧源２１の出力電圧を変化させて行うことができる。例
えば、電圧を減少させることにより、動作周波数を高い
側にずらすと、図４の負荷電流特性で負荷インピーダン
スの大きな領域で動作することになるので、電流が減少
すると同時に、電流の位相は益々大きな後れを生じるこ
とになり、実効出力電流が下がる。これは、図５の電流
波形ＣがＤへ移ることを意味している。図５における斜
線部分はトランジスタに逆並列に接続されたダイオード
に流れる電流成分である。このように周波数が変化して
も、トランジスタは電流の零点近傍でターンオンするの
で、トランジスタのスイッチングロスは増大しない。
【００１６】このように、負荷電流の設定制御を負荷共
振周波数特性を利用して周波数の変化で行うことによ
り、電流制御とともに、負荷の共振周波数が負荷の温度
などの状態によって変化する周波数変動にも追従する自
動周波数制御（ＡＦＣ）をも兼ねることになる。すなわ
ち、図４において、負荷の共振周波数が低くなると、電
流が小さくなったのと同じ電流波形信号になり、動作周
波数を下げる様に制御が行われる。逆に、負荷共振周波
数が高くなると、電流が大きくなったと同じ電流波形信
号になり、動作周波数が上がるように制御が行われる。
この動作周波数は、１００ＫＨz など商用電源の周波数
よりも十分に高いので、ループの応答特性も十分に早
い。
振周波数特性を利用して周波数の変化で行うことによ
り、電流制御とともに、負荷の共振周波数が負荷の温度
などの状態によって変化する周波数変動にも追従する自
動周波数制御（ＡＦＣ）をも兼ねることになる。すなわ
ち、図４において、負荷の共振周波数が低くなると、電
流が小さくなったのと同じ電流波形信号になり、動作周
波数を下げる様に制御が行われる。逆に、負荷共振周波
数が高くなると、電流が大きくなったと同じ電流波形信
号になり、動作周波数が上がるように制御が行われる。
この動作周波数は、１００ＫＨz など商用電源の周波数
よりも十分に高いので、ループの応答特性も十分に早
い。
【００１７】
【発明の効果】以上詳述した如く、本発明によれば、高
周波加熱コイルに供給される高周波電流値に対応した出
力を発生する検出回路と、該検出回路からの検出信号と
所定値との差分を求める回路と、該差分回路の出力に基
づいて前記高周波発振器の発振周波数を制御する制御回
路とを設けたため、加熱対象の共振特性が温度で変化す
るような場合であっても常に一定の電力を負荷に供給す
ることができると共に、スイッチングロスが少なく、負
荷の故障や異常などに対する応答性の良好な高周波処理
装置を実現することができる。
周波加熱コイルに供給される高周波電流値に対応した出
力を発生する検出回路と、該検出回路からの検出信号と
所定値との差分を求める回路と、該差分回路の出力に基
づいて前記高周波発振器の発振周波数を制御する制御回
路とを設けたため、加熱対象の共振特性が温度で変化す
るような場合であっても常に一定の電力を負荷に供給す
ることができると共に、スイッチングロスが少なく、負
荷の故障や異常などに対する応答性の良好な高周波処理
装置を実現することができる。
【図１】従来例を示す図である。
【図２】本発明の一実施例を示す図である。
【図３】図２の実施例の動作を説明するための波形図で
ある。
ある。
【図４】負荷インピーダンス、負荷電流、電圧に対する
負荷電流の位相角の周波数特性を示す図である。
負荷電流の位相角の周波数特性を示す図である。
【図５】図２の実施例の動作を説明するための波形図で
ある。
ある。
１１：整流回路 １２：トランジスターインバータ １３：高周波加熱コイル １５：共振コンデンサ １６：カレントトランス １７：主回路部 １８：ゲート信号発生回路 １９：高周波電流検出回路 ２０：誤差検出回路 ２１：基準電圧源 ２２：電圧−周波数変換回路 ２３：整形回路
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源からの電力にもとづいて発振す
る高周波発振器からの高周波電力を高周波加熱コイルへ
供給して処理を行う高周波処理装置において、高周波加
熱コイルに供給される高周波電流値に対応した出力を発
生する検出回路と、該検出回路からの検出信号と所定値
との差分を求める回路と、該差分回路の出力に基づいて
前記高周波発振器の発振周波数を制御する制御回路とを
設けたことを特徴とする自励発振式高周波処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31116792A JPH06140136A (ja) | 1992-10-27 | 1992-10-27 | 高周波処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31116792A JPH06140136A (ja) | 1992-10-27 | 1992-10-27 | 高周波処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06140136A true JPH06140136A (ja) | 1994-05-20 |
Family
ID=18013901
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31116792A Pending JPH06140136A (ja) | 1992-10-27 | 1992-10-27 | 高周波処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06140136A (ja) |
-
1992
- 1992-10-27 JP JP31116792A patent/JPH06140136A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4700330B2 (ja) | 切換型共振超音波パワーアンプシステム | |
| KR910009480B1 (ko) | 조리기 | |
| US4424557A (en) | Full bridge PWM inverter with distributed device switching | |
| KR910001987B1 (ko) | 마그네트론 급전장치와 그 제어방법 | |
| JP2676790B2 (ja) | 高周波電源装置 | |
| JP2002075629A (ja) | 電子レンジ及びその制御方法 | |
| JPH06140136A (ja) | 高周波処理装置 | |
| JP2001128462A (ja) | インバータ装置の制御方法 | |
| JP3919258B2 (ja) | 加熱用高周波電源装置 | |
| JPH0557243A (ja) | 超音波振動発生装置 | |
| JPH033670A (ja) | 誘導加熱用インバータ装置の制御方法 | |
| JPH0833330A (ja) | Ｆｅｔのスイッチング制御回路 | |
| JP2940064B2 (ja) | 誘導加熱用インバータ電源 | |
| JP3708469B2 (ja) | マグネトロン駆動用電源 | |
| JPH0357194A (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JPH04208077A (ja) | 負荷転流形インバータの制御装置 | |
| JPH07274527A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP3171747B2 (ja) | 誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御回路 | |
| JPH0749760Y2 (ja) | 超高圧水銀灯点灯装置 | |
| JPH11260541A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| KR940003231B1 (ko) | 전자레인지용 인버터 회로 | |
| JPS6052664B2 (ja) | スイツチング電源装置 | |
| JPH04104497A (ja) | マグネトロン電力供給装置 | |
| JPH06176859A (ja) | 高周波処理装置 | |
| JPH0155560B2 (ja) |